KR100333789B1 - 고주파모듈 - Google Patents

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KR100333789B1
KR100333789B1 KR1019980022881A KR19980022881A KR100333789B1 KR 100333789 B1 KR100333789 B1 KR 100333789B1 KR 1019980022881 A KR1019980022881 A KR 1019980022881A KR 19980022881 A KR19980022881 A KR 19980022881A KR 100333789 B1 KR100333789 B1 KR 100333789B1
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마나부 오모리
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마찌다 가쯔히꼬
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Abstract

고주파 모듈은 기준 발진기와 PLL 선국(選局)용 IC와 주파수 체배 회로를 갖는 전압 제어 발진 회로(VCO)를 포함하고, PLL 선국용 IC로의 입력 신호는 필터 회로를 통과한다. 필터 회로는 저역 필터(LPF), 고역 필터(HPF) 또는 대역 제한 필터(BPF) 중의 어느 하나이어도 좋고, 몇 개의 조합이어도 좋다. 여기서, 전력 분배기와 같은 회로를 PLL 선국용 IC로의 피드백 루프에 배치하면, 그 만큼만 신호가 손실된다. 또한, 주파수 체배 회로 다음에 전력 분배기 등의 회로를 PLL 선국용 IC로의 피드백 루프에 배치하면, 체배 출력측의 부하 변동에 대한 VCO로의 간섭에 의한 특성 열화를 해결할 수 있으나, 전력 분배기의 성능만큼만 개선된다. 그러나, 상기 구성에 따르면, 신호의 손실과 PLL 선국용 IC로의 간섭 모두를 저감할 수 있다.

Description

고주파 모듈{HIGH FREQUENCY MODULE}
본 발명은 고주파 모듈에 관한 것으로서, 특히 이동체 통신용 모듈이나 TV나 VTR 등의 방송 수신용 모듈 (튜너)로서 적합하게 사용되는 고주파 모듈에 관한 것이다.
종래 예의 고주파 모듈 (또는, "튜너"라고도 함)의 PLL 루프 (또는, PLL 위상 동기 루프)를 도 9에 도시하여 설명한다. 통상, 송수신기나 통신용 기기 등의헤테로다인(heterodyning)형 기기에는, 각 채널에 따른 국부 발진 신호 주파수를 발생시킬 목적으로, PLL 주파수 신시사이저 방식이 일반적으로 이용되고 있다. 도 9에 도시한 바와 같이, PLL 주파수 신시사이저 방식에 의한 PLL 위상 동기 루프를 갖는 종래의 고주파 모듈(50)에서, PLL 선국용 IC(52)에는, 기준 발진기(51)의 출력이 가해지는 한편, VCO(54)의 발진 신호 출력 (VCO 신호)이 전력 분배된 후 직접 입력되고 있다. 또한, PLL 선국용 IC(52)의 출력은 루프 필터(53)를 통해 VCO(54)에 입력된다. 이 구성에서는 VCO(54), PLL 선국용 IC(52) 및 루프 필터(53)에 의해 피드백 루프가 형성된다. 이러한 루프를 PLL 위상 동기 루프라고 한다. 상기 기준 발진기(51)는 PLL을 디지털 상에서 작동시키기 위한 클럭이 되는 신호 주파수를 내는 발진기이고, VCO(54)는 Voltage Control1ed Oscillator (전압 제어형 발진기)의 약칭이다. 루프 필터(53)는 저역 필터(LPF: Low Pass Filter)로서, PLL 선국용 IC(52)의 내부에 있는 위상 비교기의 출력 신호로부터 잡음 성분을 제거하기 위해 설치되어 있다.
그러나, 종래 예의 방법에서는 이하에 도시한 바와 같은 문제점이 있다. 예를 들면, 도 10에 도시한 고주파 모듈(55)과 마찬가지로, VCO 신호가 950 ㎒이고, 또한 PLL 선국용 IC(56)의 응답 주파수가 500 ㎒ 이하인 경우, 응답 주파수 대역이 일치하지 않기 때문에, VCO 신호를 직접 PLL 선국용 IC(56)에 결합할 수 없어, 고주파 모듈(55)을 동작할 수 없다.
여기서, 상기한 문제를 해결하기 위해, 예를 들면 도 11에 도시한 고주파 모듈(57)과 마찬가지로 PLL 선국용 IC(58)의 응답 주파수를 향상시키면, 또 다른 문제가 발생한다. 구체적으로는, VCO 신호가 950 ㎒인 경우, 예를 들면 1,000 ㎒ 대응 가능한 PLL 선국용 IC(58)를 사용하면, 일단 VCO 신호를 직접 PLL 선국용 IC(58)에 결합시킬 수 있다. 그러나, 이 경우에는, 예를 들면 VCO(54)의 출력측의 부하 변동에 의해 VCO(54) 및 PLL 위상 동기 루프 자체로의 간섭이 발생해 버린다. 그 결과, 고주파 모듈(57)의 동작 특성 (위상 잡음 특성, C/N 특성, S/N 특성)의 열화나 저하라는 문제가 생긴다.
또한, 별도의 방법으로서 도 12에 도시한 고주파 모듈(59)과 마찬가지로 주파수 체배 회로(60)를 추가하는 방법이 있다. 예를 들면, 원하는 VCO 신호의 주파수가 950 ㎒이면, 그 절반인 475 ㎒를 VCO(61)에서 발진시켜, PLL 선국용 IC(62)로의 입력으로 한다. 이에 따라, PLL 선국용 IC(62)로서, 응답 주파수가 500 ㎒의 것을 사용해도, PLL 위상 동기 루프를 구성할 수 있다. 또한, VCO(61)의 출력에 주파수 체배 회로(60)를 접속하여 주파수를 배로 한다. 이에 따라, 원하는 주파수 (950 ㎒)의 신호를 얻을 수 있다. 또, 고주파 모듈(59)에서는 전력 분배기(63)에 의해 VCO(61)의 출력이 PLL 선국용 IC(62)와 주파수 체배 회로(60)로 분배되어 있다.
이 구성에서는 VCO(61)과 부하 사이에 주파수 체배 회로(60)가 설치되어 있으므로, 상기한 부하 변동에 기인하는 문제는 해소된다. 그런데, 후술하는 바와 같이 약간 복잡한 문제가 경우에 따라 발생한다.
이하에서는, 이 문제에 대해 도 12 및 도 13에 기초하여 상세히 설명한다. 도 13은 도 12를 상세히 도시하는 블록도로서, 주파수의 유동을 설명하기 위해 PLL선국용 IC(62)의 내부 회로도 포함하여 기재하고 있다. 도 13에 도시한 바와 같이, PLL 선국용 IC(62)에서, 기준 발진기(51)의 출력은, 분주비가 1/2인 프리스케일러(Prescaler : 분주기)(66)에서, 1/2의 주파수로 분주된 후, 다시 기준 디바이더(67)에서, 미리 설정된 분주비(1/R)로 분주되어, 위상 비교기(68)로 인가된다. 마찬가지로, VCO(61)의 출력은 분주비가 1/2의 프리스케일러(70)로 분주된 후, 프로그래머블 디바이더(69)로 1/N의 주파수로 분주되어, 위상 비교기(68)로 인가된다. 양 디바이더(67, 69)의 분주비는 쌍방의 출력 신호가 동일한 비교 주파수 f가 되도록 설정되어 있고, 위상 비교기(68)는 양 출력 신호에 기초하여 위상 검파한다.
상기 구성에서는, 소요되는 VCO 주파수 fTX를 전환할 때, 기준 디바이더(67)의 설정치「R」, 혹은 프로그래머블 디바이더(69)의 설정치 「N」이 변경된다. 그런데, 양 디바이더(67, 69)가 분주기이므로, 양 설정치「N」 및 「R」은 정수일 필요가 있다. 이 때문에, 비교 주파수 f가 특정한 주파수로 한정되어 버린다.
예를 들면, 상기 고주파 모듈(59)이 유럽 사양의 무선 전화용 RF 모듈로서 사용될 때, 소요되는 VCO 주파수 fTX는, 1ch의 경우에 930.0125 ㎒가 되고, 2ch의 경우에 930.0375 ㎒가 된다. 따라서, 고주파 모듈(59)은 1ch인 경우에 VCO(61)의 발진 신호의 주파수 fVCO를 465.00625 ㎒로 제어하고, 2ch의 경우에는 465.01875 ㎒로 제어할 필요가 있다. 그렇기 때문에, 도 13의 예에서는 비교 주파수 f로서 3.125 ㎑가 채용되고, 기준 발진기(51)의 발진 주파수는 21.25 ㎒로 설정되어 있다.
여기서, 1ch인 경우에서의 프로그래머블 디바이더(69)의 설정치 N1은,
fTX= 930.0125 ㎒
fVCO= 465.00625 ㎒
465.00625 × 106= (3.125 × 103) × 2 × N1
로부터,
N1= 74401
이 된다.
한편, 2ch인 경우의 설정치 N2는,
fTX= 930.0375 ㎒
fVCO= 465.01875 ㎒
465.01875 × 106= (3.125 × 103) × 2 × N2
로부터,
N2= 74403
이 된다.
이와 같이, 「N」 및 「R」은 정수 (이 종래 예에서는 N1= 74401, 또는 N2=74403, R = 3400)일 필요가 있기 때문에, 비교 주파수 f는 f1= 3.125 ㎑, 혹은 그 이하의 f2= 1.5625 ㎑ 또는 f3= 0.78125 ㎑ 등의 특정한 주파수에 한정된다. 그러나, 예를 들면 음성용 통신기 등에서는 이들 주파수는 모두 음성 대역 내에 들어가기 때문에, 간섭이 발생하여 음성 품질에 적지않은 문제가 발생한다.
한편, 도 14에 도시한 고주파 모듈(64)과 마찬가지로, 주파수 체배 회로(73)의 후단에 전력 분배기(72)를 배치하고, 주파수 체배 회로(73)의 출력을 PLL 선국용 IC(74)에 인가하면, 비교 주파수 f를 상승시킬 수 있으므로 상기 간섭을 방지할 수 있다.
구체적으로는, 도 15에 도시한 바와 같이, 고주파 모듈(64)의 비교 주파수 f는 도 13의 경우의 2배, 즉 3.125 ㎑ × 2 = 6.250 ㎑로 설정되어 있다. 이에 따라, 기준 디바이더(67)를 대신하여 설치된 기준 디바이더(77)는, 설정치 R이 1700으로 설정되어 있다.
여기서, 1ch인 경우의 설정치 N1은,
fTX= 930.0125 ㎒
930.0125 × 106= (6.250 × 103) × 2 × N1
으로부터,
N1= 74401
이 된다.
한편, 2ch인 경우의 설정치 N2는
fTX= 930.0375 ㎒
930.0375 × 106= (6.250 × 103) × 2 × N2
로부터,
N2= 74403
이 된다.
상기 구성에 따르면, ch에 맞춰 프로그래머블 디바이더(69)의 설정치 N이 조정되면, 위상 비교기(68)는 양 디바이더(69, 77)의 출력에 기초하여 위상 검파한다. 이에 따라, VCO(71)의 주파수 fVCO는, 도 13에 도시한 VCO(61)과 마찬가지로, 예를 들면 465.00625 ㎒나 465.01875 ㎒로 제어된다. 또한, VCO(71)의 출력은 주파수 체배 회로(73)로 주파수가 2배로 체배되어, 예를 들면 930.0125 ㎒나 930.0375 ㎒ 등, 소요되는 VCO 주파수 fTX가 된 후, 전력 분배기(72)를 거쳐 출력된다.
상기 구성에서는, 비교 주파수 f는 예를 들면 6.250 ㎑와 음성 대역의 한계 (상한) 근처의 값으로 설정되어 있다. 그렇기 때문에, 간섭에 의한 음성 품질의 문제를 감소시킬 수 있다.
그러나, 상기 구성에서는, 주파수 체배 회로(73)에서 발생하는 고조파도 PLL 선국용 IC(74)에 입력되어 버린다. 이 고조파는 위상 검파시 잡음이 되기 때문에,VCO 주파수 fTX의 안정성이 저하될 우려가 있다. 이 결과, VCO 주파수 fTX의 안정성을 유지한 상태에서 비교 주파수 f를 증가시키는 것이 어렵다.
또한, 도 12 내지 도 15의 구성에서는, 전력 분배기와 같은 손실을 포함하는 회로가 PLL 선국용 IC로의 피드백 루프에 삽입된다. 따라서, 예를 들어 전력 분배기의 손실이 5 ㏈인 경우에는 5 ㏈ 등, 삽입된 회로의 손실분만큼 신호가 손실되어 버린다.
또, 도 14 및 도 15와 마찬가지로, 전력 분배기가 주파수 체배 회로 후에 배치되는 경우에는, 주파수 체배 회로의 출력측의 부하 변동에 기인하는 PLL 선국용 IC로의 간섭은 전력 분배기의 손실만큼만 개선된다.
본 발명의 목적은, 비교 주파수를 상승시킨 경우라도, 위상 잡음을 저감시킬 수 있으며, 내진 특성 (진동에 대한 내구 특성)이 양호한 고주파 모듈을 제공하는 것이다.
본 발명의 고주파 모듈은, 상기한 목적을 달성하기 위해, 발진 주파수를 제어가능한 발진기와, 미리 정해진 비교 주파수의 비교 신호와 상기 발진기의 출력이 위상 동기하도록 상기 발진기를 제어하는 제어 수단과, 상기 발진기로부터 상기 제어 수단까지의 사이에 설치된 필터 회로를 포함하는 것을 특징으로 한다. 또, 필터 회로는 예를 들면 저역 필터(LPF), 고역 필터(HPF), 혹은 대역 제한 필터(BPF) 중의 하나라도 좋고, 이들을 복수개 조합하여 형성해도 좋다. 또한, 상기 비교 주파수는, 제어 수단이 발진기를 제어할 때에 결정되어 있으면, 제어의 전후에서 전환되어도 좋다.
상기 구성에 따르면, 예를 들면 PLL 선국용 IC 등의 제어 수단에는 필터 회로를 통해 신호가 입력된다. 이 결과, 제어 수단이 발진기를 제어할 때에 필요한 주파수 성분만을 제어 수단으로의 입력 신호로서 제공할 수 있어, 예를 들면 발진기, 제어 수단 및 필터 회로를 포함하는 위상 동기 루프 (PLL 루프)에서 발생하는 잡음, 혹은 고주파 모듈의 외부의 부하 변동에 기인하는 잡음 등, 다른 주파수의 성분을 상기 입력 신호로부터 배제할 수 있다. 이에 따라, 비교 주파수를 상승시킨 경우라도, 위상 잡음을 저감시킬 수 있으며, 내진 특성이 양호한 고주파 모듈을 실현할 수 있다.
또한, 상기 구성에서 필터 회로의 통과 대역은, 예를 들면 상기 발진기의 발진 주파수의 2배의 주파수 성분 등, 상기 발진기의 고조파 성분을 추출하도록 설정되어 있어도 좋다. 또, 이 경우, 필터 회로로서는 대역 제한 필터이나 고역 필터 등을 이용하는 것이 바람직하다. 또한, 필터 회로로의 입력 신호에서 고주파 성분이 충분히 억제되는 경우에는, 고역 필터를 사용하는 것이 회로 구성을 간략화할 수 있다.
이러한 구성에 따르면, 발진기의 발진 주파수의 성분은 필터 회로에서 감쇠되어, 제어 수단에는 고조파 성분만이 인가된다. 따라서, 주파수 체배 회로를 설치하지 않고, 발진기의 원 발진 신호를 피드백시킴에도 불구하고, 발진 주파수의 체배 신호를 제어 수단으로 피드백시켜 위상 동기 루프를 형성할 수 있다. 그렇기때문에, 주파수 체배 회로를 설치하지 않아도 비교 주파수를 상승시킬 수 있다.
여기서, 필터 회로는 주파수 체배 회로와 비교하면, 보다 간단한 회로로 실현할 수 있음과 함께 잡음이 발생하기 어렵다. 이 결과, 비교 주파수를 상승시킨 경우라도, 위상 잡음을 저감시킬 수 있으며, 내진 특성이 양호한 고주파 모듈을 용이하게 실현할 수 있다.
그런데, 상기 발진기의 출력은 예를 들면 전력 분배기 등을 거쳐 상기 필터 회로에 인가해도 좋지만, 회로 구성의 간략화나 소비 전력의 저감이 요구되는 경우에는 직접 필터 회로로 인가되는 것이 바람직하다. 일 예로서, 상기 필터 회로의 입력에 상기 발진기의 고주파 접지점을 접속하면, 발진기의 출력은 그 발진기의 패턴 레이아웃의 누설 신호로서 상기 필터 회로에 인가할 수 있다.
상기 구성에서는, 발진기의 출력은 전력 분배기를 통하지 않고 필터 회로에 입력된다. 이 결과, 전력 분배기에서의 전력 손실을 삭감할 수 있고, 소비 전력이 보다 낮은 고주파 모듈을 실현할 수 있다. 또한, 위상 동기 루프로부터 전력 분배기가 배제되므로, 신호의 손실도 억제할 수 있다. 이 결과, 위상 잡음을 더욱 저감시킬 수 있음과 함께 내진 특성을 더욱 향상시킬 수 있다.
그런데, 상기 각 구성에서, 상기 발진기, 상기 필터 회로 및 상기 제어 수단을 포함하는 위상 동기 루프 회로의 출력은 주파수 체배 회로를 거쳐 외부로 출력되는 것이 좋다. 이 구성에 따르면, 고주파 모듈의 출력의 부하 변동은 위상 동기 루프 회로에 영향을 미치지 않는다. 이 결과, 위상 잡음을 더욱 저감시킬 수 있음과 함께 내진 특성을 더욱 향상시킬 수 있다. 또한, 시스템 토탈 (고주파 모듈 토탈)로서 손실을 회복하기 때문에, 전력 증폭기, 버퍼 증폭기 등의 소비 전류 (소비 전력)를 최소화할 수 있다.
한편, 상기 필터 회로의 다른 적합한 실시예로서, 발진기의 고조파 성분을 추출하는 구성 대신 이하의 구성을 구비해도 좋다. 즉, 상기 발진기와 상기 필터 회로의 사이에는 주파수 체배 회로가 설치되고, 상기 필터 회로의 통과 대역은 그 주파수 체배 회로에서 체배된 상기 발진기의 출력 근방의 성분을 선택적으로 통과시키도록 설정되어 있어도 좋다. 또, 이 경우의 필터 회로로서는 예를 들면 대역 제한 필터나 저역 필터 등을 이용하는 것이 바람직하다. 또한, 필터 회로로의 입력 신호에서, 저주파 성분이 충분히 억제되는 경우에는, 저역 필터를 사용하는 것이 회로 구성을 간략화할 수 있다.
이 구성에서는, 발진기의 출력은 주파수 체배 회로에서 체배된 후, 필터 회로를 거쳐 제어 수단으로 인가된다. 여기서, 필터 회로의 통과 대역은, 상술한 바와 같이 설정되므로, 예를 들면 주파수 체배 회로가 발진기의 출력의 주파수를 체배할 때에 고조파를 발생시켜도, 그 고조파 성분은 필터 회로에서 감쇠되어, 제어 수단에 입력되지 않는다. 마찬가지로, 제어 수단으로의 입력 신호로부터는 발진기 등에서 발생한 고조파도 제거된다. 그 결과, 주파수 체배 회로에 의해 비교 주파수가 상승하고 있음에도 불구하고, 위상 잡음을 저감시킬 수 있으며, 내진 특성이 양호한 고주파 모듈을 용이하게 실현할 수 있다.
그런데, 필터 회로의 통과 대역의 설정에 상관없이, 상기 비교 주파수는 5 ㎑ 이상으로 설정되는 것이 좋다. 이에 따라, 비교 주파수는 음성 대역의 상한 부근, 혹은 그 이상이 되므로, 음성 신호를 처리하는 장치에 이 고주파 모듈을 이용한 경우에도, 비교 신호의 간섭에 기인하는 음성 신호의 품질 저하를 억제할 수 있다.
또, 상기 제어 수단은 여러가지 구성을 적용할 수 있지만, 예를 들어 상기 제어 수단은 지정된 분주비로 상기 필터 회로로부터 입력되는 신호를 분주하는 분주기와, 상기 분주기의 출력의 위상과 상기 비교 신호의 위상을 비교하는 위상 비교기를 포함해도 좋다. 이 구성에서, 예를 들면 선국되는 주파수 등에 따라 결정된 분주비가 상기 분주기에 설정된다. 위상 비교기는 분주기의 출력의 위상과 비교 신호의 위상을 비교하여, 양자가 위상 동기하도록 상기 발진기를 제어한다. 이에 따라, 제어 수단은 발진기의 출력과 비교 신호를 위상 동기시킬 수 있다.
본 발명의 또 다른 목적, 특징 및 우수성은 이하에 기재하는 바에 의해 충분히 알 수 있을 것이다. 또한, 본 발명의 이점은 첨부 도면을 참조로 한 다음의 설명으로 명백해질 것이다.
도 1은 본 발명의 제1 실시예를 도시한 것으로서, 고주파 모듈의 구성을 도시한 블록도.
도 2는 상기 고주파 모듈의 PLL 선국용 IC의 상세한 구성을 도시한 블록도.
도 3은 본 발명의 제1 실시예를 도시한 것으로서, 고주파 모듈의 실제의 회로도의 예를 도시한 도면.
도 4는 본 발명의 제2 실시예를 도시한 것으로서, 고주파 모듈의 구성을 도시한 블록도.
도 5는 본 발명의 제2 실시예를 도시한 것으로서, 고주파 모듈의 실제의 회로도의 예를 도시한 도면.
도 6의 (a)는 본 발명의 제2 실시예에 따른 고주파 모듈의 실제의 프린트 기판 패턴 레이아웃도로서, 프린트 기판 전체를 도시한 패턴 레이아웃도.
도 6의 (b)는 도 6의 (a)의 부분 확대도로서, 트랜지스터(Tr1, Tr2), PLL 선국용 IC(12), 콘덴서(28) 및 원래는 신호가 없는 포인트(27)를 중심으로 한 패턴 레이아웃도.
도 7은 본 발명의 제3 실시예를 도시한 것으로서, 고주파 모듈의 구성을 도시한 블록도.
도 8은 본 발명의 제3 실시예를 도시한 것으로서, 고주파 모듈의 실제 회로도의 예를 도시한 도면.
도 9는 종래 예의 고주파 모듈의 블록도.
도 10은 종래 예의 다른 고주파 모듈의 블록도.
도 11은 종래 예의 다른 고주파 모듈의 블록도.
도 12는 종래 예의 다른 고주파 모듈의 블록도.
도 13은 도 12에 도시한 고주파 모듈을 상세히 도시한 블록도로서, PLL 선국용 IC(62)의 내부 회로를 기재하여 주파수의 유동을 설명한 도면 (비교 주파수: 3.125 ㎑).
도 14는 도 12에 도시한 고주파 모듈의 변형예를 도시한 것으로서, 고주파 모듈 전체를 도시한 블록도.
도 15는 도 13에 도시한 고주파 모듈을 상세히 도시한 블록도로서, PLL 선국용 IC(74)의 내부 회로를 기재하여 주파수의 유동을 설명하는 도면 (비교 주파수: 6.250 ㎑).
<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>
10 : 고주파 모듈
11 : 기준 발진기
12 : PLL 선국용 IC (제어 수단)
12c : 위상 비교기
12e : 프로그래머블 디바이더 (분주기)
13 : 루프 필터
14 : VCO (전압 제어형 발진기: 발진기)
15 : 전력 분배기
16 : 루트
17 : 필터 회로 [저역 필터(LPF), 또는 고역 필터(HPF), 또는 대역 제한 필터(BPF) 등을 포함함]
18 : 주파수 체배 회로
19 : VCO(14)의 고주파 접지점 (GND점)
20 : 고주파 모듈
21 : VCO(14)의 고주파 접지점 (GND점)
22 : VCO(14)와 PLL 선국용 IC(12)를 연결하는 피드백 루프
23 : PLL 선국용 IC(12)의 단자
24 : PLL 선국용 IC(12)의 단자
25 : PLL선국용 IC의 위상 비교기와 루프 필터(13)와 VCO(14)를 연결하는 루프
27 : 원래는 신호가 없는 포인트를 나타내며, 콜피츠형 발진기의 트랜지스터(Tr1)의 콜렉터 패턴으로부터의 누설 신호를 픽업하는 포인트
28 : 콘덴서
29 : 고주파 모듈
30 : PLL 선국용 IC(12)의 단자
31 : PLL 선국용 IC(12)의 단자
32 : VCO(14)와 PLL 선국용 IC(12)를 연결하는 피드백 루프
33 : PLL 선국용 IC의 위상 비교기와 루프 필터(13)와 VCO(14)를 연결하는 루프
34 : PLL 선국용 IC(12)의 단자
36 : PLL 선국용 IC(12)의 위상 비교기와 루프 필터(13)와 VCO(14)를 연결하는 피드백 루프
37 : PLL 선국용 IC(12)의 단자(35)는 VCO(14)와 PLL 선국용 IC(12)를 연결하는 피드백 루프
Tr1 : VCO(14)의 발진용 트랜지스터
Tr2 : 주파수 체배 회로(18)의 회로용 트랜지스터
〔제1 실시예〕
도 1은 본 발명의 제1 실시예에 따른 고주파 모듈의 구성을 도시한 블록도이다. 도 1에 도시한 바와 같이, 본 실시예에 따른 고주파 모듈(10)은 PLL 주파수 신시사이저 방식에 따른 PLL 위상 동기 루프 (PLL 루프)를 갖는 고주파 모듈 (별칭, "튜너"라고도 함)이다. 구체적으로는, 고주파 모듈(10)에서, VCO(14)는 루프 필터(13)를 거쳐 제공되는 PLL 선국용 IC(12)의 출력에 따른 주파수에서 발진하고있다. 그 발진 신호 출력은 전력 분배기(15)에서 전력 분배된 후, 필터 회로(17)를 거쳐 PLL 선국용 IC(12)로 입력된다. 한편, PLL 선국용 IC(12)는 필터 회로(17)의 출력의 위상과 기준 발진기(11)의 출력의 위상을 비교하여, 양자가 위상 동기하도록 VCO(14)로의 출력을 제어한다. 또한, VCO(14)의 출력은 전력 분배기(15)를 거쳐 주파수 체배 회로(18)에도 전해진다. 주파수 체배 회로(18)는 VCO 신호의 주파수 fVCO를 2배로 체배하여 VCO 신호로서 출력한다.
상기 구성에서는, PLL 선국용 IC(12), 루프 필터(13), VCO(14), 전력 분배기(15) 및 필터 회로(17)에 의해 피드백 루프가 형성되므로, VCO(14)의 발진 신호 주파수 fVCO는 PLL 선국용 IC(12)가 지시하는 주파수로 유지된다. 그 결과, 고주파 모듈(10)은 예를 들면 950 ㎒ 등 소요되는 주파수의 VCO 신호를 출력할 수 있다.
상기 기준 발진기(11)는 PLL을 디지털 상에서 작동시키기 위한 클럭이 되는 신호 주파수를 내는 발진기이고, VCO(14)는 Voltage Controlled Osci1lator, 즉 전압 제어형 발진기의 약칭이다. 또한, 도면 부호 19는 VCO(14)의 고주파 접지점 (GND점)을 나타내고 있다. 또한, 루프 필터(13)는 VCO 제어 전압의 라인 (도 3 등에 나타낸 PLL 컨트롤 라인)에 배치되어, 이 라인으로부터 잡음을 제거하는 필터이다.
여기서, 본 실시예에 따른 고주파 모듈(10)에서, PLL 선국용 IC(12)의 입력측에 설치되는 필터 회로(17)는 VCO(14)가 발생하는 고주파나 스프리어스를 제거하는 것이며, LPF(Low Pass Filter; 저역 필터), HPF(High Pass Filter; 고역 필터) 또는 BPF(Band Pass Filter; 대역 제한 필터) 중의 어느 하나로 구성되어 있어도 좋고, 각 필터를 조합하여 구성되어도 좋다. 또, 루프 필터(13)와 필터 회로(17)는 기능 및 구성에서 완전히 다른 것이다.
상기 필터 회로(17)의 저역 필터(LPF), 고역 필터(HPF), 대역 제한 필터(BPF)는 통상 고주파 등, 원하지 않는 주파수 성분을 제거하여 정규의 주파수 신호로 PLL 선국용 IC(12)를 동작시킬 목적으로 이용할 수 있다. 상기 저역 필터(LPF)는 소정의 주파수 이하의 저역 주파수 성분을 통과시키고, 소정의 주파수 이상의 고역 주파수 성분을 감쇠시키는 작용을 하는 필터이다. 한편, 고역 필터(HPF)는 소정의 주파수 이하의 저역 주파수 성분을 감쇠시키고, 소정의 주파수 이상의 고역 주파수 성분을 통과시키는 작용을 하는 필터이다. 또한, 대역 제한 필터(BPF)는 소정의 주파수 대역만을 통과시키고, 소정의 대역보다 낮은 주파수 성분 및 소정의 대역보다 높은 주파수 성분을 모두 감쇠시키는 작용을 하는 필터이다. 대역 제한 필터(BPF)는 저역 필터(LPF)나 고역 필터(HPF)에 비해 회로 규모가 커지고 비싸지므로, 고주파 (고조파) 성분이 충분히 억제되는 경우는, 대역 제한 필터(BPF)보다도 고역 필터(HPF)를 이용하는 것이 좋다.
본 실시예에 따른 고주파 모듈(10)에서는, 종래 예의 도 14와 마찬가지로 주파수 체배 후의 신호가 PLL 선국용 IC(74)에 피드백되는 것이 아니고, 도 1에 도시한 바와 같이, VCO(14)의 원 발진 신호가 추출되고 (도 1의 루트 16) 필터 회로(17)를 거쳐 PLL 선국용 IC(12)에 입력 (결합)된다.
여기서, 본 실시예에 따른 필터 회로(17)는 VCO(14)의 발진 신호 주파수 fVCO성분을 억제하고, 예를 들면 fVCO의 2배 등, 발진 신호의 고조파 성분을 통과시키도록 설정되어 있다.
예를 들면, 465 ㎒의 신호를 PLL 선국용 IC(12)에 넣지 않고 930 ㎒의 신호를 입력하기 위해서는, 고역 필터(HPF) 또는 대역 제한 필터(BPF)를 이용할 수 있다. 이에 따라, 필터 회로(17)는 465 ㎒의 신호를 제거함과 동시에 930 ㎒의 신호를 필터링한다.
그렇기 때문에, 실제로는 원 발진 회로 [VCO(14)]로부터 픽업하고 있음에도 불구하고, 주파수 체배 회로(18)를 PLL 선국용 IC(12)에 결합한 경우와 마찬가지로, 체배 후의 신호와 동등한 신호가 PLL 선국용 IC(12)로 피드백된다.
한편, PLL 선국용 IC(12)는, 응답 주파수가 1,000 ㎒이고, 주파수 체배 후의 신호를 이용한 경우와 동일하게 동작한다. 구체적으로는, 예를 들면 도 2에 도시한 바와 같이, 기준 발진기(11)의 출력은 분주비가 1/2의 프리스케일러(12a)에서 1/2의 주파수로 분주된 후, 다시 기준 디바이더(12b)에서 미리 설정된 분주비 (1/R)로 분주되어, 위상 비교기(12c)에 인가된다. 마찬가지로, VCO(14)의 출력은 분주비가 1/2의 프리스케일러(12d)에서 분주된 후, 프로그래머블 디바이더(12e)에서 1/N의 주파수로 분주되어, 위상 비교기(12c)에 인가된다. 양 디바이더(12b, 12e)의 분주비는, 쌍방의 출력 신호가 동일한 비교 주파수 f가 되도록 설정되어 있고, 위상 비교기(12c)는 양 출력 신호에 기초하여 위상 검파한다. 여기서, 상기설정치 N과 R 및 비교 주파수 f는 주파수 체배 후의 신호를 이용한 경우와 동일하고, 예를 들면 비교 주파수 f로서 6.25 ㎑가 채용되며 설정치 R은 1700으로 설정된다. 또한, VCO 주파수 fTX가 930.0125 ㎒ (1ch)인 경우, N1= 74401에 설정되고, VCO 주파수 fTX가 930.0375 ㎒ (2ch)인 경우, N2= 74403으로 설정된다. 이에 따라, PLL 선국용 IC(12)는, VCO(14)의 발진 주파수 fVCO를 소요되는 VCO 주파수의 1/2로 유지할 수 있다.
여기서, 상기한 제1 실시예에 따른 고주파 모듈(10)에 대해 도 3을 참조하면 더욱 상세히 설명한다. 도 3은 상기 고주파 모듈(10)의 실제의 회로도의 예이고, 유럽 사양의 무선 전화용 고주파 모듈의 회로도의 발췌도이다. 트랜지스터(Tr1)는 VCO(14)의 발진용 트랜지스터이고, 트랜지스터(Tr2)는 주파수 체배 회로(18)의 회로용 트랜지스터이다. 또한, 기준 발진기(11), 루프 필터(13), VCO(14), 필터 회로(17), 전력 분배기(15) 및 주파수 체배 회로(18)는 점선으로 도시한다.
PLL 선국용 IC(12)의 단자(30)는 PLL 선국용 IC(12)의 내부에서는 도 2에 도시한 프리스케일러(12d)에 접속되어 있고, 외부에서는 필터 회로(17) 및 전력 분배기(15)를 거쳐 VCO(14)에 접속된다. 이에 따라, VCO(14)로부터 PLL 선국용 IC(12)로의 피드백 루프(32)가 형성된다. 또한, PLL 선국용 IC(12)의 단자(31)는 내부에서는 도 2에 도시하는 위상 비교기(12c)에 접속되어 있고, 외부에서는 루프 필터(13)를 거쳐 VCO(14)에 접속된다. 이에 따라, PLL 선국용 IC(12)로부터 VCO(14)로의 루프(33)가 형성된다.
피드백 루프(32) 상에 배치된 필터 회로(17)는, 예를 들면 2개의 코일과 하나의 콘덴서로 이루어지는 T형 HPF와 마찬가지로, 매우 간단한 회로이면서 예를 들면 930 ㎒등의 고조파 성분을 마치 주파수 체배된 신호와 마찬가지로 PLL 선국용 IC(12)로 피드백할 수 있다. 이 결과, 피드백 루프 중에 주파수 체배 회로(18)가 존재하지 않음에도 불구하고 PLL 루프를 형성할 수 있다.
여기서, 필터 회로(17)는 주파수 체배 회로(18)와 달리 예를 들면 고조파등의 잡음이 발생하지 않는다. 따라서, 피드백 루프 중에 주파수 체배 회로를 배치하는 종래 기술 (도 14 참조)과 비교하여 피드백 루프 자체에 기인하는 잡음을 억제할 수 있다. 이 결과, 위상 잡음이 낮고, 내진 특성이 좋은 고주파 모듈을 용이하게 설계할 수 있다. 또한, PLL 선국용 IC에 VCO의 출력을 그대로 인가하는 종래 기술 (도 12 참조)과 비교하면, 비교 주파수 f를 증가시킬 수 있으므로, 음성 주파수 대역으로의 영향을 억제할 수 있다.
〔제2 실시예〕
도 4는 본 발명의 다른 실시예에 따른 고주파 모듈의 구성을 도시하는 블록도이다. 도 4와 도 1의 주된 차이는, (1) VCO(14)의 출력을 전력 분배기를 거치지 않고, 직접 필터 회로(17)에 입력 (결합)하는 것, 및 (2) 고주파 접지점(21)이 VCO(14)의 출력을 필터 회로(17)에 입력 (결합)하는 루트(22)에 설치되는 것이다.
구체적으로는, 도 4에 도시하는 고주파 모듈(20)에서는, 도 1에 도시하는 전력 분배기(15)가 생략되어 있고, VCO(14)의 출력이 직접 주파수 체배 회로(18)에 인가되고 있다. 한편, VCO(14)의 고주파 접지점 (GND점)(21)은 필터 회로(17)에접속되어 있다 [루트 22]. 이에 따라, VCO(14)의 출력의 일부는 고주파 접지점(21)에서의 누설 신호로서 필터 회로(17)에 직접 가해진다. 또, 나머지 구성은 도 1에 도시한 구성과 동일하므로, 동일한 기능을 갖는 부재에는 동일한 참조 부호를 붙여 그 설명을 생략한다.
이하에서는, 도 5 내지 도 6의 (b)를 참조하여 보다 상세히 설명한다. 즉, 도 5는 상기 제2 실시예에 따른 고주파 모듈(20)의 실제의 회로도의 예이고, 필터 회로(17)로서 L형 HPF (고역 필터)를 사용한 예가 도시되어 있다. 트랜지스터(Tr1)는 VCO(14)의 발진용 트랜지스터이고, 트랜지스터 Tr2는 주파수 체배 회로(18)의 회로용 트랜지스터이다. 또한, 루프 필터(13), VCO(14), 필터 회로(17) 및 주파수 체배 회로(18)는 점선으로 둘러싸여 도시되어 있다.
한편, PLL 선국용 IC(12)의 단자(23)는, PLL 선국용 IC(12)의 내부에서는 도 2에 도시하는 위상 비교기(12c)에 접속되어 있고, 외부에서는 루프 필터(13)를 거쳐 VCO(14)에 접속된다. 이에 따라, PLL 선국용 IC(12)로부터 VCO(14)로의 루프(25)가 형성된다. 또한, PLL 선국용 IC(12)의 단자(24)는 내부에서는 도 2에 도시하는 프리스케일러(12d)에 접속되어 있고, 외부에서는 필터 회로(17)를 거쳐 VCO(14)에 접속된다. 이에 따라, VCO(14)로부터 PLL 선국용 IC(12)로의 피드백 루프(22)가 형성된다.
또한, 콘덴서(28)는 VCO(14)의 고주파 접지용의 용량 성분으로서, 일단이 상기 트랜지스터(Tr1)의 콜렉터에 접속되고, 다른 단이 고주파 접지점(21)으로서 접지되어 있다. 또한, 포인트(27)는 상기 콜피츠형 발진기의 트랜지스터(Tr1)의 콜렉터이고, 원래는 신호가 없다고 판단되지만, 실제로는 VCO(14)의 원 발진 성분이 누설된다. 따라서, 포인트(27)의 누설 신호를 픽업하여 필터 회로(17) (L형 HPF)에 인가함으로써, 제1 실시예와 마찬가지로, VCO(14)의 원 발진의 2배의 주파수 성분이 취해져 (픽업되어), PLL 선국용 IC(12)에 입력된다.
도 6의 (a) 및 (b)는 상기 도 5의 프린트 기판 패턴 레이아웃도의 예를 나타내고, 도 6의 (a)는 전체의 프린트 기판 패턴 레이아웃도를 나타내고 있다. 또한, 도 6의 (b)는 도 6의 (a)의 부분 확대도로서, 트랜지스터(Tr1, Tr2), PLL 선국용 IC(12), 콘덴서(28), 및 원래는 신호가 없는 포인트(27)를 중심으로 한 부분 확대도이다. 콘덴서(28)는 VCO(14)의 고주파 접지용 용량 성분이다. 또한, 콜피츠형 발진기의 트랜지스터(Tr1)의 콜렉터 패턴으로부터의 누설 신호는 원래는 신호가 없는 포인트(27)에서 픽업되어, 필터 회로(17)를 거쳐 PLL 선국용 IC(12)에 입력된다.
상기 구성에 따르면, 도 4에 도시한 바와 같이, VCO(14)의 출력은 전력 분배기를 거치지 않고 필터 회로(17)에 직접 입력된다. 그렇기 때문에, 전력 분배기로 인한 전력 손실을 발생시키지 않고 PLL의 피드백 루프를 구성할 수 있다. 그 결과, 제1 실시예의 효과에 더해 전력 손실을 더욱 저감할 수 있다는 효과를 발휘한다.
〔제3 실시예〕
그런데, 상기 제1 및 제2 실시예에서는, 주파수 체배 회로(18)가 체배하기 전의 VCO(14)의 출력을 필터 회로(17)에 인가하고, VCO(14)의 고조파 성분을 추출함으로써, 주파수 체배 회로로 인한 잡음을 가하지 않고 피드백 루프를 형성하여, 위상 잡음이 낮은 고주파 모듈을 형성하고 있다.
그러나, 본 실시예에서는 주파수 체배 회로(18)가 피드백 루프에 포함되어 있음에도 불구하고, 주파수 체배 회로(18)에 기인하는 잡음이 피드백 제어에 영향을 미치지 않는 고주파 모듈에 대해 설명한다.
즉, 본 실시예에 따른 고주파 모듈(29)에서는 도 1에 도시한 전력 분배기(15)가 주파수 체배 회로(18)의 후에 배치되어 있다. 따라서, VCO(14)의 출력은 주파수 체배 회로(18)로 체배된 후, 전력 분배기(15)로 전력 분배되어, 필터 회로(17)에 인가된다. 또한, 전력 분배기(15)의 다른 출력은 원하는 VCO 주파수 fTX의 신호로서 출력된다.
또한, 필터 회로(17)는 주파수 fTX근방의 대역만을 통과시켜, 주파수 체배 회로(18)의 출력의 고조파 성분 (예를 들면, 주파수 fTX의 2배의 주파수 성분 등), 혹은 주파수 체배 회로(18)의 출력의 부하 변동에 기인하는 저주파 성분 등을 제거하도록 구성되어 있다. 또한, 출력의 부하 변동에 기인하는 저주파 성분이 충분히 낮은 경우에는 대역 제한 필터(BPF)보다 저역 필터(LPF)를 사용하는 편이 회로 구성을 간략화할 수 있다. 또, 나머지 구성은 도 1과 동일하므로 동일한 기능을 갖는 부재에는 동일한 참조 부호를 붙여 그 설명을 생략한다.
도 8은 상기한 제3 실시예의 실제의 회로도의 예로서, 주파수 체배 회로(18) 후의 신호를 필터 회로(17)로 필터링한 후에, PLL 선국용 IC(12)로 피드백하는 타입의 튜너 (고주파 모듈)의 회로도의 예이다. 도 8 중에서, 트랜지스터(Tr1)은 VCO(14)의 발진용 트랜지스터이고, 트랜지스터(Tr2)는 주파수 체배 회로(18)의 회로용 트랜지스터이다. 또한, 기준 발진기(11), 루프 필터(13), VCO(14), 전력 분배기(15), 필터 회로(17) 및 주파수 체배 회로(18)는 점선으로 도시한다. 도 8에 도시한 바와 같이, 필터 회로(17)는 예를 들면 2개의 코일과 하나의 콘덴서로 구성된 T형 LPF로서, 매우 간단한 구성이면서 상기 주파수 체배 회로(18)의 출력으로부터 고조파 성분을 제거할 수 있다. 설
한편, PLL 선국용 IC(12)의 단자(34)는 PLL 선국용 IC(12)의 내부에서는 도 2에 도시하는 위상 비교기(12c)에 접속되어 있고, 외부에서는 루프 필터(13)를 거쳐 VCO(14)에 접속된다. 이에 따라, PLL 선국용 IC(12)로부터 VCO(14)로의 루프(36)가 형성된다. 또한, PLL 선국용 IC(12)의 단자(35)는 내부에서는 도 2에 도시하는 프리스케일러(12d)에 접속되어 있고, 외부에서는 필터 회로(17)를 거쳐 VCO(14)에 접속된다. 이에 따라 VCO(14)로부터 PLL 선국용 IC(12)로의 피드백 루프(37)가 형성된다.
상기 구성에 따르면, 주파수 체배 회로(18) 후의 신호는 필터 회로(17) (LPF, BPF 또는 HPF)로 필터링된 후, PLL 선국용 IC(12)에 피드백된다. 따라서, 주파수 체배 회로(18)에서, 잡음이 발생했다고 해도, 필터 회로(17)에서 잡음 성분이 감쇠된다. 이에 따라, 고주파 모듈(29)은 주파수 체배 회로(18)의 잡음의 영향을 받지 않고 VCO(14)를 피드백 제어할 수 있다. 이 결과, 제1 및 제2 실시예와 대략 동일하고, 종래보다도 위상 잡음이 낮고, 또한 비교 주파수가 높은 고주파 모듈을 용이하게 실현할 수 있다.
또, 이들 도 1∼도 8에 도시한 고주파 모듈의 예는 모두 유럽 사양 무선 전화용 RF 블록 (고주파 모듈)에 적용되는 경우를 나타내고 있지만, 예를 들면 이동체 통신용 고주파 모듈이나 TV나 VTR 등의 방송 수신용 고주파 모듈이나 위성 방송용 고주파 모듈 등, 다른 어플리케이션의 고주파 모듈에도 동일한 방법으로 적용할 수 있음은 당연하다.
이상과 같이, 본 발명에 따른 고주파 모듈은 예를 들면 이동체 통신용 고주파 모듈이나 TV나 VTR 등의 방송 수신용 고주파 모듈이나 위성 방송용 고주파 모듈 등으로서 적합하게 사용되는 고주파 모듈로서, 발진 주파수를 제어가능한 발진기(VCO 등)와, 미리 정해진 비교 주파수의 비교 신호와 상기 발진기의 출력이 위상 동기하도록 상기 발진기를 제어하는 제어 수단과, 상기 발진기로부터 상기 제어 수단까지의 사이에 설치된 필터 회로를 포함하는 것을 특징으로 한다. 또, 필터 회로는 예를 들면 저역 필터(LPF), 고역 필터(HPF) 또는 대역 제한 필터(BPF) 중의 하나라도 좋고, 이들을 복수개 조합하여 형성해도 좋다. 또한, 상기 비교 주파수는 제어 수단이 발진기를 제어할 때에 결정되어 있으면 제어의 전후에서 전환되어도 좋다.
상기 구성에 따르면, 예를 들면 PLL 선국용 IC 등의 제어 수단에는 필터 회로를 거쳐 신호가 입력된다. 이 결과, 제어 수단이 발진기를 제어할 때에 필요한 주파수 성분만을 제어 수단으로의 입력 신호로서 부여할 수 있고, 예를 들면 발진기, 제어 수단 및 필터 회로를 포함하는 위상 동기 루프 (PLL 루프)에서 발생하는 잡음, 혹은 고주파 모듈의 외부의 부하 변동에 기인하는 잡음 등, 다른 주파수의 성분을 상기 입력 신호로부터 배제할 수 있다. 이에 따라, 비교 주파수를 상승시킨 경우에도 위상 잡음을 저감시킬 수 있어, 내진 특성이 양호한 고주파 모듈을 실현할 수 있다.
또한, 상기 구성에서 필터 회로의 통과 대역은, 예를 들면 상기 발진기의 발진 주파수의 2배의 주파수 성분 등, 상기 발진기의 고조파 성분을 추출하도록 설정되어 있어도 좋다. 또, 이 경우, 필터 회로로서는 대역 제한 필터이나 고역 필터 등을 이용하는 것이 바람직하다. 또한, 필터 회로로의 입력 신호에서 고주파 성분이 충분히 억제되는 경우에는, 고역 필터를 사용하는 것이 회로 구성을 간략화할 수 있다.
이러한 구성에 따르면, 발진기의 발진 주파수의 성분은 필터 회로에서 감쇠되고, 제어 수단에는 고조파 성분만이 인가된다. 따라서, 주파수 체배 회로를 설치하지 않고, 발진기의 원 발진 신호 (예를 들면, 465 ㎒ 등)를 피드백시키고 있음에도 불구하고, 발진 주파수의 체배 신호 (예를 들면, 930 ㎒ 등)를 제어 수단으로 피드백시켜, 소요되는 주파수의 신호 (예를 들면, 930 ㎒ 등)로, 위상 동기 루프를 형성할 수 있다. 그렇기 때문에, 주파수 체배 회로를 설치하지 않아도 비교 주파수를 상승시킬 수 있다.
여기서, 필터 회로는 주파수 체배 회로와 비교하면, 보다 간단한 회로로 실현할 수 있음과 함께 잡음이 발생하기 어렵다. 이 결과, 비교 주파수를 상승시킨경우라도 위상 잡음을 저감시킬 수 있어, 내진 특성이 양호한 고주파 모듈을 용이하게 실현할 수 있다.
그런데, 상기 발진기의 출력은 예를 들면 전력 분배기 등을 거쳐 상기 필터 회로에 인가해도 좋지만, 회로 구성의 간략화나 소비 전력의 저감이 요구되는 경우에는 직접 필터 회로에 인가되는 것이 바람직하다. 일 예로서, 상기 필터 회로의 입력에 상기 발진기의 고주파 접지점을 접속하면, 발진기의 출력은 그 발진기의 패턴 레이아웃의 누설 신호로서 상기 필터 회로에 인가할 수 있다.
상기 구성에서는, 발진기의 출력은 전력 분배기를 통하지 않고 필터 회로에 입력된다. 이 결과, 전력 분배기에서의 전력 손실을 삭감할 수 있어, 소비 전력이 보다 낮은 고주파 모듈을 실현할 수 있다. 또한, 위상 동기 루프로부터 전력 분배기가 배제되므로, 신호의 손실도 억제할 수 있다. 이 결과, 위상 잡음을 더욱 저감시킬 수 있음과 동시에 내진 특성을 더욱 향상시킬 수 있다.
그런데, 상기 각 구성에서 상기 발진기, 상기 필터 회로 및 상기 제어 수단을 포함하는 위상 동기 루프 회로의 출력은 주파수 체배 회로를 거쳐 외부에 출력되는 것이 좋다. 이 구성에 따르면, 고주파 모듈의 출력의 부하 변동은 위상 동기 루프 회로에 영향을 미치지 않는다. 이 결과, 위상 잡음을 더욱 저감시킬 수 있음과 동시에 내진 특성을 더욱 향상시킬 수 있다. 또한, 시스템 토탈로서 손실을 회복하기 때문에, 전력 증폭기, 버퍼 증폭기 등의 소비 전류 (소비 전력)를 최소로 할 수 있다.
한편, 상기 필터 회로의 다른 바람직한 실시예로서, 발진기의 고조파 성분을추출하는 구성 대신 이하의 구성을 구비해도 좋다. 즉, 상기 발진기와 상기 필터 회로간에는 주파수 체배 회로가 설치되고, 상기 필터 회로의 통과 대역은 주파수 체배 회로에서 체배된 상기 발진기의 출력 근방의 성분을 선택적으로 통과시키도록 설정되어 있어도 좋다. 또, 이 경우의 필터 회로로서는 예를 들면 대역 제한 필터이나 저역 필터 등을 사용하는 것이 바람직하다. 또한, 필터 회로로의 입력 신호에서 저주파 성분이 충분히 억제되는 경우에는, 저역 필터를 사용하는 것이 회로 구성을 간략화할 수 있다.
이러한 구성에서는, 발진기의 출력은 주파수 체배 회로에서 체배된 후, 필터 회로를 거쳐 제어 수단으로 인가된다. 여기서, 필터 회로의 통과 대역은 상술된 바와 같이 설정되므로, 예를 들면 주파수 체배 회로가 발진기 출력 주파수를 체배할 때에 고조파〔예를 들면, 1,395 ㎒ (= 465 × 3), 1,860 ㎒ (= 465 × 4) 등〕를 발생시켜도 이 고조파 성분은 필터 회로에서 감쇠되어, 제어 수단으로 입력되지 않는다. 마찬가지로, 제어 수단으로의 입력 신호로부터는 발진기 등에서 발생한 고조파도 제거된다. 이 결과, 주파수 체배 회로에 의해 비교 주파수가 상승하고 있음에도 불구하고, 위상 잡음을 저감시킬 수 있고, 내진 특성이 좋은 고주파 모듈을 용이하게 실현할 수 있다.
그런데, 필터 회로의 통과 대역의 설정에 상관없이, 상기 비교 주파수는 5 ㎑ 이상으로 설정되어 있는 편이 좋다. 이에 따라, 비교 주파수는 음성 대역의 상한 부근, 혹은 그 이상이 되므로, 음성 신호를 처리하는 장치에 고주파 모듈을 이용한 경우라도, 비교 신호의 간섭에 기인하는 음성 신호의 품질 저하를 억제할 수있다. 이 결과, 위상 잡음이 낮은 고주파 모듈의 설계가 용이해짐과 함께 내진 특성이 양호한 고주파 모듈의 설계가 용이해진다.
또, 상기 제어 수단은 여러가지의 구성을 적용할 수 있지만, 예를 들면 상기 제어 수단은 지정된 분주비로 상기 필터 회로로부터 입력되는 신호를 분주하는 분주기와, 상기 분주기의 출력의 위상과 상기 비교 신호의 위상을 비교하는 위상 비교기를 포함하고 있어도 좋다. 이 구성에서, 예를 들면 선국되는 주파수 등에 따라 결정된 분주비가 상기 분주기에 설정된다. 위상 비교기는 분주기의 출력의 위상과 비교 신호의 위상을 비교하여, 양자가 위상 동기하도록 상기 발진기를 제어한다. 이에 따라, 제어 수단은 발진기의 출력과 비교 신호를 위상 동기시킬 수 있다.
발명의 상세한 설명의 항에서 이루어지는 구체적인 실시예는 어디까지나 본 발명의 기술 내용을 밝히는 것으로서, 그러한 구체예에만 한정하여 협의로 해석되는 것이 아니라, 본 발명의 사상과 다음에 기재한 특허 청구 범위 내에서 여러가지로 변경하여 실시할 수 있다.

Claims (17)

  1. 발진 주파수를 제어가능한 발진기,
    미리 정해진 비교 주파수의 비교 신호와 상기 발진기의 출력이 위상 동기하도록 상기 발진기를 제어하는 제어 수단, 및
    상기 발진기로부터 상기 제어 수단까지의 사이에 설치된 필터 회로
    를 포함하되,
    상기 발진기의 출력이 상기 필터 회로를 통해 상기 제어 수단으로 입력되는 고주파 모듈.
  2. 제1항에 있어서, 상기 필터 회로의 통과 대역은 상기 발진기의 고조파 성분을 추출하도록 설정되어 있는 고주파 모듈.
  3. 제2항에 있어서, 상기 필터 회로의 통과 대역은 상기 발진기의 발진 주파수의 2배의 주파수 성분을 추출하도록 설정되어 있는 고주파 모듈.
  4. 제2항에 있어서, 상기 필터 회로는 대역 제한 필터를 포함하는 고주파 모듈.
  5. 제2항에 있어서, 상기 필터 회로는 고역 필터를 포함하는 고주파 모듈.
  6. 제2항에 있어서, 상기 발진기의 출력은 직접 상기 필터 회로에 인가되는 고주파 모듈.
  7. 제6항에 있어서, 상기 필터 회로의 입력에는 상기 발진기의 고주파 접지점이 접속되어 있는 고주파 모듈.
  8. 제6항에 있어서, 상기 발진기의 출력은 그 발진기의 패턴 레이아웃의 누설 신호로서 상기 필터 회로로 인가되는 고주파 모듈.
  9. 제2항에 있어서, 상기 발진기, 상기 필터 회로 및 상기 제어 수단을 포함하는 위상 동기 루프 회로의 출력은 주파수 체배 회로를 거쳐 외부에 출력되는 고주파 모듈.
  10. 제2항에 있어서, 상기 발진기의 출력은 주파수 체배 회로를 거쳐 외부에 출력되는 고주파 모듈.
  11. 제10항에 있어서, 상기 발진기의 출력을 상기 필터 회로와 상기 주파수 체배 회로로 분배하는 전력 분배기를 포함하는 고주파 모듈.
  12. 제1항에 있어서, 상기 발진기와 상기 필터 회로의 사이에는 주파수 체배 회로가 설치되고,
    상기 필터 회로의 통과 대역은 그 주파수 체배 회로에서 체배된 상기 발진기의 출력 근방의 성분을 선택적으로 통과시키도록 설정되어 있는 고주파 모듈.
  13. 제12항에 있어서, 상기 필터 회로는 대역 제한 필터를 포함하는 고주파 모듈.
  14. 제12항에 있어서, 상기 필터 회로는 저역 필터를 포함하는 고주파 모듈.
  15. 제12항에 있어서, 상기 주파수 체배 회로의 출력을 외부로의 출력과 상기 필터 회로로의 출력으로 분배하는 전력 분배기를 포함하는 고주파 모듈.
  16. 제1항에 있어서, 상기 제어 수단은,
    지정된 분주비로 상기 필터 회로로부터 입력되는 신호를 분주하는 분주기, 및
    상기 분주기 출력의 위상과 상기 비교 신호의 위상을 비교하는 위상 비교기를 포함하는 고주파 모듈.
  17. 제1항에 있어서, 상기 비교 주파수는 5 ㎑ 이상으로 설정되어 있는 고주파 모듈.
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