JPWO2020152792A1 - 駆動装置、圧縮機、冷凍空調装置、および電動機の駆動方法 - Google Patents

Abstract

駆動装置（１０１）は、コイル（３）を有する電動機（１）を駆動する。駆動装置（１０１）は、コイル（３）に電圧を印加するインバータ（１０３）と、制御装置（５０）とを有する。制御装置（５０）は、キャリア周波数を制御し、電動機（１）の回転数に応じてキャリア周波数を切り替える。

Description

本発明は、電動機を駆動する駆動装置に関する。

一般的に、電動機に電圧を印加するインバータを制御するため、パルス幅変調制御方式が用いられている。パルス幅変調制御方式では、インバータのキャリア周波数が、インバータにおけるスイッチング損失および電動機における高調波鉄損に影響を与えることが知られている。そのため、インバータから出力される電流波形の状態に応じてキャリア周波数を切り替える電動機の駆動方法が提案されている（例えば、特許文献１参照）。

特開２００５−１７６４３７号公報

しかしながら、従来の技術では、スイッチング損失および高調波鉄損などの、インバータおよび電動機における総合損失が大きいため、インバータおよび電動機の総合効率が悪いという課題がある。

本発明の目的は、インバータおよび電動機の総合効率を改善することである。

本発明の一態様に係る駆動装置は、
コイルを有する電動機を駆動する駆動装置であって、
前記コイルに電圧を印加するインバータと、
前記コイルに印加される前記電圧の制御周波数を調整するための前記インバータのキャリア周波数を制御し、前記電動機の回転数に応じて前記キャリア周波数を切り替える制御装置と
を備える。
本発明の他の態様に係る圧縮機は、前記駆動装置を備える。
本発明の他の態様に係る冷凍空調装置は、前記圧縮機を備える。
本発明の他の態様に係る電動機の駆動方法は、
コイルを有する電動機の駆動方法であって、
前記コイルに印加される電圧の制御周波数を調整するためのインバータのキャリア周波数を設定し、
前記電動機の回転数に応じて前記キャリア周波数を切り替える。

本発明によれば、インバータおよび電動機の総合効率を改善することができる。

電動機の構造を概略的に示す断面図である。 駆動装置の構成を示すブロック図である。 ＰＷＭ制御信号を生成するためのキャリア波およびインバータ出力電圧指令値の一例を示す図である。 制御装置において生成されたＰＷＭ制御信号の一例を示す図である。 ＰＷＭ制御信号に基づいて生成される電動機電流の一例を示す図である。 実際のインバータ電圧と線間電圧との関係を示す図である。 低速回転時における電動機電流の波形の例を示す図である。 中速回転時における電動機電流の波形の例を示す図である。 高速回転時における電動機電流の波形の例を示す図である。 電動機の駆動方法の一例を示すフローチャートである。 電動機の回転数とキャリア周波数との関係の一例を示す図である。 電動機の回転数と線間電圧との関係を示す図である。 インバータのインバータスイッチに対するパルス幅変調制御中におけるインバータスイッチのオン時間の割合とキャリア周波数との関係を示す図である。 コンバータ電圧と線間電圧との関係を示す図である。 電動機の回転数とＰＷＭ制御中におけるインバータスイッチのオン時間の割合との関係を示す図である。 コンバータ電圧の昇圧前後におけるキャリア周波数を示す図である。 電動機の回転数とキャリア周波数との関係を示す図である。 電動機の回転数とキャリア周波数との関係を示す図である。 インバータのインバータスイッチに対するパルス幅変調制御中におけるインバータスイッチのオン時間の割合とキャリア周波数との関係を示す図である。 本発明の実施の形態２に係る圧縮機の構造を概略的に示す断面図である。 本発明の実施の形態３に係る冷凍空調装置の構成を概略的に示す図である。

本発明の実施の形態について説明する。
実施の形態１．
＜電動機１の構造＞
図１は、電動機１の構造を概略的に示す断面図である。図１では、電動機１のロータ２０の回転軸に直交する面における電動機１の構造が示されている。
電動機１は、例えば、永久磁石埋込型電動機である。電動機１は、例えばロータリー圧縮機に用いられる。

電動機１は、ステータ１０と、ステータ１０の内側に回転可能に設けられたロータ２０とを有する。ステータ１０の内周面とロータ２０の外周面との間には、エアギャップが存在する。そのエアギャップの幅は、例えば、０．３ｍｍから１ｍｍである。

ロータ２０の軸方向（すなわち、回転軸Ｃ１の方向）を、単に「軸方向」と称する。ステータ１０またはロータ２０の外周に沿った方向を、単に「周方向」と称する。ステータ１０またはロータ２０の半径方向を、単に「径方向」と称する。

ステータ１０は、ステータコア１１と、少なくとも１つのコイル（図１では、３つのコイル３Ｕ，３つのコイル３Ｖ，および３つのコイル３Ｗ）と、少なくとも１つの絶縁体１４とを有する。

ステータコア１１は、例えば、複数の電磁鋼板で作られている。この場合、複数の電磁鋼板は、軸方向に積層されている。複数の電磁鋼板は、カシメで固定されている。各電磁鋼板の厚さは、例えば、０．１ｍｍから０．７ｍｍである。本実施の形態では、各電磁鋼板の厚さは、０．３５ｍｍである。各電磁鋼板は、打ち抜き処理などのプレス加工で予め定められた形状に形成されている。

ステータコア１１は、環状のヨーク部１３と、複数のティース部１２とを有している。ヨーク部１３は、周方向に延在する。各ティース部１２は、径方向に延在する。言い換えると、各ティース部１２は、ヨーク部１３からロータ２０の回転軸Ｃ１に向けて突出している。複数のティース部１２は、周方向に等間隔で配置されており、放射状に延在する。

図１に示される例では、ステータコア１１は、９個のティース部１２を有する。隣り合う２つのティース部１２の間には、スロットが存在する。各ティース部１２は、径方向に延在する本体部と、周方向に延在する歯先部とを有する。各歯先部は、各ティース部１２の先端部に位置する。

コイル３Ｕ，３Ｖ，および３Ｗの各々は、ステータコア１１に固定された絶縁体１４の周りに巻き付けられている。コイル３Ｕ，３Ｖ，および３Ｗは、少なくとも１つのステータ巻線で作られている。すなわち、ステータコア１１に、少なくとも１つのステータ巻線が巻き付けられている。少なくとも１つのステータ巻線は、例えば、マグネットワイヤである。本実施の形態では、コイル３Ｕ，３Ｖ，および３Ｗの各々が、集中巻で絶縁体１４の周りに１１０ターン巻き付けられている。

コイル３Ｕ，３Ｖ，および３Ｗの各々の巻き数および線径は、電動機１に要求される特性（例えば、回転数、トルク）、供給電圧、またはスロットの断面積に応じて決定される。

ステータコア１１は、例えば、複数のブロック（分割コアとも称する）で形成されていてもよい。この場合、これらの複数のブロックを直線的に配列した状態で、各ティース部１２にマグネットワイヤを巻き付けることができる。ティース部１２にマグネットワイヤを巻き付けた後、複数のブロックを環状に折り畳み、複数のブロックの両端を溶接する。

コイルは、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の３相コイル（すなわち、コイル３Ｕ，３Ｖ，および３Ｗ）で構成されている。コイル３Ｕは、Ｕ相のコイル部分Ｕａ，Ｕｂ，およびＵｃを有する。コイル３Ｖは、Ｖ相のコイル部分Ｖａ，Ｖｂ，およびＶｃを有する。コイル３Ｗは、Ｗ相のコイル部分Ｗａ，Ｗｂ，およびＷｃを有する。各相のコイルの両端子は開放されている。すなわち、コイルは、合計６つの端子を有している。絶縁体１４は、例えば、ポリエチレンテレフタレート（ＰＥＴ）で作られたフィルムで構成されている。

薄いフィルムで作られた絶縁体１４は、スロット内のコイルの巻き数の増加に有効である。さらに、複数のブロックで作られたステータコア１１は、スロット内のコイルの巻き数の増加に有効である。ただし、ステータコア１１は、複数のブロックで作られた構造には限定されない。

ロータ２０は、ロータコア２１と、ロータコア２１に取り付けられた複数の永久磁石２５とを有する。

ロータコア２１は、例えば、複数の電磁鋼板で作られている。この場合、複数の電磁鋼板は、軸方向に積層されている。複数の電磁鋼板は、カシメで固定されている。各電磁鋼板の厚さは、例えば、０．１ｍｍから０．７ｍｍである。本実施の形態では、各電磁鋼板の厚さは、０．３５ｍｍである。各電磁鋼板は、打ち抜き処理などのプレス加工で予め定められた形状に形成されている。

ロータコア２１は、複数の磁石挿入孔２２と、シャフト孔２７とを有する。シャフト孔２７には、シャフトが挿入される。シャフトは、焼き嵌め、圧入などの方法で、ロータコア２１に固定される。

本実施の形態では、ロータコア２１は、６個の磁石挿入孔２２を有する。軸方向に直交する面において、複数の磁石挿入孔２２は、周方向に配列されている。各磁石挿入孔２２は、ロータ２０の各磁極に対応する。ロータ２０の磁極数は、２以上である。本実施の形態では、ロータ２０の磁極数は、６極である。各磁石挿入孔には、１以上の永久磁石２５が配置されている。

軸方向に直交する面において、磁石挿入孔２２の中央部は、回転軸Ｃ１に向けて突出している。すなわち、軸方向に直交する面において、各磁石挿入孔２２はＶ字形状を有している。各磁石挿入孔２２の形状は、Ｖ字形状に限定されるものではなく、例えばストレート形状であってもよい。

本実施の形態では、１つの磁石挿入孔２２内には、２つの永久磁石２５が配置される。すなわち、１磁極について２つの永久磁石２５が配置される。したがって、本実施の形態では、ロータ２０は、１２個の永久磁石２５を有する。

各永久磁石２５は、軸方向に長い平板状の磁石である。各永久磁石２５は、例えば、ネオジウム（Ｎｄ）、鉄（Ｆｅ）、およびボロン（Ｂ）を含む希土類磁石である。１つの磁石挿入孔２２内に配置された、２つの永久磁石２５は、ロータ２０の１つの磁極の役目をする。

ロータコア２１は、複数のフラックスバリア２６をさらに有する。各磁石挿入孔２２の周方向両側に、フラックスバリア２６が位置する。各フラックスバリア２６は、磁石挿入孔２２に連通している空隙である。各フラックスバリア２６は、隣り合う磁極間の漏れ磁束（すなわち、極間を通る磁束）を低減する。軸方向に直交する面において、各フラックスバリア２６とロータコア２１の外周面との間の薄肉部の幅は、例えば、ロータコア２１の電磁鋼板の厚さと同じである。

ロータコア２１において、各磁石挿入孔２２の周方向の中央部には、突起である第１の磁石保持部２３が形成されている。さらに、ロータコア２１において、各磁石挿入孔２２の周方向の両端部には、突起である第２の磁石保持部２４が形成されている。第１の磁石保持部２３および第２の磁石保持部２４は、各磁石挿入孔２２内において永久磁石２５を保持する。

＜駆動装置１０１の構成＞
次に、コイル３を有する電動機１を駆動する駆動装置１０１について説明する。
図２は、駆動装置１０１の構成を示すブロック図である。
駆動装置１０１は、電源の出力を整流するコンバータ１０２と、電動機１のコイル３に電圧（具体的には、交流電圧）を印加するインバータ１０３と、制御装置５０とを有する。コイル３Ｕ，３Ｖ，および３Ｗの全体を、コイル３と称する。

コンバータ１０２には、交流（ＡＣ）電源である電源から電力が供給される。コンバータ１０２は、インバータ１０３に電圧を印加する。コンバータ１０２からインバータ１０３に印加される電圧を「コンバータ電圧」とも称する。コンバータ１０２の母線電圧は制御装置５０に供給される。

電動機１を駆動するインバータ電圧、すなわち、電動機１のコイル３に印加される電圧は、ＰＷＭ制御方式で生成される。上述のように、電動機１のコイル３は、例えば、３相コイルである。この場合、インバータ１０３は、各相に対応する少なくとも１つのインバータスイッチを有し、各インバータスイッチは、１組のスイッチング素子（本実施の形態では、２個のスイッチング素子）を有する。

ＰＷＭ制御方式では、各相に対応するインバータスイッチのオンオフの時間割合を制御することでインバータ電圧の波形を生成する。これにより、インバータ１０３からの所望の出力波形を得ることができる。具体的には、インバータ１０３においてインバータスイッチがオンのとき、インバータ１０３からコイル３へ電圧が供給され、インバータ電圧が増大する。インバータスイッチがオフのとき、インバータ１０３からコイル３への電圧供給は遮断され、インバータ電圧が降下する。インバータ電圧と誘起電圧との差分がコイル３に供給され、電動機電流が発生し、電動機１の回転力が生じる。目標とする電動機電流値に一致するようインバータスイッチのオンオフの時間割合を制御することで、インバータ１０３からの所望の出力波形を得ることができる。

図３は、ＰＷＭ制御信号を生成するためのキャリア波およびインバータ出力電圧指令値の一例を示す図である。
図４は、制御装置５０において生成されたＰＷＭ制御信号の一例を示す図である。
図５は、ＰＷＭ制御信号に基づいて生成される電動機電流の一例を示す図である。

各インバータスイッチのオンオフのタイミングは、キャリア波に基づいて決定される。キャリア波は、一定の振幅を持つ三角波で構成される。ＰＷＭ制御方式におけるパルス幅変調周期は、キャリア波の周波数であるキャリア周波数によって決まる。本実施の形態では、予め定められたキャリア波のパターンまたは予め定められたキャリア周波数が制御装置５０に格納されている。制御装置５０は、キャリア周波数を制御し、各インバータスイッチのオンオフを制御する。これにより、制御装置５０は、コイル３に供給されるインバータ１０３からの出力を制御する。

キャリア波の周波数であるキャリア周波数を「インバータ１０３のキャリア周波数」とも称する。すなわち、インバータ１０３のキャリア周波数は、コイル３に印加される電圧の制御周波数であり、制御装置５０は、インバータ１０３のキャリア周波数を制御する。

本実施の形態では、インバータ１０３は、３個のインバータスイッチ（すなわち、６個のスイッチング素子）を有するが、３個のインバータスイッチの内の１個のインバータスイッチ、すなわち、Ｕ相、Ｖ相、またはＷ相に対応する１個のインバータスイッチに対する制御について説明する。ただし、その１個のインバータスイッチに対する制御は、他の２個のインバータスイッチに対する制御にも適用可能である。

制御装置５０は、キャリア波の電圧値と、インバータ出力電圧指令値とを比較する。インバータ出力電圧指令値は、例えば、制御装置５０において、目標電動機電流値に基づいて計算される。インバータ出力電圧指令値は、例えば、空気調和機などの冷凍空調装置のリモコンから制御装置５０に入力された信号に基づいて設定される。この場合、インバータ出力電圧指令値は、例えば、冷凍空調装置のユーザによって設定された冷凍空調装置からの風量に対応する。

キャリア波の電圧値がインバータ出力電圧指令値よりも小さいとき、制御装置５０は、インバータスイッチがオンになるようにＰＷＭ制御信号をオンにする。キャリア波の電圧値がインバータ出力電圧指令値以上であるとき、制御装置５０は、インバータスイッチがオフになるようにＰＷＭ制御信号をオフにする。これにより、インバータ電圧が目標値に近づく。

上述のように、制御装置５０は、インバータ出力電圧指令値とキャリア波の電圧値との差に基づいてＰＷＭ制御信号を生成する。

制御装置５０は、ＰＷＭ制御信号に基づくインバータ駆動信号などの制御信号をインバータ１０３に出力し、インバータスイッチのオンオフ制御を行う。インバータ駆動信号は、ＰＷＭ制御信号と同じ信号でもよく、ＰＷＭ制御信号と異なる信号でもよい。

インバータスイッチがオンのときにインバータ電圧がインバータ１０３から出力される。インバータ電圧はコイル３に供給され、電動機１において電動機電流（具体的には、Ｕ相電流、Ｖ相電流、およびＷ相電流）が発生する。これにより、インバータ電圧は電動機１（具体的には、ロータ２０）の回転力に変換される。電動機電流は、電流センサなどの計測器で計測され、制御装置５０に計測結果（例えば、電流値を示す信号）が送信される。

制御装置５０は、例えば、プロセッサおよびメモリで構成される。例えば、制御装置５０は、マイクロコンピュータである。制御装置５０は、単一回路または複合回路などの専用のハードウェアとしての処理回路で構成されてもよい。

図６は、実際のインバータ電圧と線間電圧との関係を示す図である。
図７は、低速回転時における電動機電流の波形の例を示す図である。
図８は、中速回転時における電動機電流の波形の例を示す図である。
図９は、高速回転時における電動機電流の波形の例を示す図である。

一般に、永久磁石埋込型電動機などの電動機では、永久磁石とコイル（例えば、３相コイル）との間の電磁誘導によって、コイルに誘起電圧が発生する。電動機の回転数（すなわち、電動機の回転速度）が高いほど誘起電圧が増大し、線間電圧も増大する。インバータ電圧と線間電圧との差分が電動機の回転力に変換される。瞬間的なインバータ出力電圧（すなわち、実際のインバータ電圧）は、インバータスイッチのオンオフで制御されているため、ゼロまたは母線電圧に等しい。電動機の回転数が低いほど、すなわち線間電圧が小さいほど、インバータスイッチがオンである時の実際のインバータ電圧と線間電圧との乖離が大きくなり、図７に示されるように、電動機電流の高調波成分が発生する。これにより、高調波鉄損が発生する。したがって、電動機が低速回転であるとき、電動機における全損失に占める高調波鉄損の割合が大きく、電動機が高速回転であるとき、高調波鉄損の割合が小さい。

キャリア周波数が高いほどＰＷＭ制御信号の周期は短いため、電動機電流は所望の値から乖離せず、波形の形状が望ましい形状に近づく。この場合、すなわち、電動機電流の高周波成分が抑制される。その結果、電動機電流の高周波成分に起因する高調波鉄損が低減する。一方、インバータのスイッチング回数が多くなるにつれて、インバータのスイッチング損失が増大する。高調波鉄損とスイッチング損失とのバランスから効率最適となるキャリア周波数が決まり、高調波鉄損の割合が小さいほど効率最適となるキャリア周波数は小さくなる。

本実施の形態では、制御装置５０は、電動機１の回転数に応じてキャリア周波数を切り替える。電動機１の回転数とは、電動機１の回転速度を意味する。すなわち、制御装置５０は、電動機１の回転速度に応じてキャリア周波数を切り替える。

図１０は、電動機１の駆動方法の一例を示すフローチャートである。
図１１は、電動機１の回転数とキャリア周波数との関係の一例を示す図である。

最初に、制御装置５０は、キャリア周波数を第１の周波数としての周波数ｆ１に設定する（ステップＳＴ１）。

制御装置５０は、電動機１の回転数に応じてキャリア周波数を切り替える。具体的には、制御装置５０は、電動機１の回転数が閾値Ｎｄに到達したか判定する（ステップＳＴ２）。電動機１の回転数が閾値Ｎｄ以上であるとき（ステップＳＴ２においてＹｅｓ）、制御装置５０は、キャリア周波数を周波数ｆ１よりも小さい第２の周波数としての周波数ｆ２に設定する（ステップＳＴ３）。電動機１の回転数が閾値Ｎｄに到達していないとき（ステップＳＴ２においてＮｏ）、制御装置５０は、キャリア周波数を切り替えない。

すなわち、電動機１の回転数が閾値Ｎｄよりも小さいとき、キャリア周波数は第１の周波数としての周波数ｆ１であり、電動機１の回転数が閾値Ｎｄ以上であるとき、キャリア周波数は第１の周波数よりも小さい第２の周波数としての周波数ｆ２である。この場合、例えばｆ１＝９０００Ｈｚであり、例えばｆ２＝４５００Ｈｚである。すなわち、電動機１の回転数が閾値Ｎｄよりも小さいとき、制御装置５０は、キャリア周波数をｆ１に設定し、電動機１の回転数が閾値Ｎｄ以上であるとき、制御装置５０は、キャリア周波数をｆ２に設定する。

ただし、周波数ｆ２は、最小キャリア周波数ｆｍ以上である。最小キャリア周波数ｆｍは、電動機１を制御するために必要な電動機電流の波形を生成可能な最小値である。

図１２は、電動機１の回転数と線間電圧との関係を示す図である。
図１２に示されるように、線間電圧は、電動機１の回転数の上昇に従って高くなり、インバータ１０３の最大出力で飽和する。そのため、電動機１の回転数をさらに高めるために、弱め界磁制御が開始される。通常、弱め界磁制御では、コイルの抵抗に起因する銅損が増加する。その結果、弱め界磁制御では、電動機の効率が低下する傾向がある。

図１２に示されるように、電動機１が弱め界磁制御で駆動されている間、線間電圧は、コンバータ電圧に対して飽和している。弱め界磁制御では、インバータ電圧と線間電圧との差分が小さいため、電動機電流の高周波成分が発生しにくい。そのため、弱め界磁制御では、電動機１に生じる鉄損に対する高調波鉄損の割合が特に小さい。

したがって、制御装置５０が電動機１に対する弱め界磁制御を開始したとき、制御装置５０は、弱め界磁制御を開始する前よりもキャリア周波数を下げる。図１２に示される例では、電動機１の回転数が閾値Ｎｄに到達したとき、制御装置５０は、弱め界磁制御を開始し、キャリア周波数を下げる。これにより、弱め界磁制御において、スイッチング損失が低減され、インバータ１０３および電動機１の総合効率を改善することができる。

図１３は、インバータ１０３のインバータスイッチに対するパルス幅変調制御中におけるインバータスイッチのオン時間の割合とキャリア周波数との関係を示す図である。インバータ１０３のインバータスイッチに対するパルス幅変調制御を「ＰＷＭ制御」とも称する。

電動機１の回転が高速になるほどＰＷＭ制御中におけるインバータスイッチのオン時間の割合が増えるので、制御装置５０は、ＰＷＭ制御中におけるインバータスイッチのオン時間の割合に従ってキャリア周波数を設定してもよい。例えば、ＰＷＭ制御中におけるインバータスイッチのオン時間の割合が閾値Ｎｔよりも小さいとき、制御装置５０は、キャリア周波数を第１の周波数に設定し、インバータスイッチのオン時間の割合が閾値Ｎｔ以上であるとき、制御装置５０は、キャリア周波数を第１の周波数よりも小さい第２の周波数に設定する。

図１３に示される例では、電動機１の回転数が閾値Ｎｄに到達したとき、インバータスイッチのオン時間の割合が閾値Ｎｔに到達する。この場合、ＰＷＭ制御中におけるインバータスイッチのオン時間の割合が閾値Ｎｔよりも小さいとき、キャリア周波数は第１の周波数としての周波数ｆ１である。一方、インバータ１０３のインバータスイッチのオン時間の割合が閾値Ｎｔ以上であるとき、キャリア周波数は周波数ｆ１よりも小さい第２の周波数としての周波数ｆ２である。この場合、周波数ｆ１は、例えば、９０００Ｈｚであり、周波数ｆ２は、例えば、４５００Ｈｚである。

図１３に示される例では、閾値Ｎｔは、１／√２である。ただし、閾値Ｎｔは、１／√２以上でもよい。

本実施の形態では、インバータ１０３のインバータスイッチのオン時間の割合が１／√２以上のとき、電動機１は、弱め界磁制御で駆動される。上述のように、電動機１が弱め界磁制御で駆動されている間、線間電圧は、コンバータ電圧に対して飽和している。弱め界磁制御では、インバータ電圧と線間電圧との差分が小さいため、電動機電流の高周波成分が発生しにくい。そのため、弱め界磁制御では、電動機１に生じる鉄損に対する高調波鉄損の割合が特に小さい。したがって、インバータ１０３のインバータスイッチのオン時間の割合が１／√２に到達したとき、制御装置５０は、弱め界磁制御前に比べてキャリア周波数を下げる。これにより、スイッチング損失が低減され、インバータ１０３および電動機１の総合効率を改善することができる。

コンバータ１０２は、インバータ１０３に印加される電圧、すなわち、コンバータ電圧を昇圧する昇圧回路を有してもよい。線間電圧に対してコンバータ電圧が不足しているほど、弱め界磁制御中の弱め界磁電流が増大し、銅損が増大する。そのため、弱め界磁制御では、コンバータ電圧を線間電圧と釣り合うまで昇圧することが望ましい。

図１４は、コンバータ電圧と線間電圧との関係を示す図である。
すなわち、弱め界磁制御では、図１４に示されるように、コンバータ電圧を弱め界磁制御が開始される電圧まで昇圧することが望ましい。これにより、コンバータ電圧に対して線間電圧が飽和し、インバータ電圧と線間電圧との差分が減少する。その結果、高調波鉄損の増加を抑えることができる。

図１４に示される例では、電動機１の回転数がＮｄに到達したとき、インバータ１０３のインバータスイッチのオン時間の割合が１／√２に到達する。この場合、コンバータ１０２（具体的には、昇圧回路）は、コンバータ電圧の昇圧を開始し、制御装置５０は、弱め界磁制御を開始する。

図１５は、電動機１の回転数とＰＷＭ制御中におけるインバータスイッチのオン時間の割合との関係を示す図である。
本実施の形態では、コンバータ電圧が線間電圧と釣り合うとき、インバータスイッチのオン時間の割合が１／√２である。したがって、インバータスイッチのオン時間の割合が１／√２になるように、コンバータ１０２の昇圧回路は、インバータ１０３に印加される電圧を昇圧してもよい。図１５に示される例では、電動機１の回転数がＮｄ［ｒｐｍ］に到達したとき、インバータスイッチのオン時間の割合が１／√２に到達する。

制御装置５０が弱め界磁制御を開始した後、コンバータ１０２（具体的には、昇圧回路）は、コンバータ電圧を昇圧してもよい。この場合、電動機１に対する弱め界磁制御中に、コンバータ１０２の昇圧回路は、インバータ１０３のインバータスイッチのオン時間の割合が１／√２になるようにインバータ１０３に印加される電圧を昇圧する。これにより、コンバータ電圧に対して線間電圧が飽和し、インバータ電圧と線間電圧との差分が減少する。その結果、高調波鉄損の増加を抑えることができる。

図１６は、コンバータ電圧の昇圧前後におけるキャリア周波数を示す図である。
インバータ１０３に印加される電圧が昇圧された後におけるキャリア周波数は、インバータ１０３に印加される電圧が昇圧される前におけるキャリア周波数よりも小さい。すなわち、コンバータ電圧の昇圧後、制御装置５０は、コンバータ電圧の昇圧前に比べてキャリア周波数を下げる。図１６に示される例では、コンバータ電圧の昇圧前において、制御装置５０は、キャリア周波数をｆ１に設定し、コンバータ電圧の昇圧後において、制御装置５０は、キャリア周波数をｆ２に設定する。この場合、例えばｆ１＝９０００Ｈｚであり、例えばｆ２＝４５００Ｈｚである。これにより、スイッチング損失が低減され、インバータ１０３および電動機１の総合効率を改善することができる。

インバータ１０３の少なくとも１つのスイッチング素子には、例えば、シリコンカーバイド（ＳｉＣ）素子が用いられる。これにより、スイッチング損失を低減することができる。特に、電動機１の高速回転時では、高調波鉄損に対するスイッチング損失の比率が増加しやすいため、電動機１の高速回転時における電動機１の効率を改善することができる。

インバータ１０３の少なくとも１つのスイッチング素子には、例えば、窒化ガリウム（ＧａＮ）素子が用いられてもよい。これにより、スイッチング損失を低減することができる。特に、電動機１の高速回転時では、高調波鉄損に対するスイッチング損失の比率が増加しやすいため、電動機１の高速回転時における電動機１の効率を改善することができる。

電動機１の回転数の閾値は１つに限られない。したがって、２つ以上の閾値が設定されていてもよい。この場合、制御装置５０は、キャリア周波数を段階的に下げる。すなわち、キャリア周波数は、２パターン以上の段階に設定されてもよい。

図１７は、電動機１の回転数とキャリア周波数との関係を示す図である。周波数ｆ１［Ｈｚ］からｆ３［Ｈｚ］は、ｆ１＞ｆ２＞ｆ３≧ｆｍを満たす。回転数Ｎ１［ｒｐｍ］およびＮ２［ｒｐｍ］は、Ｎ１＜Ｎ２を満たす。
図１７に示される例では、制御装置５０は、電動機１の回転数に応じてキャリア周波数を段階的に切り替える。具体的には、制御装置５０は、電動機１の回転数に応じてキャリア周波数を段階的に下げる。すなわち、図１７に示される例では、電動機１の回転数がＮ１に到達したとき、制御装置５０は、キャリア周波数をｆ１からｆ２に下げる。電動機１の回転数がＮ１からＮ２に到達したとき、制御装置５０は、キャリア周波数をｆ２からｆ３に下げる。

上述の例では、キャリア周波数は、段階的に変更される。しかしながら、制御装置５０は、キャリア周波数を連続的に下げてもよい。
図１８は、電動機１の回転数とキャリア周波数との関係を示す図である。
例えば、図１８に示されるように、電動機１の回転数が増加するにつれて、制御装置５０は、キャリア周波数を下げてもよい。

図１８に示される例では、電動機１の回転数が増加するにつれて、制御装置５０は、キャリア周波数を連続的に下げる。さらに、電動機１の回転数がＮｄ［ｒｐｍ］に到達したとき、制御装置５０は、弱め界磁制御を開始する。弱め界磁制御中におけるキャリア周波数は一定である。すなわち、弱め界磁制御中では、制御装置５０は、キャリア周波数を一定にする。これにより、スイッチング損失が低減され、インバータ１０３および電動機１の総合効率を改善することができる。

図１９は、インバータ１０３のインバータスイッチに対するパルス幅変調制御中におけるインバータスイッチのオン時間の割合とキャリア周波数との関係を示す図である。
図１９に示されるように、インバータスイッチのオン時間の割合が増加するにつれて、制御装置５０は、キャリア周波数を下げてもよい。

図１９に示される例では、インバータスイッチのオン時間の割合が増加するにつれて、制御装置５０は、キャリア周波数を連続的に下げる。さらに、インバータスイッチのオン時間の割合が閾値Ｎｔに到達したとき、制御装置５０は、弱め界磁制御を開始する。弱め界磁制御中におけるキャリア周波数は一定である。すなわち、弱め界磁制御中では、制御装置５０は、キャリア周波数を一定にする。これにより、スイッチング損失が低減され、インバータ１０３および電動機１の総合効率を改善することができる。

以上に説明したように、実施の形態１に係る駆動装置１０１では、制御装置５０は、電動機１の回転数に応じてキャリア周波数を切り替える。これにより、スイッチング損失が低減され、インバータ１０３および電動機１の総合効率を改善することができる。その結果、駆動装置１０１の効率を改善することができる。

電動機１の回転数が増加するほど、電動機１における全損失に占める高調波鉄損の割合が小さい。したがって、電動機１の回転数が増加したとき、制御装置５０は、電動機１の回転数に応じてキャリア周波数を下げることが望ましい。これにより、電動機１の高速回転時においてスイッチング損失が効果的に低減され、インバータ１０３および電動機１の総合効率を効果的に改善することができる。その結果、駆動装置１０１の効率を効果的に改善することができる。

本実施の形態では、制御装置５０が電動機１に対する弱め界磁制御を開始したとき、制御装置５０は、弱め界磁制御を開始する前よりもキャリア周波数を下げる。これにより、スイッチング損失が低減され、インバータ１０３および電動機１の総合効率を改善することができる。その結果、駆動装置１０１の効率を改善することができる。

本実施の形態では、インバータ１０３のインバータスイッチのオン時間の割合が１／√２以上のとき、電動機１は、弱め界磁制御で駆動される。この場合、制御装置５０は、弱め界磁制御前に比べてキャリア周波数を下げる。これにより、スイッチング損失が低減され、インバータ１０３および電動機１の総合効率を改善することができる。その結果、駆動装置１０１の効率を改善することができる。

弱め界磁制御では、弱め界磁電流が増大し、銅損が増大する。そのため、弱め界磁制御では、コンバータ電圧を線間電圧と釣り合うまで昇圧することが望ましい。これにより、弱め界磁電流が緩和され、銅損が低減される。コンバータ電圧を昇圧する場合、コンバータ電圧を弱め界磁制御が開始される電圧まで昇圧することが望ましい。これにより、コンバータ電圧に対して線間電圧が飽和し、インバータ電圧と線間電圧との差分が減少する。その結果、高調波鉄損の増加を抑えることができる。

例えば、図１６に示されるように、コンバータ電圧を昇圧するとき、制御装置５０は、昇圧する前よりもキャリア周波数を下げる。キャリア周波数の低下は、スイッチング損失の低減に寄与する。これにより、インバータ１０３および電動機１の総合効率を改善することができる。その結果、駆動装置１０１の効率を改善することができる。

インバータ１０３の少なくとも１つのスイッチング素子には、例えば、シリコンカーバイド（ＳｉＣ）素子または窒化ガリウム（ＧａＮ）素子が用いられる。これにより、スイッチング損失を低減することができる。特に、電動機１の高速回転時では、高調波鉄損の割合が小さく、スイッチング損失の割合が増加しやすいため、電動機１の高速回転時における電動機１の効率を改善することができる。その結果、駆動装置１０１の効率を改善することができる。

実施の形態２．
本発明の実施の形態２に係る圧縮機６について説明する。
図２０は、実施の形態２に係る圧縮機６の構造を概略的に示す断面図である。

圧縮機６は、実施の形態１に係る駆動装置１０１と、駆動装置１０１によって駆動される電動要素としての電動機６０と、ハウジングとしての密閉容器６１と、圧縮要素としての圧縮機構６２とを有する。本実施の形態では、圧縮機６は、ロータリー圧縮機である。ただし、圧縮機６は、ロータリー圧縮機に限定されない。

電動機６０には、実施の形態１で説明した電動機１が適用される。電動機６０は、圧縮機構６２を駆動する。

密閉容器６１は、電動機６０および圧縮機構６２を覆う。密閉容器６１は、円筒状の容器である。密閉容器６１の底部には、圧縮機構６２の摺動部分を潤滑する冷凍機油が貯留されている。

圧縮機６は、さらに、密閉容器６１に固定されたガラス端子６３と、アキュムレータ６４と、吸入パイプ６５と、吐出パイプ６６とを有する。

圧縮機構６２は、シリンダ６２ａと、ピストン６２ｂと、上部フレーム６２ｃ（第１のフレームとも称する）と、下部フレーム６２ｄ（第２のフレームとも称する）と、上部フレーム６２ｃおよび下部フレーム６２ｄに取り付けられた複数のマフラ６２ｅとを有する。圧縮機構６２は、さらに、シリンダ６２ａ内を吸入側と圧縮側とに分けるベーンを有する。圧縮機構６２は、電動機６０によって駆動される。

電動機６０は、圧入または焼き嵌めで密閉容器６１内に固定されている。圧入および焼き嵌めの代わりに溶接で電動機６０を密閉容器６１に直接取り付けてもよい。

電動機６０のコイル（例えば、実施の形態１で説明したコイル３）には、ガラス端子６３を通して駆動装置１０１から電力が供給される。

電動機６０のロータ２０（具体的には、シャフト６７の片側）は、上部フレーム６２ｃおよび下部フレーム６２ｄの各々に備えられた軸受けによって回転自在に支持されている。

ピストン６２ｂには、シャフト６７が挿通されている。上部フレーム６２ｃおよび下部フレーム６２ｄには、シャフト６７が回転自在に挿通されている。上部フレーム６２ｃおよび下部フレーム６２ｄは、シリンダ６２ａの端面を閉塞する。アキュムレータ６４は、吸入パイプ６５を通して冷媒（例えば、冷媒ガス）をシリンダ６２ａに供給する。

次に、圧縮機６の動作について説明する。アキュムレータ６４から供給された冷媒は、密閉容器６１に固定された吸入パイプ６５からシリンダ６２ａ内へ吸入される。電動機６０が回転することにより、シャフト６７に嵌合されたピストン６２ｂがシリンダ６２ａ内で回転する。これにより、シリンダ６２ａ内で冷媒が圧縮される。

冷媒は、マフラ６２ｅを通り、密閉容器６１内を上昇する。このようにして、圧縮された冷媒が、吐出パイプ６６を通って冷凍サイクルの高圧側へ供給される。

圧縮機６の冷媒として、Ｒ４１０Ａ、Ｒ４０７Ｃ、またはＲ２２等を用いることができる。ただし、圧縮機６の冷媒は、これらの種類に限られない。圧縮機６の冷媒として、ＧＷＰ（地球温暖化係数）が小さい冷媒、例えば、下記の冷媒を用いることができる。

（１）組成中に炭素の二重結合を有するハロゲン化炭化水素、例えばＨＦＯ（Ｈｙｄｒｏ−Ｆｌｕｏｒｏ−Ｏｒｅｆｉｎ）−１２３４ｙｆ（ＣＦ３ＣＦ＝ＣＨ２）を用いることができる。ＨＦＯ−１２３４ｙｆのＧＷＰは４である。
（２）組成中に炭素の二重結合を有する炭化水素、例えばＲ１２７０（プロピレン）を用いてもよい。Ｒ１２７０のＧＷＰは３であり、ＨＦＯ−１２３４ｙｆより低いが、可燃性はＨＦＯ−１２３４ｙｆより高い。
（３）組成中に炭素の二重結合を有するハロゲン化炭化水素または組成中に炭素の二重結合を有する炭化水素の少なくとも何れかを含む混合物、例えばＨＦＯ−１２３４ｙｆとＲ３２との混合物を用いてもよい。上述したＨＦＯ−１２３４ｙｆは低圧冷媒のため圧損が大きくなる傾向があり、冷凍サイクル（特に蒸発器）の性能低下を招く可能性がある。そのため、ＨＦＯ−１２３４ｙｆよりも高圧冷媒であるＲ３２またはＲ４１との混合物を用いることが実用上は望ましい。

実施の形態２に係る圧縮機６は、実施の形態１で説明した利点を有する。

さらに、実施の形態２に係る圧縮機６が駆動装置１０１を有するので、圧縮機６の効率を改善することができる。

実施の形態３．
本発明の実施の形態３に係る冷凍空調装置７について説明する。
図２１は、実施の形態３に係る冷凍空調装置７の構成を概略的に示す図である。

冷凍空調装置７は、実施の形態２に係る圧縮機６と、四方弁７１と、凝縮器７２と、減圧装置７３（膨張器ともいう）と、蒸発器７４と、冷媒配管７５と、制御部７６とを有する。図２１に示される例では、圧縮機６、凝縮器７２、減圧装置７３、および蒸発器７４は、冷媒配管７５によって連結され、冷凍サイクルを構成している。

冷凍空調装置７の動作の一例について説明する。圧縮機６は、吸入した冷媒を圧縮し、高温高圧のガス冷媒を送り出す。四方弁７１は、冷媒の流れ方向を切り換える。図２１に示される例では、四方弁７１は、圧縮機６から送り出された冷媒を凝縮器７２に送る。凝縮器７２は、圧縮機６から送り出された冷媒と空気（例えば、室外の空気）との熱交換を行うことにより、冷媒を凝縮し、液化された冷媒を送り出す。減圧装置７３は、凝縮器７２から送り出された冷媒（すなわち、液化された冷媒）を膨張させて、低温低圧の液化された冷媒を送り出す。

蒸発器７４は、減圧装置７３から送り出された低温低圧の液化された冷媒と空気（例えば、室内の空気）との熱交換を行うことにより、冷媒を気化させ、気化された冷媒（すなわち、ガス冷媒）を送り出す。蒸発器７４で熱が奪われた空気は、例えば、送風機により、対象空間（例えば室内）に供給される。四方弁７１および圧縮機６の動作は、制御部７６によって制御される。

冷凍空調装置７において、圧縮機６以外の構成要素は、実施の形態３で説明された構成要素に限定されない。

実施の形態３に係る冷凍空調装置７は、実施の形態２で説明した利点を有する。

さらに、冷凍空調装置７が圧縮機６を有するので、冷凍空調装置７の効率を改善することができる。

実施の形態１で説明した駆動装置１０１は、圧縮機６および冷凍空調装置７以外に、送風機、換気扇、家電機器、または工作機などの機器における駆動装置に適用できる。

本発明の望ましい実施の形態について具体的に説明したが、本発明は上記の実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において、種々の改良または変形を行なうことができる。

１，６０ 電動機、 ３，３Ｕ，３Ｖ，３Ｗ コイル、 ６ 圧縮機、 ７ 冷凍空調装置 、 ５０ 制御装置、 １０１ 駆動装置、 １０２ コンバータ、 １０３ インバータ。

本発明の一態様に係る駆動装置は、
コイルを有する電動機を駆動する駆動装置であって、
少なくとも１つのインバータスイッチを有し、前記コイルに電圧を印加するインバータと、
前記コイルに印加される前記電圧の制御周波数を調整するための前記インバータのキャリア周波数を制御する制御装置と
を備え、
前記制御装置は、前記少なくとも１つのインバータスイッチに対するパルス幅変調制御中における前記少なくとも１つのインバータスイッチのオン時間の割合が増加するにつれて、前記キャリア周波数を下げる。
本発明の他の態様に係る圧縮機は、前記駆動装置を備える。
本発明の他の態様に係る冷凍空調装置は、前記圧縮機を備える。
本発明の他の態様に係る電動機の駆動方法は、
コイルを有する電動機の駆動方法であって、
前記コイルに印加される電圧の制御周波数を調整するためのインバータのキャリア周波数を設定し、
前記インバータのインバータスイッチに対するパルス幅変調制御中における前記インバータスイッチのオン時間の割合が増加するにつれて、前記キャリア周波数を下げる。

Claims (16)

1. コイルを有する電動機を駆動する駆動装置であって、
   前記コイルに電圧を印加するインバータと、
   前記コイルに印加される前記電圧の制御周波数を調整するための前記インバータのキャリア周波数を制御し、前記電動機の回転数に応じて前記キャリア周波数を切り替える制御装置と
   を備えた駆動装置。
2. 前記制御装置が前記電動機に対する弱め界磁制御を開始したとき、前記制御装置は、前記弱め界磁制御を開始する前よりも前記キャリア周波数を下げる請求項１に記載の駆動装置。
3. 前記電動機の回転数が閾値よりも小さいとき、前記キャリア周波数は第１の周波数であり、
   前記電動機の回転数が前記閾値以上であるとき、前記キャリア周波数は前記第１の周波数よりも小さい第２の周波数である
   請求項１または２に記載の駆動装置。
4. 前記インバータは、少なくとも１つのインバータスイッチを有し、
   前記少なくとも１つのインバータスイッチに対するパルス幅変調制御中における前記少なくとも１つのインバータスイッチのオン時間の割合が閾値よりも小さいとき、前記キャリア周波数は第１の周波数であり、
   前記少なくとも１つのインバータスイッチの前記オン時間の割合が前記閾値以上であるとき、前記キャリア周波数は前記第１の周波数よりも小さい第２の周波数である
   請求項１または２に記載の駆動装置。
5. 前記閾値は、１／√２以上である請求項４に記載の駆動装置。
6. 前記インバータにコンバータ電圧を印加するコンバータをさらに備え、
   前記コンバータは、前記コンバータ電圧を昇圧する昇圧回路を有し、
   前記電動機に対する弱め界磁制御中に、前記昇圧回路は、前記オン時間の割合が１／√２になるように前記コンバータ電圧を昇圧する
   請求項４または５に記載の駆動装置。
7. 前記インバータにコンバータ電圧を印加するコンバータをさらに備え、
   前記コンバータは、前記コンバータ電圧を昇圧する昇圧回路を有する請求項１から５のいずれか１項に記載の駆動装置。
8. 前記コンバータ電圧が昇圧された後における前記キャリア周波数は、前記コンバータ電圧が昇圧される前における前記キャリア周波数よりも小さい請求項６または７に記載の駆動装置。
9. 前記少なくとも１つのインバータスイッチにはシリコンカーバイド素子が用いられている請求項４に記載の駆動装置。
10. 前記少なくとも１つのインバータスイッチには窒化ガリウム素子が用いられている請求項４に記載の駆動装置。
11. 前記電動機の回転数が増加するにつれて、前記制御装置は、前記キャリア周波数を下げる請求項１に記載の駆動装置。
12. 電動機と、請求項１から１１のいずれか１項に記載の駆動装置を備えた圧縮機。
13. 請求項１２に記載の圧縮機を備えた冷凍空調装置。
14. コイルを有する電動機の駆動方法であって、
    前記コイルに印加される電圧の制御周波数を調整するためのインバータのキャリア周波数を設定し、
    前記電動機の回転数に応じて前記キャリア周波数を切り替える
    電動機の駆動方法。
15. 前記電動機に対する弱め界磁制御を開始したとき、前記弱め界磁制御を開始する前よりも前記キャリア周波数を下げる請求項１４に記載の電動機の駆動方法。
16. 前記電動機の回転数が閾値よりも小さいとき、前記キャリア周波数は第１の周波数であり、
    前記電動機の回転数が前記閾値以上であるとき、前記キャリア周波数は前記第１の周波数よりも小さい第２の周波数である
    請求項１４または１５に記載の電動機の駆動方法。

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