KR100341071B1 - 전기 에너지 변환용 전자 회로 - Google Patents

Abstract

멀티레벨 변환기는 특히 그 셀들 각각에 하나의 커패시터(Cl, C2,‥‥, Cn)와 2개의 스위치들(예컨대 T1, T'1,‥‥)을 포함한다. 셀들은 변환기 주파수로 반복하는 주기에서 연속적으로 동작한다. 필터 회로(CF)는 부하(C)와 병렬로 설치되어 상기 변환기 주기에 해당하는 기본 주파수를 갖는 임의 성분의 에너지를 소산시킨다. 필터 회로는 하나 또는 그 이상의 RLC형 직렬 회로를 포함한다.

Description

전기 에너지 변환용 전자 회로{An Electronic Circuit for Converting Electrical Power}

본 발명은 프랑스 특허 출원 RF 2 679 715 Al에 기재되어 있는 형태의 에너지 변환용 전자 회로와 이를 이용한 전원 장치 설비에 관한 것이다.

이 프랑스 특허 출원에 기재되어 있는 변환기(converter)는 첨부 도면의 도1에 예시적으로 도시되어 있다. 이 변환기는 기본적으로 전압원(SE)과 전류원(C) 사이에 일련의 제어가능한 스위칭 셀(CL1, CL2,‥·, CLn)을 포함하고 있으며, 각각의 셀은 2개의 스위치(T1,T'1;T2;T'2; ‥·;Tn,T'n)를 구비하고, 이 2개 스위치들 각각의 일극(one Pole)은 한 쌍의 상류 극(upstream poles)의 일부를 형성하며, 이 2개 스위치들 각각의 타 극(the other pole)은 한 쌍의 하류 극(downstream poles)의 일부를 형성하며, 상류 셀(upstream cell)의 한 쌍의 하류 극은 하류 셀(downstream cell)의 한 쌍의 상류 극에 접속되어 있으며, 첫번째 셀(CLI)의 한 쌍의 상류 극은 상기 전류원(C)에 접속되고, 마지막 셀(CLn)의 한 쌍의 하류 극은 상기 전압원(SE)에 접속되어 있다. 또한, 이 변환기에서 셀들은 각각 커패시터(Cl,C2,‥‥, Cn)를 포함하는데, 이 때 상기 전압원(SE)이 마지막 셀의 커패시터 역할을 수행하는데 적합한 경우에는 이 마지막 셀의 커패시터를 생략해도 된다. 그리고, 커패시터 각각은 그 셀의 한 쌍의 하류 극을 구성하는 2개의 극 사이에 접속된다. 이 변환기는 변환기의 공칭 동작(normal operation)을 제어하며, 임의의 한 셀의 2개 스위치가 항상 서로 반대의 도통 상태(1cl과 같은 제어 링크로 표시)에 있게끔 일련의 셀의 스위치들에 작용하는 제어 수단(도시 안됨)을 더 구비하여, 상기 제어 수단에 의해 전달된 셀 제어 신호에 응답하여, 주기적으로 반복된 변환기 주기 동안에 주어진 셀의 2개 스위치 중 하나가 제1 도통 상태에 있다가 계속해서 제2 도통 상태로 되고, 동일하나 시간에 있어 상기 변환기 주기의 수분의 일만큼씩 오프셋(offset)된 셀 제어신호들에 응답하여, 일련의 셀의 스위치들은 각각 동일한 방식으로 작용하나 시간에 있어 한 주기의 상기 수분의 일만큼 오프셋된다.

바람직하게는, 한 주기의 상기 수분의 일은 셀수(n)의 역수, 즉 2π/n과 같고, 이것은 출력단에서 생긴 고조파에 대해서 최적이며 변환기의 커패시터에 충전된 전압들의 균형을 자연스럽게 맞출 수가 있다. 그럼에도 불구하고 어떤 다른 오프셋도 생각될 수 있다.

이러한 변환기에서는 일련의 커패시터들(Cl, C2, Cn)은 각각 증가하는 평균 충전 전압을 갖게 된다. 여기서 상기 셀들 각각에 관련된 커패시터의 평균 충전 전압은 상기 전압원(SE)에 의해 전달된 전압(VE)과 변환기의 셀수의 역수 및 셀의 열(rank)과의 곱, 즉 n=3일 경우, 즉 변환기가 3개의 셀만을 구비할 경우에, VE/3, 2VE/3, VE와 같다.

이하에서는 상술한 설명을 만족하는 변환기를 지시하는데는 "멀티레벨(multilevel)변환기"라는 용어를 사용하기로 한다.

본 발명의 목적은 공칭 동작 조건으로부터 불가피하게 이탈해도 각 커패시터의 충전이 상기 설명에 따라서 유지될 수 있는 멀티레벨 변환기를 제공하는데 있다.

상술한 멀티레벨 변환기의 커패시터들 중 하나의 충전이 명목상 어떻게 변해야하는지를 더욱 쉽게 검사하기 위해서 도 2를 참조로 설명한다 도 2에는 스위치(Tk,T'k)를 가진 임의의 스위칭 셀(CLk), 이 셀과 관련된 커패시터(Ck), 및 스위치(Tk+l, T'k+1)를 가진 후속 셀(CLk+1)이 도시되어 있다.

각 셀 내의 스위치들(Tk와 T'k, 또는 Tk+l과 T'k+1) 간에 결합이 주어지면, 도 2에 도시된 2개의 인접한 셀(CLk, CLk+1) 세트는 다음과 같이 4가지 상태를 갖게 된다.

a) Tk와 Tk+1이 비도통되어 Ck의 충전이 변하지 않는 제1 상태;

b) Tk와 Tk+1이 모두 도통되나 이 상태 하에서 T'k와 T'k+1이 비도통되기 때문에 Ck의 충전 전압이 변하지 않는 제2 상태;

c) Tk는 도통되고 Tk+1는 비도통되어, 전류원(C)이 I와 동일한 전류(Ik)를 Tk를 통해 흐르게 하고 T'k를 통한 전류(I'k)는 제로인 제3 상태; 이 상태는 전류(Ik+1)을 0이 되게 하고, 전류(I'k+1)은 I와 같아서 커패시터(Ck)를 통한 전류(I'ck)가 I와 같게 되는 Tk+l의 상태이다. 그리고,

d) Tk는 비도통되고 Tk+l은 도통되어, 전류원(C)이 I와 동일한 전류(I'k+1)을 T'k를 통해 흐르게 하고 Tk를 통한 전류(Ik)는 제로가 되는 제4 상태이다. Tk+1의 상태는 전류(Ik+1)을 I와 동일하게 되게 하고 전류(I'k+1)은 제로이어서 커패시터(Ck)를 통한 전류(Ick)가 I와 동일하다.

전류(I'ck=I'k+1과 Ick=Ik+1)는 상기 제3 및 제4 상태에서 커패시터(Ck)에 반대 부호의 부가적인 전하를 전달하는데, 첫번째 상황을 네가티브(negative)라고 하고, 두번째 상황을 포지티브(Positive)라고 한다. 이들 두 상태에 따른 전류들은 전류원에 의해 강제로 흐르게 된다. 전류원이 아주 정확한 DC를 강제로 흐르게 하고, 그 밖의 모든 것은 동일하면, 상태 c)와 d) 동안에 전류원에 의해 강제로 흐르는 전류들은 동일하며 Tk와 Tk+1의 도통 주기(상술한 바와 같이 명목상 동일하며 시간상 오프셋되어 있음) 전체에 걸쳐 항상 반대 방향에 있게 된다. 이것은 Ck의 전하가 양극성으로 변한 후에 동일한 양만큼 부극성으로 변하여서 변환기의 일 주기에 걸쳐서는 아무런 변화가 없음을 의미한다.

전류(Ick, I'ck)는 전압원 전압, 전류원을 통하는 전류, 및 커패시터(Ck)의 충전 전압(Vck)에 의해 결정된다. 더욱 개괄적으로 설명하면, 전류원의 임피던스가 무한하지 않은 경우에는 전류원을 통하는 전류는 전류원 단자에 걸리는 전압, 따라서 커패시터들의 전압(Vck)에 따라 달라진다. 예컨대, 어떤 이유로 해서든 간에 충전 전압(Vck)이 그 공칭값(VE×k/n)보다 높아지게 되면, 방전 전류(I'ck)가 그 공칭값보다 더 크게 되기 쉽고 또 충전 전류(Ick)가 그 공칭값보다 더 작게 되기가 쉬워서 커패시터(Ck)의 충전이 그것이 가져야 하는 값으로 되돌아가기가 쉽다. 이것은 멀티레벨 변환기의 동작이 안정되고 전압원과 전류원 모두에서의 진폭 변화를 양 방향(either direction)에서 수용할 수 있다는 것을 설명해준다. 이하, 그럼에도 불구하고 이것이 문제를 야기한다는 것을 동태적으로(in dynaminc terms) 설명하기로 한다.

도 3은 n=1일 때의 상황에 대한 도 1 및 도 2의 멀티레벨 변환기의 동작예이다.

도 3에 도시된 바와 같이, 전류원(C)에 정현파 피변조 교류 전압(sinusoidally modulated alternating voltage)을 전달하기 위하여 펄스 폭 변조(PWM)형 제어가 가해진다. 즉, 변환기(라인 t)의 동작에서 연속한 주기(p1,p2,p3,‥‥) 동안에, 출력전압을 변조하기 위한 파(이하, "변조"파라 함)에 따라서 변하는 시간 동안에 스위치 (T1,T2,T3)가 연속적으로 도통한다. 각 순간에, 대응하는 스위치(T'1, T'2, T'3)는 반대 위치에 있다.

당연히, 잘 알려져 있는 바와 같이, 스위치들의 동작을 변조하는 다른 모드들에 의해서도 동일한 결과가 얻어질 수 있다. 또한 명확히 변환기는 임의의 어떤 다른 파형이나 조정된 DC 전압을 갖는 전류원(C)를 전달하도록 기능할 수도 있다.

변환기의 동작에서 먼저 주기(p1)에 대해 생각해 보기로 한다. 이 주기(p1) 동안에는 스위치(T1,T2,T3) 중 어느 하나가 도통되고, 나머지 2개는 비도통된다. 2개의 셀과 이들 사이의 커패시터로 된 세트 각각에 대해서는 이것은 상술한 상태 c)와 d)에 해당하며, 이 상태들에서 커패시터는 연속적이고 부가적인 음 전하 및 양 전하를 받아들이는데, 그 전체값은 명목상 제로이다. 또한, 인접한 셀(CL1, CL2)이 상태 d)에 있는 반면에, 인접한 셀(CL2, CL3)은 커패시터(Cl)가 커패시터(C2)에 부가적인 음 전하를 제공하는 동일 전류로부터 부가적인 양 전하를 받아들이게끔 상태 c)에 있다는 점을 알아야 한다.

도 3은 또한 예시를 통해서 주기(p2,p3, 등) 동안에 멀티레벨 변환기가 동작하는 방식을 도시하고 있다. 이 주기들 동안에는 스위치(T1, T2, T3)의 도통 주기들은 짧아진 다음에 한 주기의 1/3을 초과할 때까지 길어지는데, 이 경우 이들 주기는 중첩된다. 라인(VI)는, 특히 커패시터들의 용량이 문제의 부가적인 전하가 커패시터들의 단자들에 걸리는 전압을 크게 변화시키지 못했던 경우에, 전류원에 이상적으로 전달될 수 있는 전압을 나타낸 것이다. 전압(VI)은, 전압원(SE)의 음극을 전압 기준으로 택하여, 전압원(SE)으로부터 전압(VE)의 분수들로 표현된다. 이 전압(VI)은 변환기의 주파수인 쵸퍼(chopper) 주파수(Fd)의 진폭이 큰 기본파와 쵸퍼 주파수이상의 주파수의 진폭이 낮은 고조파를 포함함을 알 수 있다. 이 고조파는 저역 통과 피터에 의해 쉽게 제거된다.

전류는 가변적이므로, 상술한 상태 c)와 d)는 변환기의 커패시터들에 똑같은 부가적인 전하량을 전달하지 않을 것이며, 따라서 상기 2가지 상태 간에는 전류가 변화될 시간을 가질 것이다. 이러한 변화는 스위치들의 동작 주기가 변조파의 주파수보다 상당히 클 때에만 무시될 수 있다.

또한, 전류원에 공급된 AC는 정확하게 정현파는 아니고 비대칭적으로 왜곡되어 있을 것이라고 생각해야 한다. 게다가, 제어 신호들의 레벨이나 이들 제어 신호들이 발생시킨 신호들의 오차, 또는 여러가지 스위치들의 스위칭 시간에서의 실제 차이에 의해 필연적으로 변환기의 동작 주기 상에서 스위치 도통 지속 기간이 똑같게 되지 못하고, 또는 시간에 따라 스위치들의 도통 단계가 이동하거나 그 밖에 커패시터들을 충전 및 방전시키는 전류들이 균형을 이루지 못하게 될 것이다. 결과적으로, 대개는 상술한 형태의 멀티레벨 변환기로는 초기에 설명된 공칭 동작 조건을 확실하게 만족시킬 수가 없다. 불행히도, 부가적인 전하에서의 끊임없이 생기는 오차 때문에 커패시터의 충전에서의 일 방향 또는 타 방향에서의 오차가 생기게 되고, 따라서 그 평균 충전 전압에 오차가 생기게 되어 전류원에 전달된 전압에서 변환기의 동작 주파수에 왜곡이 생기게 된다.

이러한 효과는 도 3의 선(VI')로 설명되어 있는데, 이 선(VI')는 공칭 충전 전압 이하의 전압으로 충전될 것으로 생각되는 커패시터(Cl)(도 1)에 의해 변환기가 일정한 진폭의 펄스(vi1,vi2,vi3)를 전달하지 못하고, 그 대신에 변환기는 커패시터(Cl)가 전류원(C)에 그 자신의 충전 전압을 전달할 때마다 진폭(스케일은 알아보기 쉽도록 확대됨)이 작아지는vil'와 같은 펄스들, 커패시터(Cl)가 전류원(C)에 전달된 전압에서 그 자신의 전압을 뺄 때마다 진폭이 커지는vi2'와 같은 펄스들, 및 커패시터(Cl)가 회로 내에 있지 않을 때에는 진폭이 변하지 않는vi3'와 같은 펄스들을 공급한다는 점을 제외하고는 선(VI)과 유사하다. 따라서 이것은 신호(VI') 내에 상기 쵸퍼 주파수에서 방해 성분을 들어오게 한다는 것을 쉽게 알 수 있다.

도 4는 7단을 가진 변환기에서의 이러한 방해 성분의 스펙트럼의 일례를 도시한 것으로, 쵸퍼 주파수(Fd), 즉 변환기의 주파수에서의 라인, 다른 주파수(2Fd, 3Fd 등)에서의 라인들을 볼 수 있다.

이러한 라인들은 커패시터들이 각자의 공칭 전압으로 충전되면 존재하지 않는다.

이들 라인이 나타나면 대개는 유해하다.

그러나, 특히 스위치들에 걸렸던 전압들은 2개의 인접한 커패시터의 공칭 충전 전압들 간의 차, 즉 변환기 내의 단수로 나누어진 전압원의 전압과 더이상 거의 같지 않다. 이것은 스위치들을 위험 상태에 두게 할 수 있다.

당연히, 그리고 상술한 바와 같이, 커패시터들의 충전 에러는 자발적으로 재흡수되는 수도 있으나 그 과정에 시간이 걸린다. 게다가, 전류원을 통해 이 자발적 과정이 이행된다. 따라서, 전류원이 강제로 전류를 흐르게 하지 못할 때에는 그 자발적 과정은 효과를 가질 수가 없고, 어떤 경우에도 전류원을 통해 흐르는 전류가 작을때마다 그 자발적 과정은 느려지게 될 것이다.

상기와 같은 관찰에 기초하여, 본 발명은 변환기의 각 커패시터 상의 평균 충전이 그 공칭값으로 더욱 잘 유지되는 멀티레벨 변환기를 제안한다.

본 발명에 따라서, 이 성과는 멀티레벨 변환기가, 상기 전류원과 병렬로 설치되어, 전류원에 인가된 전압의 기본 주파수에서 쵸퍼 주파수라고 하는 상기 변환기 주파수의n배(여기서 n은 변환기의 단수)의 주파수에 이르는 주파수 대역(상기 2개의 주파수는 상기 주파수 대역에 포함되지 않음)에 있는 어떤 주파수를 갖는 임의 성분의 에너지를 적어도 부분적으로 우선적으로 소산시키기 위한 필터 회로를 더 포함함으로써 달성된다.

일 실시예에서, 필터 회로는 적어도 하나 이상의 RLC형 직렬 회로를 포함한다.

또, 공통 저항기와 직렬로 다수의 LC 직렬 회로들이 구비될 수 있다. 그러나다수의 RLC 직렬 회로들이 병렬로 구비될 수도 있다.

바람직하게는, 고려 중인 각 RLC 직렬 회로에서 저항기의 저항은 상기 에너지를 가능한 빠르게 소산시킬 정도로 충분히 작지만 변환기의 스위치들에 손상을 가하는 과전류를 막을 정도로 충분히 크다.

본 발명의 여러가지 목적 및 특성들은 첨부 도면을 참조하여, 비한정적인 예시로서 주어진 본 발명의 실시예에 대한 이하의 설명에서 더욱 명백하게 드러나게 된다.

도면에 있어서,

상술한 도 1은 공지의 멀티레벨 변환기의 회로도.

도 2는 도 1의 멀티레벨 변환기에서 한 세트의 2개 인접단의 회로도.

상술한 도 3은 도 1과 도 2의 멀티레벨 변환기가 3개 단을 포함하는 경우에 대해 멀티레벨 변환기의 동작을 나타낸 파형도.

도 4는 커패시터 상의 충전 불균형의 경우에 도 1의 변환기에 의해 출력된, 7단을 가진 변환기에 적용가능한 전압 스펙트럼의 일례를 도시한 도면.

도 5는 본 발명의 제1 실시예에 의해 수정된 도 1, 도 2, 및 도 3 형태의 멀티레벨 변환기의 회로도.

도 6은 도 5 변환기의 변형을 나타낸 부분 회로도.

도 7은 곡선들이 같은 주파수에 동조되나 용량과 인덕턴스들이 각기 다른 여러가지 RLC 회로의 임피던스/주파수(Z/F) 응답을 보여주는 그래프도이다.

멀티레벨 변환기에 대해서는 다시 설명하지는 않는다. 도 1, 도 2, 및 도 3의 도면을 특허 문서 RF 2 697 715 Al에 기재된 형태의 변환기와 일치한다. 자세한 것은 이 특허 문서를 참조하면 된다. 도 4에는 방해 성분의 일례가 나타나 있다. 본 발명은 이러한 방해 성분에 대한 해결책을 제시한다.

도 5는 여러가지 구성 요소들에 대해 동일한 도면 부호가 주어져 있는 도 1의 변환기가 도시되어 있다. 변환기의 출력단에는 전류원에 인가된 전압의 기본 주파수에서 쵸퍼 주파수라고 하는 상기 변환기의n배(여기서n은 변환기의 단수)의 주파수에 이르는 주파수 대역(상기 2개의 주파수는 상기 주파수 대역에 포함되지 않음)에 있는 어떤 주파수에서의 임의 성분의 에너지를 적어도 부분적으로 우선적으로 소산시키기 위한 필터 회로가 전류원과 병렬로 추가되어 있다.

더욱 구체적으로는, 필터 회로는 하나 또는 그 이상의 RLC형 직렬 회로로 구성되며, 각각의 직렬 회로는 저항(Ra, Rm), 인덕터(La, Lm), 및 커패시터(Ca, Cm)로 구성 된다.

이것을 변환시킨 것으로는, 도 6에 도시된 바와 같이, 공통 저항(Rax)이 다수의 직렬 공진 회로(Lal, Cal; La2, Ca2)와 직렬로 설치되어 있다. 도 5의 해결책과 비교하여 이 변형은 더 저렴하나 실제로 구현하기가 더 어렵다.

이상적으로는, 필터 회로(CF)는 변환기에 의해 전류원에 공급된 전압의 기본 주파수까지는 무한 임피던스를 가져야 하고, 변환기에 의해 전류원에 공급된 전압의 기본 주파수 이상에서 스위치들의 동작 주파수 곱하기 변환기 내의 셀수에 해당하는 주파수(nFd)(도 3에서의 펄스vi1,vi2,vi3 참조)까지(이 주파수(nFd)는 포함 안됨)는 제로 임피던스를 가져야 하고, 그 이상의 높은 주파수에서는 무한 임피던스를 가져야 한다.

변환기 내의 스위치들이 과전류를 전달해야 하는 일을 피하기 위해서는 제로 임피던스는 바람직하지 않다. 저항기(Ra, Rm, Rax)의 최소 저항은 이 원칙에 따라 정해진다. 특정한 응용들에서는 이 최소 저항은 1 오옴 정도가 좋다.

어떤 주어진 범위 내에서는 임피던스가 무한이고 그 외 다른 범위에서는 임피던스가 낮게 되는 일은 가능하지 않다. 따라서, 본 발명은 적어도 하나 이상의 직렬 공진 회로를 구비한다. 이 공진 회로의 주파수 응답은 도 7에 도시되어 있다.

도 7에는 저항(R)은 모두 10 오옴이고, 용량(C)은 각각 23 ㎌, 2.3 ㎌, 및 0.23 ㎌인 3개의 RLC 회로에 대해 주파수(F) 함수로서의 임피던스(Z) 곡선이 도시되어 있다.

인덕턴스값들은 3 kHz의 주파수에서 각 경우에 공진이 일어날 수 있을 정도의 값들이다. 600 HZ에서는 공진 회로의 임피던스가 약 10Ω, 10²Ω 또는 10³Ω인 것을 볼 수 있다. 값들의 확장은 30 kHz에서 유사하다. 작은 용량(0.23 ㎌)과 이에 대응하는 높은 인덕턴스에 있어서는 V자 형태가 뚜렷하다. 작은 용량의 장점은 어떤 생길 수 있는 방해 성분의 스펙트럼을 내포한 주파수 대역 외에서는 임피던스가 크다는 것이다. 단점은 그 주파수 대역 내에서는 그 방해 성분의 기본 주파수에서만 임피던스가 작다는 것이다. 본 발명의 한가지 해결책은, 도 5에 도시된 바와 같이, 다수의 RLC 회로를 병렬로 설치하는 것인데, 예컨대, 도 4에서 진폭이 큰 라인에 대해서는 각각 하나의 RLC 회로를 설치하고 나머지 라인들은 무시하는 것이다.그러나 이 해결책은 RLC 회로가 많이 필요하기 때문에 값이 비싸고, 부피가 크고, 전력이 낭비된다. 도 6의 해결책도 실제로는 비슷하다.

그러나, 특정한 응용들(소비 전력이 비례적으로 커져도 되는 비교적 낮은 전압과 진폭이 한정되어 있는 방해 성분을 갖는 경우)에서는 본 발명은 용량(C)이 보다 큰 것을 선택하므로 V자형 특성이 확장되어 RLC 회로수를 줄일 수가 있고, 비록 한정된 경우지만 단 한개의 회로를 사용해도 되는 수가 있다.

지금까지의 설명은 명백히 비한정적인 예시와 수치들을 통한 것으로, 이러한 예시와 수치들은 각 응용에 있어서 변경될 수 있다.

Claims (5)

1. 특히, 전압원 (SE)과 전류원(C) 사이에 설치된 일련의 제어가능한 스위칭 셀(CLI,CL2‥‥, CLn)을 포함하되, 셀 각각은 2개의 스위치들(T1, T'1; T2, T'2; ‥‥; Tn, T'n)을 구비하고, 이 2개 스위치들 각각의 일 극(pole)은 한 쌍의 상류 극(upstream pole)의 일부를 형성하며, 이 2개 스위치들 각각의 타 극은 한 쌍의 하류 극(downstream pole)의 일부를 형성하며, 상류 셀(upstream cell)의 한 쌍의 하류 극은 하류셀(downstream cell)의 한 쌍의 상류 극에 접속되고, 첫번째 셀(CLI)의 한 쌍의 상류 극은 상기 전류원(C)에 접속되고, 마지막 셀(CLn)의 한 쌍의 하류 극은 상기 전압원(SE)에 접속되어 있으며, 각 셀용의 커패시터(Cl, C2‥‥, Cn)를 포함하되, 상기 전압원(SE)이 마지막 셀의 커패시터 역할을 수행하는데 적합한 경우에는 상기 마지막 셀의 커패시터를 생략할 수 있고, 커패시터 각각은 해당 셀의 한 쌍의 하류극을 구성하는 2개의 극 사이에 접속되어 있으며, 또한 임의의 주어진 셀의 2개 스위치가 항상 서로 반대의 도통 상태에 있게끔 일련의 셀의 스위치들에 작용하여 변환기의 공칭 동작(nominal operation)을 제어하는 제어 수단도 포함하되, 상기 제어 수단에 의해 공급된 셀 제어 신호(CT1, CT2‥‥, CTn)에 응답하여, 주기적으로 반복된 변환기 주기 동안에, 주어진 셀의 2개 스위치 중 하나가 제1 도통 상태에 있다가 계속해서 제2 도통 상태로 되고, 동일하되 시간적으로 상기 변환기 주기의 수분의 일만큼씩 오프셋(offset)되어 있는 셀 제어 신호들에 응답하여, 일련의 셀의 스위치들은 각각 동일한 방식으로 동작하되 시간적으로한 주기의 상기 수분의 일만큼씩 오프셋되고, 상기 일련의 커패시터들(Cl, C2,‥‥, Cn) 각각은 증가하는 공칭 평균 충전 전압을 갖되, 상기 셀들 각각의 커패시터의 상기 평균 공칭 충전 전압은 상기 전압원(SE)으로부터의 전압(VE)과 셀수의 역수 및 셀의 열(rank)과의 곱과 같은 멀티레벨 변환기에 있어서,

   상기 전류원(C)과 병렬로 설치되며, 상기 전류원에 인가된 전압의 기본 주파수에서 쵸퍼 주파수라고 하는 상기 변환기 주파수의 n배(여기서 n은 변환기에서의 단수)의 주파수에 이르는 주파수 대역(상기 2개의 주파수는 상기 주파수 대역에 포함되지 않음)에 있는 어떤 주파수를 갖는 임의 성분의 에너지를 적어도 일부분 우선적으로 소산시키기 위한 필터 회로(CF)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 멀티레벨 변환기.
2. 제1항에 있어서, 상기 필터 회로(CF)는 저항기(Ra)와 직렬 공진 회로(La, Ca)로 구성된 적어도 하나 이상의 RLC형 직렬 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 멀티레벨 변환기.
3. 제2항에 있어서, 상기 필터 회로(CF)는 다수의 직렬 공진 회로(Lal, Cal; La2, Ca2) 와 직렬 접속된 공통 저항기(Rax)을 포함하는 것을 특징으로 하는 멀티레벨 변환기.
4. 제2항 또는 제3항에 있어서, 상기 필터 회로(CF)는 상기 변환기 주파수와 그보다 상대적으로 더 큰 진폭으로 존재하는 고조파의 적어도 일부에 대한 직렬 공진 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 멀티레벨 변환기.
5. 제2항 또는 제3항에 있어서, 고려 중인 임의의 RLC 직렬 회로에서 상기 저항기의 저항은 상기 저항기와 직렬로 접속된 임의의 공진 회로의 공진 주파수에 해당하는 주파수로 변환기에 의해 공급된 에너지를 가능한 빠르게 소산시킬 정도로 충분히 작고, 동시에 변환기의 스위치들에 손상을 가하는 과전류를 막을 정도로 충분히 큰것을 특징으로 하는 멀티레벨 변환기.