KR0174781B1 - 통신 장치에서의 주파수 변환을 위한 장치와 방법 - Google Patents

통신 장치에서의 주파수 변환을 위한 장치와 방법

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Abstract

디지털/아날로그(D/A) 변환기(206)는 주파수 변환을 하기 위해 근사 사인파(300)를 입력 신호에 곱한다. 최적화된 계수값들은 선정되어 있으며 클럭 주기 동안 생성되는 제어 워드에 기초하여 프로그램된다. 사인파 근사(300)의 주파수를 나타내는 한 주기 동안의 프로그래밍은 출력에서의 홀수 고조파의 효과가 감소되는 반면 통상의 스위칭 믹서가 갖는 장점이 유지되도록 입력신호에 승산 신호를 제공해 준다. 한 실시예에 있어서 승산 D/A변환기는 증폭기(400)에 연결된 다수의 저항기(R1-R8), 선택 저항기들(R1-R8)이 동작되고 동작되지 않도록(in and out of operation)하는 다수의 스위칭 게이트(G1-G8), 게이트(G1-G8)를 제어하는 계수기/제어기(203)로부터 오는 제어 워드들을 포함한다.

Description

통신 장치에서의 주파수 변환을 위한 장치 및 방법
직접 변환 수신기(Direct Conversion Receiver)에서는 종종 복조하기 위해 기저 밴드 신호(baseband signal)를 중간 주파수대(IF frequency)로 상향 변환(upconvert)할 필요가 있다. 0∼5MHZ 주파수 영역에서 사용되는 가장 흔한 믹서(mixer)중의 하나는 스위칭 믹서로서, 이는 기저 밴드 신호에 적용되는 이득 값을 +1과 -1사이에서 교대로 변환시키기 위해 CMOS 전송 게이트(transmission gate)를 사용한다. 이득 값은 국부 발진기의 주파수(F10)로 스위칭된다.
스위칭 믹서는 간단하고, 보상 전압(offsetvoltage)이 낮으며, 작동 범위(dynamic range)가 넓고 D 플립-플롭을 이용하여 쉽게 구형 스위칭 신호(quadrature switching signal)를 발생시킬 수 있는 등 여러 장점을 가지고 있다. 그러나 스위칭 믹서는 중요한 한가지 결점이 있는데, 이는 승산 신호가 구형 파형(Square Wave)이기 때문에, 기저 밴드 신호가 클럭 신호의 각각의 홀수 고조파(odd harmonic)에섭 반복된다는 점이다. n이 Flo의 고조파 번호(harmonic)일 때, 구형 파형의 고조파 롤오프 비율(harmonic rolloff rate)은 1/n이 되기 때문에, Flo에 중심을 둔 소기의 신호에서 대략 9.5dB만큼만 낮은 레벨의 원하지 않는 신호가 3Flo를 중심으로 존재하게 된다. 기저 밴드 신호의 대역폭이 Flo에 접근함에 따라서 3Flo나 그 이상에서 원하지 않는 고조파 신호들을 제거하기 위해서는 아주 급격한 스커트 선택성(Steep Skirt Selectivity)을 갖는 대역 통과 필터가 요구된다.
기저 밴드 신호에 승산 파형(multiplying waveform)의 푸리에 변환이 곱해지기 때문에 믹서의 출력에 나타나는 홀수 고조파항을 제거하는 한가지 명백한 해결책은 승산 신호로써 사인파를 사용하는 것이다. 이런 기술적 목적을 성취하기 위해 트랜지스터의 비선형성을 사용하는 몇가지 회로 접근 방법이 있지만, 이 방법들은 위에서 언급한 스위칭 믹서의 장점을 갖지 않는다. 따라서 위에 설명한 스위칭 믹서의 장점들을 지니면서도 출력에 홀수 고조파가 나타난다는 단점을 갖지 않는 믹서가 요구된다.
본 발명은 일반적으로 통신 장치에 관한 것이며, 특히 통신 장치에서의 주파수 변환(translation)에 관한 것이다.
제1도는 선행기술의 스위칭 믹서를 블럭도로 도시한 것이다.
제2도는 본 발명에 따른 스위칭 믹서를 블럭도로 도시한 것이다.
제3도는 본 발명에 따른 구형파와 근사 사인파(sine wave approximation)를 도시한 것이다.
제4도는 본 발명에 따른 승산 D/A변환기의 실시예를 도시한 것이다.
본 발명은 Flo의 주파수를 갖는 사인파를 근사하는 계단형(stair case type) 승산 신호를 발생시키기 위하여 승산 디지털/아날로그 변환기(multiplying digital/analog converter)와 계수기를 사용한다. 실제로 기저 밴드 신호는 간단한 스위칭 믹서에의 +1과 -1의 배율 이외의 여러가지 배율로써 곱하여진다. D/A변환기는 NFlo의 주파수로 클럭되어 있으며 또한 N/2만큼의 스텝을 가진다(N/4는 양의 스텝, N/4는 음의 스텝). 제3도는 N=16일 때, 구형파(303)와 본 발명에 의해 발생되는 근사 사인파(300)를 도시한다.
승산 D/A변환기의 스텝 크기가 적절하게 선택되면, 근사 사인파(300)는 원하지 않는 고조파 신호 중 몇몇개(즉, 소기의 신호에 가장 가까운 것들)가 거의 영에 가깝도록 하기에 충분하다. 대부분의 경우, 본 발명의 믹서를 사용하면 고선택성 대역 통과 필터가 필요하지 않으며, 영이 아닌 고조파 신호를 적절히 감쇠시키기 위한 간단한 저역 통과 필터만 필요로 할뿐이다.
스텝 크기가 적절히 선택되면, 본 발명의 출력에 나타나는 Flo의 고조파들은 다음 식들을 만족시켜야만 한다.
N=16인 예에 있어서, 첫번째로 영이 아닌 원하지 않는 고조파는 통상의 스위칭 믹서에서 3Flo을 중심으로 하는 것과는 달리 15Flo을 중심으로 하는 것이다. 본 발명에 따른 믹서의 출력에는 3Flo, 5Flo, 7Flo, 9Flo, 11Flo, 13Flo에 중심을 둔 원하지 않는 신호도 없게 된다. 이와 같은 성능은 스위칭 믹서의 후단에 얼마만큼의 선택성을 부가하더라고 달성할 수 없다. 본 발명에 따른 믹서는 2와 14사이[일반적으로 2와 (N-2)사이]에 있는 모든 고조파를 무한대로 거절하며(gives infinite reject), 다만 15번째와 더 높은 고조파를 제거하기 위한 간단한 저역 통과 필터를 필요로 할 뿐이다. 본 발명에 다른 믹서는 이미 설명한 스위칭 믹서의 모든 이점을 가지고 있을 뿐만 아니라, 불필요한 고조파가 제거되는 추가의 장점을 가진다.
선행 기술의 스위칭 믹서(100)에 대한 블럭도가 제1도에 도시되어 있다. 전술한 바와 같이, 스위칭 믹서(100)는 각각의 증폭기(103과 106)에 의해 기저 밴드 신호 Vin에 적용되는 이득 값을 +1과 -1사이에서 교대로 변환시킨다. Flo의 레이트로 증폭기(103과 106)간을 스위칭하기 위해 게이트(109,112)가 사용된다. 앞에서 설명한 대로, 이런 선행 기술의 스위칭 믹서는 출력 Vout에서 홀수 고조파 거절 특성이 나쁘다(exhibits bad odd harmonic rejection).
제2도는 본 발명에 따른 스위칭 믹서(200)의 블럭도이다. 기저 밴드 신호 Vin에 적용되는, 이득 값은 계수기/제어기(203)와 승산 D/A변환기(206)가 제어한다. 시간의 함수로서의 승산 D/A변환기(206)의 이득 값은 제3도에서 점선 근사 사인파(300)로 도시되어 있다. 계수기/제어기(203)는 상향/하향 계수기를 포함하는데, 이 상향/하향 계수기는 자신의 최대 또는 최소값에 도달하면 자동적으로 계수 방향을 변화시킨다. N=16의 예에서 클럭 신호(209)는 [16×(근사 사인파(300)의 소기의 주파수)]의 주파수를 갖는다. 근사 사인파(300)는 16스텝에 걸쳐 사인파를 근사하는데 대칭성을 갖기 때문에 네개의 양의 스텝(positive steps)과 네개의 음의 스텝(negative steps)만이 요구된다. 양의 스텝과 음의 스텝의 절대값은 같다. 근사 사인파(300)의 대칭성 때문에 클럭 신호(209)의 주파수는 [4×근사 사인파(300)의 주파수]의 정수배로만 제한된다.
클럭 신호(209)의 주파수가 근사 사인파(300)의 주파수의 4의 정수배의 관계를 가지며, 구형파의 각각의 사분면에서 동일한 스텝 크기가 사용된다고 가정했기 때문에, 근사 사인파(300)의 대칭성을 이용하여 푸리에 변환 계산을 간단히 할 수 있다. 더 나아가, 근사 사인파(300)는 홀수 대칭성(odd symmetry)을 가지므로 푸리에 변환 계산을 할 때, 사인항만을 고려하면 된다. 사인파 주파수를 ωo라 하면 승산 파형의 푸리에 변환은 다음과 같다;
제3도에 도시된 예에서, 사인파의 곡률(curvature)을 근사하기 위해 사용되는 네 스텝이 있다. 스텝 값은 S0, S1, S2와 S3이다. 푸리에 변환을 간단히 하기 위해 새로운 변수 집합을 정의하는 것이 편리하다. 이 변수들은;
가 된다. An계수들은 다음과 같이 Kn계수들의 항으로 표현된다;
N이 16이 아닌 일반 경우에 있어서, An계수는 다음과 같다;
상기 식들을 조사하면 세가지 중요한 관찰 사항을 얻게 된다.
An계수의 반복성과 AN-n=-An이 된다는 사실[인자 제외]로 인해, 처음 N/2개의 계수만을 고려하면 된다. 더 나아가, 짝수 번호의 계수들은 모두 영이기 때문에 처음 N/4개의 홀수 계수들만을 고려하면 된다. 예를 들어 N=16일 때, 처음 N/4개의 홀수 계수들은 A1, A3, A5와 A7이다. A1항은 우리에게 소기의 믹싱 결과(mixing product)를 제공하는 반면, 다른 항들은 우리가 제거하려고 시도하는 원하지 않는 고조파 신호를 제공한다. 네개의 미정항이 있기 때문에(4개의 스텝 크기들), An계수중 4개는 임의로 선택할 수 있다. 첫번째 N/4 홀수 An계수들은 다음과 같이 선택된다.
An계수들의 반복성으로 인해, 다음 N/4개의 홀수 An계수들도 다음과 같이 주어진다;
N/4개의 미정항(Kn계수들)과 N/4개의 기지항(An계수들)이 있기 때문에, Kn계수들과 An계수들의 관계를 나타내는 N/4개의 방정식 집합을 만들 수 있다. 이 방정식은 여러 방법으로 풀 수 있다. N=16인 경우, 결과는 다음과 같다;
본 발명의 믹서 설계에 의하면, 믹서 출력에서 나타내는 승산 파형 중에서 영이 아닌 고조파들은 다음 식을 만족하는 n값에 대해서만 존재한다.
영이 아닌 An계수들의 A1과의 관계는 단순 구형파와 마찬가지이다.
회로 설계를 간단히 하기 위해서는 최대 스텝 크기 값이 1.0이 되도록 스텝 크기를 스케일하는 것이 바람직하다. 이렇게 단순화하는 것에 의해 발생하는 효과는 단지 믹서 이득 값이 미미하게 변하는 것이다. N=16인 예에서 새로운 계수들은 다음과 같다.
이 계수들은 제3도에 도시되어 있다. 아래에 도시된 표에는 통상의 스위칭 믹서와 신규한 믹서(N=16)에 대한 처음 31번째까지의 고조파 레벨이 표시되어 있다. 고조파 레벨은 소기의 고조파(n=1)와 비교하여 dB단위로 계산되었다. 짝수 고조파는 양쪽 믹서에서 모두 영(-∞dB)이기 때문에 생략되었다.
제4도는 일반적으로 본 발명에 따른 승산 D/A변환기(206)의 바람직한 실시예의 선정된 회로망을 도시한다. 제4도에 도시된 대로 R1∼R8로 표시된 다수의 저항기들이 증폭기(400)에 연결되어 있다. 스위칭 게이트들 G1∼G8은 계수기/제어기(203)로부터의 제어 워드 출력에 따라서 저항기 R1∼R8가 선정된 회로망에 접속되고 또한 선정된 회로망으로부터 단락되도록 하는 데에(switch resistors R1-R8 into and out of the predetermined circuitry) 사용된다. 양호한 실시예에 있어서, 제어 워드는 3비트의 제어 워드가 된다. 또한 양호한 실시예에 있어서, 저항기 R과 R=15.22KΩ, R와 R=28.13KΩ, 그리고 R와 R=19.89KΩ이고, 프로그램 되었을 때, 위에서 계산된 S'∼S'까지의 계수값들이 나오도록 한다.
승산 D/A변환기(206)을 포함하는 선정된 회로망(206)은 다음과 같이 작동한다. 선정된 클럭 주기율을(양호한 실시예에 있어서 16F) 갖는 클럭 신호(209)는 계수기/제어기(203)로 입력된다. 매 클럭 주기마다 계수기/제어기(203)는 위에서 계산한 계쑤 S'∼S'에 근거하여 선정된 제어 워드들을 출력시킨다. 제어 워드가 입력되었을 때, 게이트 G1∼G8들이 제어 워드에 기초하여 R∼R중의 일부의 저항기가 접속되거나 단락되도록 스위칭한다(switch into and out of certain resistors). 이에 따라 회로(206)의 승산 비율값이 결정되고, 이 비율은 제어 워드가 변함에 따라 매 클럭 주기마다 달라진다. 따라서 모든 클럭 신호마다 변하는 회로(206)의 결과는 입력 신호 Vin이 스텝 크기(위에서 계산된 대로 계수 S'∼S'에 기초하여)와 곱해지며, 이 스텝 크기는 시간의 함수로서 근사 사인파(300)에 근사하게 된다는 것이다. 이런 방식으로 믹서 출력에서 홀수 고조파가 발생하지 않고 스위칭 믹서의 장점을 누릴 수 있다.

Claims (10)

  1. 주파수를 변환하기 위한 장치에 있어서, 선정된 클럭 주기율(clock cycle rate)을 갖는 클럭 신호와; 매 클럭 주기마다 선정된 제어신호를 출력하기 위한 제어기와; 상기 제어신호에 기초한 승산비(multiplication ratio)를 가지며, 시간함수로서 사인파를 근사하는 스텝 크기(step sizes, which as a function of time, approximate a sinewave)를 입력신호에 곱하기 위한 승산 디지탈/아날로그 변환기(multiplying digital/analog converter)를 포함하는 장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 제어신호가 제어 워드를 더 포함하는 장치.
  3. 제2항에 있어서, 상기 승산 디지탈/아날로그 변환기가 다수의 저항기와 다수의 스위치를 포함하고, 상기 다수의 스위치는 상기 다수의 저항기들을 선정된 회로망에 접속되고 선정된 회로망으로부터 단락되도록 스위칭하기 위한 것이고(switching the plurality of resistors into and out of predetermined circuitry), 상기 다수의 스위치는 상기 제어 워드에 의해 제어되는 장치.
  4. 제3항에 있어서, 스텝 크기가 비선형이고, 상기 제어 워드에 의해 제어되는 상기 다수의 스위치들을 통해 최적화된 값을 갖는 다수의 저항기들을 선정된 회로망에 접속되고 선정된 회로망으로부터 단락되도록 스위칭하는 것에 기초하여 상기 스텝 크기가 사인파를 근사한 최적을 결정되는 장치.
  5. 제1항에 있어서, 시간함수로서 사인파를 근사하는 스텝 크기가 16개의 클럭 주기에 걸쳐서 사인파를 근사하는 스텝 크기를 더 포함하는 장치.
  6. 주파수 변환 방법에 있어서, 선정된 클럭 주기율을 갖는 클럭신호를 제공하는 단계와; 매 클럭 주기마다 선정된 제어신호를 출력시키는 단계와; 시간함수로서 사인파를 근사하는 스텝 크기와 연관되고 상기 제어 신호에 기초한 승산비를 입력신호에 곱하는 단계을 포함하는 방법.
  7. 제6항에 있어서, 상기 제어 신호가 제어 워드를 더 포함하는 방법.
  8. 제7항에 있어서, 제어 워드에 기초한 승산비를 입력신호에 곱하는 단계가 상기 제어 워드에 의해 제어되는 다수의 스위치들을 통해 다수의 저항기들을 선정된 회로망에 접속되고 선정된 회로망으로부터 단락되도록 스위칭하는 단계를 더 포함하는 방법.
  9. 제8항에 있어서, 상기 스텝 크기가 비선형이고, 상기 제어 워드에 의해 제어되는 상기 다수의 스위치들을 통해 최적화된 값을 갖는 다수의 저항기들을 선정된 회로망에 접속되고 선정된 회로망으로부터 단락되도록 스위칭하는 것에 기초하여 상기 스텝 크기가 사인파를 근사하도록 최적으로 결정되는 방법.
  10. 제6항에 있어서, 상기 스텝 크기가 선형 스텝 크기인 방법.
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