KR0175341B1 - Ac/dc 변환기 - Google Patents

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KR0175341B1
KR0175341B1 KR1019940028175A KR19940028175A KR0175341B1 KR 0175341 B1 KR0175341 B1 KR 0175341B1 KR 1019940028175 A KR1019940028175 A KR 1019940028175A KR 19940028175 A KR19940028175 A KR 19940028175A KR 0175341 B1 KR0175341 B1 KR 0175341B1
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유끼오 쯔네쯔구
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사또 후미오
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Abstract

부하를 흐르는 전류의 급증에 충분히 견딜 수 있는 AC/DC 변환기를 제공하는 것을 목적으로 하고 있다.
교류 전압 VIN을 다이오드 D1에 공급해서 반파 정류하고, 주 스위치 소자로서 작동하는 IGBT QM1(또는 MOSFET)의 콜렉터에 공급한다. 이 IGBT QM1의 게이트 에미터 간 전압을 제어 회로(17)과 승압 회로(18)에서 제어함으로써 온/오프 제어한다. 그리고, IGBT QM1의 에미터로부터 얻은 출력 전압을 시리즈 전원 회로(11)에 공급하고, 직류 전압을 출력한다. IGBT QM1은 교류 전압 VIN의 정현반파의 상승시와 하강시에 온 상태가 되므로, 구동되는 부하 RL에 흐르는 전류가 급증해도 출력 전압 VOUT의 저하를 억제할 수 있고, 부하 전류의 급증에 충분히 견딜 수 있도록 한 것을 특징으로 하고 있다.

Description

AC/DC 변환기
제1도는 본 발명의 제1실시예에 관한 AC/DC 변환기를 도시한 회로도.
제2도는 본 발명에 의한 AC/DC 변환기와 종래의 AC/DC 변환기에서의 AC 전압의 이용 부분에 관해 설명하기 위한 파형도.
제3도는 본 발명의 제2실시예에 관한 AC/DC 변환기를 도시한 회로도.
제4도는 본 발명의 제3실시예에 관한 AC/DC 변환기를 도시한 회로도.
제5도는 본 발명의 제4실시예에 관한 AC/DC 변환기를 도시한 회로도.
제6도는 본 발명의 제5실시예에 관한 AC/DC 변환기를 도시한 회로도.
제7도는 본 발명의 제6실시예에 관한 AC/DC 변환기를 도시한 회로도.
제8도는 본 발명의 제7실시예에 관한 AC/DC 변환기를 도시한 회로도.
제9도는 종래의 AC/DC 변환기에 관해 설명한 것으로, HARRIS사. HV-2045에서 이용되고 있는 AC/DC 변환기의 등가 회로를 도시한 도면.
제10도는 상기 제9도에 도시한 회로의 동작을 설명하기 위한 파형도.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
D1 : 다이오드(정류 수단) QM1 : IGBT
QM2: MOSFET 11 : 시리즈 전원 회로
17 : 제어 회로(제어 수단) 18 : 승압 회로(승압 수단)
본 발명은 상용 교류 전원을 정류하고, 안정된 직류 전압으로 변환시키는 AC/DC 변환기에 관한 것으로, 특히 민생용 트랜스레스 전원에 사용되는 것이다.
종래, 이런 종류의 AC/DC 변환기는 예를 들면 제9도에 도시한 바와 같이 구성되어 있다. 제9도는 HARRIS사. HV-2045의 등가 회로를 도시하고 있다. 이 AC/DC 변환기는 NPN형 바이폴라 트랜지스터 Q1, Q2, Q4, Q5, Q8, PNP형의 바이폴라 트랜지스터 Q3, Q6, Q7, 다이오드 D1, D2, 제너 다이오드(Zener diode) DZ1, 저항 R2 내지 R5 및 시리즈 전원 회로(11) 등으로 구성되어 있다.
AC 전압을 반파 정류하기 위한 다이오드 D1의 애노드는 전원 단자(12)에 접속되고, 캐소드는 저항 R2, R5의 한 단 및 트랜지스터 Q6, Q7의 에미터에 접속되어 있다. 상기 저항 R2의 다른 단은 저항 R3의 한 단, 트랜지스터 Q3의 에미터, 트랜지스터 Q7의 콜렉터 및 트랜지스터 Q8의 베이스에 각각 접속된다. 상기 저항 R3의 다른 단은 트랜지스터 Q3의 베이스 및 트랜지스터 Q1의 콜렉터에 접속되고, 트랜지스터 Q1의 콜렉터는 인히비트 단자(14) 및 트랜지스터 Q2의 베이스 및 에미터에 접속된다. 상기 트랜지스터 Q1의 에미터는 전원 단자(13)에 접속되어 있다. 트랜지스터 Q2의 에미터는 제너 다이오드 DZ1의 캐소드에 접속된다. 이 제너 다이오드 DZ1의 애노드는 출력 단자(15)에 접속되어 있다.
상기 트랜지스터 Q6의 콜렉터는 상기 트랜지스터 Q7의 베이스, 상기 저항 R5의 다른 단 및 트랜지스터 Q8의 콜렉터에 각각 접속되고, 베이스는 트랜지스터 Q4의 콜렉터 및 베이스에 접속된다. 이 트랜지스터 Q4의 에미터는 트랜지스터 Q5의 콜렉터에 접속되고, 트랜지스터 Q5의 에미터는 전원 단자(13)에 접속된다. 상기 트랜지스터 Q5의 베이스와 전원 단자(13) 사이에는 저항 R4가 접속되어 있다.
상기 트랜지스터 Q8의 에미터는 역류 방지용 다이오드 D2의 애노드에 접속되고, 이 다이오드 D2의 캐소드는 시리즈 전원 회로(11)의 입력단 및 캐패시터 접속단자(16)에 접속된다. 상기 시리즈 전원 회로(11)는 상기 전원 단자(13) 및 출력단자(15)에 접속되고, 이 출력 단자(15)로부터 직류 저압 VOUT를 출력하도록 되어 있다.
또한, 상기 트랜지스터 Q7, Q8은 AC/DC 변환기의 주 스위치 소자로서 작동하는 더블 게이트 사이리스터 SR1을 구성하고 있다. 트랜지스터 Q7의 에미터는 사이리스터 SR1의 애노드, 베이스는 N 게이트로서 작동하고, 트랜지스터 Q8의 에미터는 사이리스터 SR1의 캐소드, 베이스는 P 게이트로서 작동한다. 마찬가지로, 상기 트랜지스터 Q3, Q1은 더블 게이트 사이리스터 SR2를 구성하고 있다. 트랜지스터 Q3의 에미터는 사이리스터 SR2의 애노드, 베이스는 N 게이트로서 작동하고, 트랜지스터 Q1의 에미터는 사이리스터 SR2의 캐소드, 베이스는 P 게이트로서 작동한다.
상기 전원 단자(12,13) 사이에는 교류 전원 ACIN및 주전류의 피크 전류를 제어하기 위한 저항 R1이 직렬로 접속된다. 상기 전원 단자(12)와접지점 사이에는 캐패시터 C1이, 상기 전원 단자(13)와 인히비트 단자(14) 사이에는 캐패시터 C2가 각각 접속된다. 상기 단자(16)와 전원 단자(13) 사이에는 평활화용 캐패시터 C3이 접속된다. 상기 출력 단자(15)와 전원 단자(13) 사이에는 부하 RL(여기서는 저항 RL로 등가적으로 도시하고 있지만 각종 장치나 회로)이 접속된다.
상기와 같은 구성에서, 우선 상용 교류 전원(이하 AC 전원이라 함) 투입으로부터 수십 사이클의 과도 현상에 관해 설명한다. AC 전원이 약 3VF(다이오드 D1의 순방향 전압 VF1+트랜지스터 Q8의 베이스·에미터 간 전압 VBE8+다이오드 D2이 순방향 전압 VF2) 이상이 되면 교류 전원 ACIN으로부터 저항 R1, 다이오드 D1, 및 저항 R2를 통해 트랜지스터 Q8에 전류가 흐르고, 트랜지스터 Q7, Q8로 된 사이리스터 SR1을 점호(点弧)한다. 주전류는 교류 전원 ACIN으로부터 저항 R1, 다이오드 D1, 사이리스터 SR1 및 다이오드 D2를 통해 시리즈 전원 회로(11)에 공급됨과 동시에 캐패시터 C3을 충전한다. 이 캐패시터 C3는 전극 각 전압이 일정값 VC3-2가 될 때까지 정의 정현 반파 전역에서 사이리스터 SR1을 점호하고 있다. 이 전압 VC3-2는 저항 R2, R3의 저항값을 각각 r2, r3, 트랜지스터 Q1의 베이스·에미터 간 전압을 VBE1, 트랜지스터 Q2의 베이스·에미터 간 전압을 VBE2, 제너 다이오드 DZ1의 제너 전압을 VDZ1, 출력 저압을 VOUT로 하면,
VC3-2=(1+r2/r3)*VBE1+VBE2+VDZ1+VOUT
로 나타낸다. 부의 정현 반파에서는 사이리스터 SR1이 보유 전류 이하가 되어 소호(消弧)된다.
제10도는 상기 제9도에 도시한 회로에서의 정상 상태의 파형도이고, 교류 전원 ACIN, 다이오드 D1의 캐소드 전압 VDIK, 다이오드 D1의 애노드·캐소드 간 전압 VDIK및 캐패시터 C3의 전극 간 전압 VC3을 각각 도시하고 있다. 0≤t≤t1의 기간은 ACIN≤VC3-1(VC3-1은 캐패시터 C3의 전극 간 전압)이므로 사이리스터 SR1은 오프되어 있다. 교류 전원 ACIN의 전압이 상승하고, ACINVC3-1로 되면 앞서 서술한 경로에서 전류가 흐르고, 사이리스터 SR1이 점호된다. 다이오드 D1의 캐소드 전압 VDIK이 VC3-2이상이 되면 트랜지스터 Q1, Q3으로 된 사이리스터 SR2가 점호된다. 사이리스터 SR2의 P 게이트로부터 출력된 전류로 트랜지스터 Q5가 오프되고, 트랜지스터 Q6도 오프되므로 사이리스터 SR1이 소호된다. 동시에 사이리스터 SR2가 래치 상태가 되고, 부의 정현 반파에서는 오프 상태를 유지한다.
그러나, 상기와 같은 회로 구성에서는 부하 RL을 흐르는 전류가 상용 주파수에 비해 높은 주파수로 급격히 증가하면 다음과 같은 문제가 발생한다. 즉, 종래의 AC/DC 변환기에서는 주 스위치 소자로서 래치형의 소자인 사이리스터 SR1을 사용하고 있기 때문에 이 사이리스터 SR1은 정의 정현 반파의 기간에 단 한번만 온으로 될 수 있다. 이 때문에 사이리스터 SR1이 오프로 된 직후의 정현 반파의 기간에 부하 RL이 변동하면(커지면), 캐패시터 C3의 충전 전하로 백업하는 것만으로는 출력전압 VOUT가 저하해버려 레귤레이션 불능에 빠진다.
상술한 바와 같이 종래의 AC/DC 변환기는 구동되는 부하에 흐르는 전류가 상용 주파수에 비해 높은 주파수에서 급격히 증가한 경우에 레귤레이션 불능에 빠진다는 문제가 있었다.
본 발명은 상기한 바와 같은 사정을 감안해서 구성된 것으로, 그 목적으로 하는 바는 구동되는 부하에 흐르는 전류의 급증에 견딜 수 있는 AC/DC 변환기를 제공하는 것이다.
본 발명의 AC/DC 변환기는 입력된 교류 전압을 반파 정류하는 정류 수단과, 전류 통로의 한 단에 상기 정류 수단에 의한 반파 정류 출력이 공급되는 N 채널형 FET 또는 IGBT로 된 스위치 수단과, 이 스위치 수단의 제어단과 전류 통로의 다른단 사이의 전압이 제1레벨을 넘었을 때에 온되고, 제어단과 전류 통로의 다른 단 사이의 전압이 상기 제1레벨보다 높은 제2레벨을 넘었을 때에 오프되는 제어 수단과, 상기 스위치 수단의 제어단과 전류 통로의 다른 단 사이의 전압이 상기 제1레벨을 넘었을 때에 상기 스위치 수단의 제어단과 전류 통로의 다른 단 사이의 전압을 상기 제2레벨보다 높은 전압으로 승압시키는 승압 수단과, 상기 스위치 수단에서의 전류 통로의 다른 단의 출력이 공급되고, 직류 전압을 출력하는 시리즈 전원회로를 구비하는 것을 특징으로 한다.
또, 상기 시리즈 전원 회로로부터 출력된 직류 전압을 상기 정류 수단의 제어단으로 귀환시킴으로써 출력되는 직류 전압의 레벨에 따라 상기 제2레벨을 바꾸는 것을 특징으로 한다.
상기와 같은 구성에서는 주 스위치 소자로서 비 래치 소자인 N 채널형 FET 또는 IGBT를 이용하고 있으므로, 제어 수단과 승압 수단을 이용해서 교류 전압의 정현 반파의 상승시와 하강시에 주 스위치 소자를 온 상태로 할 수 있고, 구동되는 부하에 흐르는 전류가 급증해도 출력 전압의 저하를 억제할 수 있다. 따라서, 구동되는 부하에 흐르는 전류의 급증에 충분히 견딜 수 있는 AC/DC 변환기를 얻을 수 있다.
또, 직류 전압을 정류 수단의 제어단으로 귀환시킴으로써 출력 전압 VOUT를 바꿀 때에 상기 제2레벨을 조정할 필요가 없고, 제어 수단의 회로 구성을 변경하지 않아도 된다.
이하, 본 발명의 한 실시예에 관해 도면을 참조해서 설명하겠다.
제1도는 본 발명의 제1실시예에 관한 AC/DC 변환기를 도시하고 있다. 이 AC/DC 변환기는 저항 R6 내지 R11, 다이오드 D1 내지 D4, NPN형 바이폴라 트랜지스터 Q9, Q10, 제너 다이오드 DZ2 내지 DZ5, 주 스위치 소자로서 작동하는 IGBT QM1, 캐패시터 CB 및 시리즈 전원 회로(11) 등을 포함해서 구성되어 있다.
AC 전압을 반파 정류하는 다이오드 D1의 애노드는 전원 단자(12)에 접속되고, 캐소드는 저항 R6, R7의 한 단 및 IGBT QM1의 콜렉터에 접속된다. 상기 저항 R6의 다른 단과 전원 단자(13) 사이에는 제너 다이오드 DZ2 내지 DZ3의 캐소드·애노드 간 및 저항 R8이 직렬 접속된다. 상기 저항 R7의 다른 단과 IGBT QM1의 게이트 사이에는 다이오드 D3의 에노드·캐소드 간이 접속된다. 상기 IGBT QM1의 게이트와 인히비트 단자(14) 사이에는 게이트 보호용 저항 R9가 접속되어 있다. 또, 상기 IGBT QM1의 게이트와 전원 단자(13) 사이에는 제너 다이오드 DZ4, DZ5의 캐소드·애노드 간, 트랜지스터 Q9의 콜렉터·에미터 간 및 저항 R10이 직렬 접속된다. 상기 트랜지스터 Q9의 베이스는 상기 제너 다이오드 DZ3과 저항 R3와의 접속점에 접속되고, 에미터는 트랜지스터 Q10의 베이스에 접속되어 있다. 상기 저항 R6 내지 R8, R10, 다이오드 D3, 제너 다이오드 DZ2 내지 DZ5 및 트랜지스터 Q9는 상기 IGBT QM1을 온/오프 제어하는 제어 회로(17)로서 작동한다.
상기 트랜지스터 Q10의 콜렉터는 상기 트랜지스터 Q0의 콜렉터에, 에미터는 전원 단자(13)에 각각 접속되어 있다. 이 트랜지스터 Q10의 콜렉터와 IGBT QM1의 게이트 사이에는 캐패시터 CB가 접속된다. 또, 이 트랜지스터 Q10의 콜렉터와 캐패시터 접속 단자(16) 사이에는 저항 R11과 다이오드 D4의 애노드·캐소드 간이 병렬 접속되어 있다. 상기 트랜지스터 Q10, 캐패시터 CB, 저항 R11 및 다이오드 D4는 IGBT QM1의 게이트·에미터 간 전압을 승압시키는 승압 회로(18)로서 작동한다.
상기 다이오드 D2의 애노드는 IGBT QM1의 에미터에 접속되고, 캐소드는 단자(16)에 접속된다. 이 단자(16)에는 시리즈 전원 회로(11)의 입력단이 접속되고, 이 회로(11)에는 전원 단자(13) 및 출력 단자(15)가 접속되어 있다.
상기 전원 단자(12,13) 사이에는 교류 전원 ACIN및 저항 R1이 직렬로 접속된다. 상기 저항 R1은 주 전류의 피크 전류를 제한하기 위한 것이다. 또, 이들 전원단자(12,13) 사이에는 캐패시터 C1이 접속된다. 상기 인히비트 단자(14)와 전원 단자(13) 사이에는 캐패시터 C2가 접속된다. 상기 캐패시터 접속 단자(16)과 전원 단자(13) 사이에는 캐패시터 C3이 접속된다. 이 캐패시터 C3은 시리즈 전원 회로(11)의 입력 전압을 평활화하기 위한 것이므로, IGBT QM1이 온으로 되어 있을 때에 충전되고, 캐패시터 CB를 통해 게이트를 부트스트랩한다. 또, 상기 다이오드 D2는 캐패시터 C3으로부터 회로 내부로의 전류의 역류를 방지하기 위한 것이다. 상기 출력 단자(15)와 전원 단자(13) 사이에는 부하 RL(여기서는 저항 RL로 등가적으로 도시)이 접속된다.
다음으로, 제10도를 참조하여 상기와 같은 구성에서 동작을 설명한다. AC 전원 투입시의 초기 상태에서는 캐패시터 CB, C3의 전극 각 전압을 모두 0V로 하면, 전류는 저항 R1로부터 다이오드 D1, 저항 R7, 다이오드 D3, 캐패시터 CB 및 저항 R11을 흘러 캐패시터 C3을 충전시킨다. 캐패시터 CB의 용량을 CB, 캐패시터 C3의 용량을 C3으로 하면 CBC3의 조건에서는 캐패시터 CB의 전압 상승이 크고, IGBT QM1의 게이트·에미터 간 전압이 임계값 전압(Vth) 이상이 되면 상기 IGBT QM1이 온으로 되어 캐패시터 C3을 급속히 충전한다. 단, 캐패시터 CBDML 전극 간 전압은 제너 다이오드 DZ4, DZ5의 제너 전압의 합으로 클램프되고, 이 값이 최대 충전 전압이 된다.
다음으로, 정상 상태에 관해 설명하겠다. 부트스트랩의 동작을 알기 쉽게 하기 위해 제10도에 도시한 파형도에서의 구간 t2≤t≤T에서 시작한다. 다이오드 D1의 캐소드 전압 VDIK가 아래 식(1)을 넘으면 IGBT QM1은 오프된다. 식(1)에서는 저항 R6, R8의 저항값을 r6, r8, 트랜지스터 Q9의 베이스·에미터 간 전압을 VBE9, 제너 다이오드 DZ2, DZ3의 제너 전압을 각각 VDZ2, VDZ3으로 하고 있다.
VDIK=2*(r6/r8+1)*VBE9+VDZ2+VDZ3(1)
이때, 트랜지스터 Q9, Q10은 온으로 되고, IGBT QM1의 게이트 전압이 강하되고, 에미터 전압이 캐패시터 C3의 저전압으로 고정되고, 게이트·에미터 간 전압이 저하하지만 IGBT QM1은 충분히 오프될 수 없다.
VDZ4+VDZ52*(r6/r8+1)*VBE9+VDZ2+VDZ3(2)
단, VDZ4, VDZ5는 제너 다이오드 DZ4, DZ5의 제너 전압이다.
트랜지스터 Q10의 콜렉터가 제1도와 같이 접속되어 있으므로 상기 식(2)의 관계가 성립할 때, IGBT QM1은 완전히 오프될 수는 없다. 이것은 IGBT QM1을 오프할 때, R11을 통해 에미터 팔로워 동작하는 것으로 이해할 수 있다. 그러나, 저항 R11의 저항값을 적정값으로 설정하면 거의 문제가 없다. 이 때의 드레인 전류 ID는 저항 R11의 저항값을 r11로 하면 아래 식(3)과 같이 나타난다.
ID=(VDZ4+VDZ5-Vth-VD2)/r11(3)
따라서, VDZ4=VDZ5=6V, r11=10KΩ, Vth=2V 정도이면 드레인 전류 ID는 수 mA 정도가 되어 전력 손실은 거의 무시할 수 있다.
IGBT QM1이 오프되어 있는 정의 정현 반파의 기간에는 캐패시터 CB의 전극 사이에는 VDZ4+VDZ5의 전압을 유지하고, 다음 기간의 IGBT QM1의 온 상태를 준비하고 있다. 다음 정의 정현 반파의 초기에 IGBT QM1의 게이트가 부트스트랩되고, 다이오드 D1의 캐소드 전압 VDIK가 어느 일정값(다이오드 D2가 순 바이어스 되는 조건) VC3-1을 넘으면 IGBT QM1의 콜렉터 전류가 흐르기 시작한다.
제2도는 상기 제1도에 도시한 제1실시예에 의한 AC/DC 변환기와, 제9도에 도시한 종래의 AC/DC 변환기에서의 AC 전압의 이용 부분에 관해 도시하고 있다. 제2(a)도는 제1도에 도시한 AC/DC 변환기, 제2(b)도는 종래의 AC/DC 변환기이고, 각각 사선을 그은 영역에서 주 스위치 소자가 온 상태로 된다. 상기 제1실시예에서는 주 스위치 소자로서 비 래치형 소자인 IGBT QM1을 이용하고 있으므로, 도시한 바와 같이 정의 정현 반파의 2곳에서 IGBT QM1을 온으로 할 수 있고, 이 기간의 부하 전류 용량을 증가시킬 수 있다. 따라서, 본 발명에 따르면 구동되는 부하 RL에 흐르는 전류가 급증해도 출력 전압 VOUT의 레벨의 저하를 방지할 수 있다. 또, 같은 전류를 얻기 위해서 필요한 캐패시터 C3의 용량도 작다. 한편, 스위치 소자의 온 동작은 ACIN→R1→D1→R7→D3→CB→D4→C3으로 이루어져, 먼저 CB를 충전한다. 그러면 QM1의 VGS가 Vth를 넘어 QM1이 온된다. 메인 전류가 ACIN→R1→D1→QM1 드레인→C3로 흘러 QM1의 게이트가 부트스트랩(승압)된다. 스위치 소자의 오프 동작은 ACIN이 임계치 식(1)을 넘으면, ACIN→R1→D1→R6→DZ2→DZ3→R8로 전류가 흘러 Q9가 온되고, 다시 Q10이 온된다. 그러면, CB의 하측(Q10의 컬렉터)이 거의 0V가 되고, CB 양단에는 DZ2+DZ3의 전압이 충전되고 있기 때문에 소스 팔로워로 전류치가 결정된다. 따라서 식(3)이 성립한다.
제3도 및 제4도는 각각 본 발명의 제2, 제3실시예에 관한 AC/DC 변환기에 관해 설명하기 위한 것으로 제1도에 도시한 회로에서의 IGBT QM1을 완전히 오프시키도록 구성한 것이다. 제3도에 도시한 회로에서는 트랜지스터 Q10의 콜렉터를 IGBT QM1의 게이트에 접속하고 있다. 다른 회로 구성은 제1도에 도시한 회로와 같다. 또, 제4도에 도시한 회로에서는 제1도에 도시한 회로에 저항 R14와 PNP형 바이폴라 트랜지스터 Q12를 설치하고 있다. 그리고, 저항 R14의 한 단을 트랜지스터 Q10의 베이스에 접속하고, 트랜지스터 Q12의 에미터를 IGBT QM의 게이트에, 콜렉터를 다이오드 D2의 캐소드에, 베이스를 상기 저항 R14의 다른 단에 각각 접속하고 있다.
이와 같은 구성에 따르면 IGBT QM1을 완전히 오프시킬 수 있고, 상기 제1도에 도시한 회로에서 설명한 드레인 전류 ID를 리크 전류 정도의 낮은 값으로 할 수 있다.
제5도는 본 발명의 제4실시예에 관한 AC/DC 변환기에 관해 설명하기 위한 것으로, 출력 전압 VOUT를 다이오드 D1의 캐소드측으로 귀환시킨 것이다. 즉, 출력단자(15)에 PNP형 바이폴라 트랜지스터 Q11의 베이스를 접속하고, 이 트랜지스터 Q11의 콜렉터를 트랜지스터 Q10의 베이스 및 저항 R10의 한 단에 접속하고 있다. 또, 제너 다이오드 DZ2의 애노드에 다이오드 D5의 애노드를 접속하고, 이 다이오드 D5의 캐소드와 트랜지스터 Q11의 베이스 사이에 저항 R12를 접속하고 있다. 그리고, 상기 트랜지스터 Q11의 에미터를 다이오드 D5와 저항 R12를 접속하고 있다. 그리고, 상기 트랜지스터 Q11의 에미터를 다이오드 D5와 저항 R12의 접속점에 접속한 것이다.
다른 회로 구성은 제1도에 도시한 회로와 같으므로, 대응하는 부분에 동일부호를 붙여 그 상세한 설명은 생략한다.
제5도에 도시한 바와 같은 회로 구성에서는 아래 식(4)의 조건을 만족하면 IGBT QM1이 온으로 된다.
VDIK=VOUT+(1+r6/r12)*VBE11+VDZ2+VD5(4)
단, 상기 식(4)에서는 저항 R12의 저항값을 r12, 트랜지스터 Q11의 베이스·에미터 간 전압을 VBE11, 다이오드 D5의 순방향 전압을 VD5로 하고 있다.
이와 같은 구성에서는 출력 전압 VOUT를 변경할 때, 상기 식(4)와 같이 IGBT QM1이 오프되는 전압 VC3-2가 출력 전압 VOUT에 따라 변화하므로 전압 VC3-2을 설정할 필요가 없다. 즉, 제1도, 제3도 및 제5도에 도시한 회로 구성에서는 출력 전압 VOUT의 라인 업(출력 전압의 레벨)에 따라 제너 다이오드 DZ2, DZ3의 직렬 단수나 저항 R6과 R8의 저항값비를 AL 마스터 슬라이스 등을 이용해서 IGBT QM1이 오프되는 전압 VC3-2를 설정할 필요가 있으나, 제5도에 도시한 바와 같은 회로 구성에서는 이와 같은 조정은 불필요하다.
제6도는 본 발명의 제5실시예에 관한 AC/DC 변환기에 관해 설명하기 위한 것으로, 상기 제5도에 도시한 회로에서의 IGBT QM1을 완전히 오프시키도록 구성한 것이다. 제6도에 도시한 회로에서는 제5도에 도시한 회로에서의 트랜지스터 Q10의 콜렉터를 IGBT QM1의 게이트에 접속하고 있다. 다른 회로 구성은 제5도에 도시한 회로와 같다.
이와 같은 구성에 따르면, 상기 제2, 제3실시예와 같이 IGBT QM1을 완전히 오프시킬 수 있고, 드레인 전류 ID를 리크 전류 정도의 낮은 값으로 할 수 있다.
제7도는 본 발명의 제6실시예에 관한 AC/DC 변환기에 관해 설명하기 위한 것으로, 이 회로에서는 주 스위치 소자로서 IGBT 대신에 MOSFET QM2를 이용함과 동시에 이 주 스위치 소자의 변경에 맞춰 제어 회로(17)와 승압 회로(18)의 구성을 상술한 각 실시예와는 다르게 하고 있다.
즉, AC 전압을 반파 정류하는 다이오드 D1의 애노드는 전원 단자(12)에 접속되고, 캐소드는 저항 R6, R7의 한 단 및 MOSFET QM2의 드레인에 접속된다. 이 다이오드 D1의 에노드·캐소드 사이에는 저항 R13이 병렬 접속된다. 상기 저항 R6의 다른 단과 전원 단자(13) 사이에는 다이오드 D6의 에노드·캐소드 사이, 제너 다이오드 DZ2, DZ3의 캐소드·애노드 사이 및 저항 R8이 직렬 접속된다. 상기 저항 R7의 다른 단과 MOSFET QM2의 게이트 사이에는 다이오드 D3의 에노드·캐소드간이 접속된다. 상기 MOSFET QM2의 게이트와 인히비트 단자(14) 사이에는 게이트 보호용 저항 R9가 접속되어 있다. 또, 상기 MOSFET QM2의 게이트와 전원 단자(13) 사이에는 트랜지스터 Q9의 콜렉터·에미터 간이 접속되고, 이 트랜지스터 Q9의 베이스는 상기 제너 다이오드 DZ3가 저항 R8의 접속점에 접속된다. 상기 저항 R6 내지 R8, 다이오드 D3, D6, 제너 다이오드 DZ2, DZ3 및 트랜지스터 Q9는 상기 MOSFET QM2를 온/오프 제어하는 제어 회로(17)로서 작동한다.
상기 트랜지스터 Q9의 에미터·콜렉터 사이에는 다이오드 D7의 에노드·캐소드 간이 접속된다. 도, 상기 MOSEFET QM2의 소스와 게이트 사이에는 제너 다이오드 DZ5, DZ4의 에노드·캐소드 간이 각각 접속된다.
또한, DSD는 MOSFET QM2의 기생 다이오드, Cgd는 MOSFET QM2의 게이트·드레인 간의 기생 용량이다. 상기 다이오드 D7, 제너 다이오드 DZ4, DZ5, 기생 다이오드 DSD 및 기생 용량 Cgd는 승압 회로(18)로서 작동한다.
다이오드 D2의 애노드는 상기 MOSFET QM2의 소스에 접속되고, 캐소드는 캐패시터 접속 단자(16)에 접속된다. 이 단자(16)에는 시리즈 전원 회로(11)의 입력단이 접속되고, 회로(11)에는 전원 단자(13) 및 출력 단자(15)가 접속되어 있다.
상술한 제1 내지 제5실시예와 같이 전원 단자(12,13) 사이에는 교류 전원 ACIN및 저항 R1이 직렬로 접속된다. 상기 인히비트 단자(14)와 전원 단자(13) 사이에는 캐패시터 C2가 접속되고, 상기 캐패시터 접속 단자(16)와 전원 단자(13) 사이에는 캐패시터 C3이 접속된다. 또, 상기 출력 단자(15)와 전원 단자(13) 사이에는 부하 RL이 접속된다.
상기와 같은 구성에서 제10도에 도시한 t1≤t≤t2 기간에 AC 전압 VIN이 다음 식(5)와 같이 되면 다이오드 D1, 저항 R6, 다이오드 D6, 제너 다이오드 DZ2, DZ3, 저항 R8에 전류가 흐르고, 트랜지스터 Q9가 온으로 된다. 이에 따라, MOSFET QM2의 게이트 전위가 GND 레벨로 저하되어 오프로 된다.
VIN=(1+r6/r8)*VBE9+VD6+VDZ2+VDZ3+VD1(5)
다음으로, 입력 전압 VIN이 부전압이 되면 다이오드 D7로부터 제너 다이오드 DZ4, DZ6, 기생 다이오드 DSD 및 저항 R13에 전류가 흐르고, 동시에 기생 용량 Cgd에는 게이트를 정, 드레인을 부로 하는 전하가 축적되고, 그 전압은 VDZ3+VDZ4가 된다. 이 전압값은 MOSFET QM2를 온으로 하기에 충분한 전압이다. 이 전압을 입력이 부인 기간 동안 유지하고 있다. 이어서, AC 전압이 0V에서 서서히 상승하고, 다이오드 D2가 순 바이어스되는 시점에서 캐패시터 C3을 충전하기 시작한다. 또한, AC 전압이 상승하고 상기 식(5)의 레벨을 넘으면 MOSFET QM2를 오프로 하고, 이것을 반복한다.
또한, 상기 저항 R7 및 다이오드 D3은 MOSFET QM2에 초기 트리거를 부여하고, 다이오드 D6은 트랜지스터 Q9의 베이스·에미터 간이 역 바이어스되는 것을 방지하고 있다. 상기 다이오드 D3은 MOSFET QM2의 게이트 용량에 축적된 전하가 저항 R7을 통해 드레인 또는 저항 R13에 흐르는 것을 방지하는 것이다. 이와 같이 제7도에 도시한 회로는 MOSFET QM2의 기생 용량 Cgd를 적극적으로 이용하고 있다.
제8도는 본 발명의 제7실시예에 관한 AC/DC 변환기에 관해 설명하기 위한 것으로, 이 회로에서는 제7도에 도시한 회로에서의 출력 전압 VOUT를 다이오드 D1의 캐소드 측으로 귀환시키는 점이 다르다.
즉, 상기 제7도에 도시한 회로에서의 제너 다이오드 DZ3 대신에 PNP형 바이폴라 트랜지스터 Q11과 저항 R12를 설치하고 있다. 상기 트랜지스터 Q11의 에미터는 제너 다이오드 DZ2의 애노드에, 콜렉터는 저항 R8의 한 단 및 트랜지스터 Q9의 베이스에, 베이스는 출력 단자(15)에 각각 접속되어 있다. 그리고, 이 트랜지스터 Q11의 베이스·에미터 간에 상기 저항 R12를 접속하고 있다.
제8도에 도시한 회로 구성에서 MOSFET QM2가 오프로 되는 입력 전압 VIN은 다음 식(6)으로 나타난다.
VIN=VOUT+(1+r6/r12)*VBE11+VD1+VD6+VDZ2(6)
따라서, 이와 같은 구성에 따르면 출력 전압을 변경할 때 MOSFET QM2가 오프로 되는 전압이 출력 전압에 따라 변화되므로 이 전압을 설정할 필요가 없다. 다른 기본적인 동작은 상기 제6실시예와 같고, 같은 작용 효과를 얻을 수 있다.
또한, 본원 청구 범위의 각 구성 요건에 병기한 도면 참조 부호는 본원 발명의 이해를 용이하게 하기 위한 것으로, 본원 발명의 기술적 범위를 도면에 도시한 실시예에 한정하는 의도로 병기한 것은 아니다.
이상 설명한 바와 같이 본 발명에 따르면, 구동되는 부하에 흐르는 전류의 급증에 견딜 수 있는 AC/DC 변환기를 얻을 수 있다.

Claims (2)

  1. 입력된 교류 전압을 반파 정류하는 정류 수단(D1)과, 전류 통로의 일단에 상기 정류 수단에 의한 반파 정류 출력이 공급되는 N 채널형 FET 또는 IGBT로 된 스위치 수단(QM1,QM2), 상기 스위치 수단의 제어단과 전류 통로의 다른 단 사이의 전압이 제1레벨을 넘었을 때 온되고, 제어단과 전류 통로의 다른 단 사이의 전압이 상기 제1레벨보다 높은 제2레벨을 넘었을 때에 오프되는 제어 수단(17), 상기 스위치 수단의 제어단과 전류 통로의 다른 단 사이의 전압이 상기 제1레벨을 넘었을 때 상기 스위치 수단의 제어단과 전류 통로의 다른 단 사이의 전압을 상기 제2레벨보다 높은 전압으로 승압시키는 승압 수단(18) 및 상기 스위치 수단에서의 전류 통로의 다른 단의 출력이 공급되고 직류 전압을 출력시키는 시리즈 전원회로(11)을 구비한 것을 특징으로 하는 AC/DC 변환기.
  2. 제1항에 있어서, 상기 시리즈 전원 회로(11)로부터 출력된 직류 전압을 상기 정류 수단(D1)의 제어단으로 귀환시킴으로써 출력되는 직류 전압의 레벨에 따라 상기 제2레벨을 바꾸는 것을 특징으로 하는 AC/DC 변환기.
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