JPWO2018051587A1 - 電力変換装置および電力システム - Google Patents

Abstract

電力変換装置（１００）の制御装置（５０）は、直流線路（１３Ｐ、１３Ｎ）間の短絡を検出すると、電力変換器（１）内の半導体スイッチング素子（２１ｓ、２２ｓ、３１ｓ、３２ｓ、３４ｓ）をオフ状態にする保護制御を行い、直流線路（１３Ｐ、１３Ｎ）間の短絡の解消を検知すると、第２変換器セル（２０）の第２直列体（３６）の上アームのダイオード（３３）を流れる負極性電流ｉｎを相アーム４に流す電圧指令値を、第１アームおよび第２アーム内の変換器セルに対して与えて電力変換器（１）の再起動制御を行う。

Description

本発明は、複数の半導体スイッチング素子と直流コンデンサとからなる変換器セルでアームを構成し、交流回路と直流回路との間で電力変換を行う大容量の電力変換装置、および該電力変換装置を備えた電力システムに係り、特に、高圧直流線路における短絡電流を抑制し、短絡が除去された後の再起動制御に関するものである。

大容量の電力変換装置は、電力変換器の出力が高電圧または大電流となるため、複数の変換器を直列または並列に多重化することで構成されていることが多い。変換器を多重化することは、電力変換器の容量を大きくするためだけではない。変換器の出力を合成することにより、電力変換器の出力電圧波形に含まれる高調波を低減し、その結果、系統に流出する高調波電流を低減できる。

変換器を多重化する方法は、様々存在し、リアクトル多重や変圧器多重、直接多重などがある。変圧器で多重化すると、交流側は変圧器で絶縁されるため各変換器の直流を共通化できるというメリットがある。しかし、出力電圧が高電圧となると多重変圧器の構成が複雑となる点および変圧器のコストが高くなる点がデメリットである。
そこで、高圧用途に適した多重変圧器を必要としない電力変換装置として、複数の変換器の出力をカスケード接続したマルチレベル変換器が提案されており、その中の一つにモジュラーマルチレベル変換器（以下、ＭＭＣと称す）がある。

ＭＭＣは、セルと呼ばれる複数の単位変換器（以下、変換器セルと称す）がカスケード接続されたアームで構成されている。変換器セルは、複数の半導体スイッチング素子と直流コンデンサとを備えている。そして、半導体スイッチング素子をオン、オフさせることにより、直流コンデンサの両端電圧および零電圧を出力する。

三相ＭＭＣの場合は、各相個別に上記アームが構成されている。この各相アームは互いに並列接続されており、並列接続された両端の接続端子を直流端子としている。また各相アームは、カスケード接続された変換器セルの総数の半数をそれぞれ有する正側アーム、負側アームから成る。正側アームと負側アームとの接続点が交流側入出力端子となる。
ＭＭＣの各変換器セルの出力は、ＭＭＣの交流端および直流端の両側に接続されているため、各変換器セルは、直流および交流の両方を出力するという特徴を持つ。つまり、各アームを流れる電流には交流成分と直流成分とが存在する。よって、ＭＭＣでは、これら複数の電流成分を制御している。

また、ＭＭＣは交流端および直流端の両側に接続されているため、それぞれの端子で発生する短絡、系統擾乱などに対応する必要がある。特に、直流端で短絡などが発生した場合、短絡が除去されるまでは送電が停止するため、迅速に短絡を除去し、定格送電を再開する必要がある。短絡が発生すると直流端の電圧が零となるため、短絡除去後に、送電を開始するためには電力変換装置の直流出力電圧を定格まで立ち上げる必要がある。系統へ影響を与えずに電力変換装置を再起動する方法として、交流系統と連系した状態で直流電圧を徐々に立ち上げることで、直流線路の過電圧を抑止して安定して直流電圧を復帰させる次の様な電力変換装置の再起動方法が開示されている。

電力変換器の各アームは、フルブリッジ形単位変換器と双方向チョッパ形単位変換器の２種類の単位変換器で構成されている。指令値分配部は、交流電圧指令値と直流電圧指令値を、双方向チョッパ群の出力電圧指令値、フルブリッジ群の出力電圧指令値とに分配する。ゲートパルス発生部は、各電圧指令値と実際の電圧が極力一致するように、各フルブリッジ形単位変換器に与えるゲート信号と、双方向チョッパ形単位変換器に与えるゲート信号を生成する。

直流事故検出部は、直流事故を検出してから一定時間経過後に、直流事故検出信号を０から１に変化させる。このとき、直流事故検出部はある傾きをもって、ランプ関数状に、直流事故検出信号を０から１に変化させる。直流事故検出信号は、前述した指令分配部に与えられる。直流事故検出信号の変化に伴って、指令値分配部が、双方向チョッパ群の出力電圧指令値と、フルブリッジ群の出力電圧指令値を直流事故発生と同様の波形に復帰させる（例えば、特許文献１参照）。

特開２０１３−１２１２２３号公報 （３頁、段落［００８２］〜［０１３４］、図１〜図６）

上記のような従来の電力変換装置では、直流線路の短絡の検出から一定時間経過後の再起動時において、事故検出信号を０から１に傾きを持って変化させている。そして交流電圧を出力しつつ、直流出力電圧がこの事故検出信号の変化に伴うように、各双方向チョッパ形単位変換器と各フルブリッジ形単位変換器が有する全ての半導体スイッチング素子ををスイッチングしている。

直流線路の短絡後においては、直流線路の直流電圧を迅速に所望の電圧値まで復帰させて送電を開始することが求められる。しかしながら、電力変換装置の再起動開始時においては相アームを流れる電流は小さい。そのため、このような多数の半導体スイッチング素子のオン、オフの切り替えに起因するノイズの影響により、相アームを流れる直流電流の極性が変化することがあった。そのため、変換器セル内の直流コンデンサの電圧にばらつきが生じ、各変換器セルが電圧指令値通りの出力を行えないことがあった。このため、直流線路の電圧を直流電圧指令値通りに迅速に立ち上げることができず、電力変換装置を精度よく再起動できないという問題点があった。

本発明は上述のような問題点を解決するためになされたものであり、電力変換装置を精度よく再起動することのできる電力変換装置および電力システムの提供を目的とする。

本発明に係る電力変換装置は、
各相の第１アームと第２アームとがそれぞれ直列接続される複数の相アームを正負の直流線路間に並列接続して備え、三相交流と直流との間で電力変換を行う電力変換器と、
前記第１アーム、前記第２アームに対する電圧指令値をそれぞれ生成して、前記電圧指令値に基づいて前記電力変換器を駆動制御する制御装置とを備えた電力変換装置において、
前記第１アーム、前記第２アームのそれぞれは、
上下アーム共に半導体スイッチング素子を有する第１直列体と、該第１直列体に並列接続された直流コンデンサとから成る変換器セルにより構成され、
前記第２アーム内の前記変換器セルは、前記直流コンデンサと、前記第１直列体と、上下アームの一方に半導体スイッチング素子を有し、他方にダイオードを有する第２直列体とを並列接続して成り、前記直流コンデンサの両端電圧の大きさに対応する正負の極性の電圧を出力する第２変換器セルであり、
前記制御装置は、
前記直流線路間の短絡を検出すると、前記電力変換器内の前記半導体スイッチング素子をオフ状態にする保護制御を行い、
前記直流線路間の短絡の解消を検知すると、前記ダイオードを流れる負極性電流を前記相アームに流す電圧指令値を、前記第１アームおよび前記第２アーム内の前記変換器セルに対して与えて前記電力変換器の再起動制御を行うものである。
また、本発明に係る電力システムは、
上記のように構成された電力変換装置を複数個備え、各前記電力変換装置の前記電力変換器における前記直流線路が互いに接続されるものである。

この発明に係る電力変換装置によれば、電力変換装置の再起動時における半導体スイッチング素子のオン、オフの切り替えに起因するノイズを低減する。これにより、電力変換装置、および該電力変換装置を備えた電力システムを精度よく再起動させることができる。

本発明の実施の形態１による電力変換装置の概略構成図である。 本発明の実施の形態１による２端子ＨＶＤＣシステムの概略構成図である。 本発明の実施の形態１による第１変換器セルの構成図である。 本発明の実施の形態１による第２変換器セルの構成図である。 本発明の実施の形態１による制御装置の構成例を示すブロック図である。 本発明の実施の形態１による電力変換装置の制御動作を示すフロー図である。 直流端子間の短絡により生ずる短絡電流の経路を示す図である。 本発明の実施の形態１による電力変換器の再起動制御時における、電力変換器の状態を示す波形図である。 本発明の実施の形態１による電力変換器の再起動制御時における、負極性電流の経路を示す図である。 本発明の実施の形態１による第２変換器セルの別例を示す構成図である。 本発明の実施の形態２による電力変換装置の制御動作を示すフロー図である。 本発明の実施の形態３による電力変換装置の概略構成図である。 本発明の実施の形態４による電力変換装置の概略構成図である。 本発明の実施の形態４による電力変換装置の制御動作を示すフロー図である。 本発明の実施の形態５によるＨＶＤＣシステムの概略構成図である。 本発明の実施の形態６によるＨＶＤＣシステムの概略構成図である。

実施の形態１．
以下、本発明の実施の形態１による電力変換装置１００について図を用いて説明する。
図１は、本発明の実施の形態１による電力変換装置１００の概略構成図である。
図２は、本発明の実施の形態１による電力変換装置１００を複数個用いて構成した２端子ＨＶＤＣシステムの概略構成図である。図２において、本実施の形態の電力変換装置１００を１００Ａ、１００Ｂとして示している。

電力変換装置１００は直流と交流との間で電力変換を行うものである。図２に示すように、電力変換装置１００Ａ、１００Ｂのそれぞれの交流側が、交流系統である三相交流電源９Ａ、９Ｂに接続されている。また、電力変換装置１００Ａ、１００Ｂのそれぞれの直流側が正負の直流線路１３Ｐ、１３Ｎで構成される直流系統に接続されている。こうして、電力変換装置１００Ａ、１００Ｂ間で高圧直流電力の授受を行う電力システムとしての２端子高圧直流（ＨＶＤＣ：Ｈｉｇｈ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｄｉｒｅｃｔ Ｃｕｒｒｅｎｔ）システムが構成される。

図１に示すように、電力変換装置１００は主回路である電力変換器１と、電力変換器１を制御する制御装置５０とを備える。前述したように電力変換器１の交流側が連系変圧器８を介して三相交流電源９に接続され、直流側が直流端子ＰＮを介して正負の直流線路１３Ｐ、１３Ｎに接続されている。

電力変換器１の各相は、相アーム（相アーム４Ｕ、４Ｖ、４Ｗ）で構成される。これら複数の相アーム４Ｕ、４Ｖ、４Ｗは、正側の直流線路１３Ｐに接続される第１アーム５Ｕ、５Ｖ、５Ｗと、負側の直流線路１３Ｎに接続される第２アーム６Ｕ、６Ｖ、６Ｗとがそれぞれが直列接続されて構成される。第１アーム５Ｕ、５Ｖ、５Ｗと第２アーム６Ｕ、６Ｖ、６Ｗとの接続点である交流端子７Ｕ、７Ｖ、７Ｗは、各相の交流線にそれぞれ接続される。そして、これら３つの相アーム４Ｕ、４Ｖ、４Ｗが正負の直流線路１３Ｐ、１３Ｎ間に並列接続される。

第１アーム５Ｕ、５Ｖ、５Ｗと第２アーム６Ｕ、６Ｖ、６Ｗのそれぞれは、１台以上の変換器セル（第１変換器セル１０、第２変換器セル２０）を直列接続したセル群で構成されている。そして、第１アーム５Ｕ、５Ｖ、５Ｗにはリアクトル１１Ｕ、１１Ｖ、１１Ｗがそれぞれ直列に接続されている。また、第２アーム６Ｕ、６Ｖ、６Ｗにはリアクトル１２Ｕ、１２Ｖ、１２Ｗがそれぞれ直列に接続されている。

以降の説明において、Ｕ、Ｖ、Ｗの各相を区別しない場合には、第１アーム５、第２アーム６、相アーム４、リアクトル１１、リアクトル１２、交流端子７と称して用いる。
なお、リアクトル１１、リアクトル１２が配置される位置は、第１アーム５、第２アーム６内のいずれの位置でもよい。例えば、第１アーム５側または第２アーム６側の一方にリアクトル１１とリアクトル１２とを纏めて配置した構成であってもよい。

第１アーム５、第２アーム６を構成する各変換器セルの構成例を図を用いて示す。
図３は、本発明の実施の形態１による第１アーム５に用いられるハーフブリッジ構成の第１変換器セル１０の構成図である。
第１変換器セル１０は、第１直列体２３と、この第１直列体２３に並列接続される直流コンデンサ２９とから構成される。第１直列体２３は、ダイオード２１ｄ、２２ｄが逆並列に接続された複数（この場合は２個）の半導体スイッチング素子２１ｓ、２２ｓ（以下、単にスイッチング素子と称す）を上下アームにそれぞれ有する。また直流コンデンサ２９は、直流電圧を平滑化する。

スイッチング素子２１ｓ、２２ｓは、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）やＧＣＴ（Ｇａｔｅ Ｃｏｍｍｕｔａｔｅｄ Ｔｕｒｎ−ｏｆｆ ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ）等の自己消弧形のスイッチング素子から成り、それぞれダイオード２１ｄ、２２ｄが逆並列に接続されたスイッチ２１、２２が用いられる。
そして、第１変換器セル１０はスイッチ２２のスイッチング素子２２ｓの両端子を出力端とし、スイッチング素子２１ｓ、２２ｓをオン、オフ、切り替えさせる。これにより、この出力端から、直流コンデンサ２９の両端電圧および入出力端子が短絡された状態の零電圧を出力する。

図４は、本発明の実施の形態１による第２アーム６に用いられる第２変換器セル２０の構成を示す図である。
第２変換器セル２０は、第１直列体３５と、この第１直列体に並列接続される第２直列体３６と、直流電圧を平滑化する直流コンデンサ３９とから構成される。
第１直列体３５は、ダイオード３１ｄ、３２ｄが逆並列に接続された複数（この場合は２個）のスイッチング素子３１ｓ、３２ｓを上下アームにそれぞれ有する。また、第２直列体３６は、上下アームのどちらか一方はダイオード３３で、他方はダイオード３４ｄが逆並列に接続されたスイッチング素子３４ｓを直列接続して構成される。本実施の形態では、上アームにダイオード３３を配置した構成としている。
スイッチング素子３１ｓ、３２ｓ、３４ｓは、ＩＧＢＴやＧＣＴ等の自己消弧形のスイッチング素子から成り、それぞれダイオード３１ｄ、３２ｄ、３４ｄが逆並列に接続されて構成されるスイッチ３１、３２、３４が用いられる。

そして、第２変換器セル２０は、それぞれの第１直列体３５、第２直列体３６の中間接続点となるスイッチング素子３１ｓ、３２ｓの接続点およびダイオード３３とスイッチング素子３４ｓの接続点を出力端とし、スイッチング素子３１ｓ、３２ｓ、３４ｓをオン、オフさせる。これにより、この出力端から、直流コンデンサ３９の両端電圧の大きさにほぼ等しい同極性の正電圧、逆極性の負電圧および入出力端子が短絡された状態の零電圧を出力する。但し、負極性の電圧を出力可能であるのは、第２変換器セル２０を通過する電流が入出力端子Ｎｏから入出力端子Ｐｏに向かって流れており、かつ、スイッチング素子３２ｓがオン状態であり、スイッチング素子３１ｓ、３４ｓがオフ状態の場合である。

なお、第１変換器セル１０は、スイッチング素子から成る直列体と、この直列体に並列に接続された直流コンデンサとから成り、スイッチング動作により直列コンデンサの電圧を選択的に出力する構成であれば、図３で示した構成に限定されるものではない。
また、第２変換器セル２０は、スイッチング素子とダイオードとからなる直列体と、この直列体に並列に接続された直流コンデンサとから成り、スイッチング動作により直列コンデンサの電圧を選択的に出力する構成であれば、図４で示した構成に限定されるものではない。

このように、電力変換器１の第１アーム５を構成する変換器セルは全て、直流コンデンサ２９両端の正電圧および零電圧を出力することが可能であるハーフブリッジ構成の第１変換器セル１０である。そして電力変換器１の第２アーム６を構成する変換器セルは全て、直流コンデンサ３９両端の正電圧、負電圧および零電圧を出力することが可能である第２変換器セル２０である。

電力変換器１の第１アーム５Ｕ、５Ｖ、５Ｗ、第２アーム６Ｕ、６Ｖ、６Ｗにそれぞれ流れる第１アーム電流ｉｐｕ、ｉｐｖ、ｉｐｗ、第２アーム電流ｉｎｕ、ｉｎｖ、ｉｎｗは、それぞれ図示しない電流検出器により検出されて制御装置５０に入力される。
さらに、三相交流電源９の各相電圧Ｖｓｕ、Ｖｓｖ、Ｖｓｗ、直流端子ＰＮ間の直流電圧Ｖｄｃおよび第１変換器セル１０、第２変換器セル２０の直流コンデンサ電圧Ｖｃａｐは、それぞれ図示しない電圧検出器により検出されて制御装置５０に入力される。

なお、各相の交流電流および直流電流は、各相の第１アーム５Ｕ、５Ｖ、５Ｗ、第２アーム６Ｕ、６Ｖ、６Ｗにそれぞれ流れる第１アーム電流ｉｐｕ、ｉｐｖ、ｉｐｗ、第２アーム電流ｉｎｕ、ｉｎｖ、ｉｎｗとから演算して用いてもよい。

図５は、本発明の実施の形態１による電力変換装置１００における、制御装置５０の構成例を示すブロック図である。
制御装置５０は、各制御系から成る電圧指令値生成部５１とＰＷＭ部５２とを備える。そして制御装置５０は、第１アーム５、第２アーム６に対する電圧指令値Ｖ＋＊、Ｖ−＊を生成し、この電圧指令値Ｖ＋＊、Ｖ−＊に基づいて、第１変換器セル１０、第２変換器セル２０をＰＷＭ制御するゲート信号Ｇを生成して電力変換器１の制御を行う。

まず、電圧指令値生成部５１の構成について説明する。
電圧指令値生成部５１は、規格化／演算部５９と、ＤＣ−ＡＶＲ（Ｄｉｒｅｃｔ Ｃｕｒｒｅｎｔ−Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｒｅｇｕｌａｔｏｒ）／ＤＣ−ＡＣＲ（Ｄｉｒｅｃｔ Ｃｕｒｒｅｎｔ−Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｒｅｇｕｌａｔｏｒ）制御部５３と、直流電圧指令値演算部５４と、交流電圧制御部５５と、第１アーム電圧指令値演算部５６Ａと、第２アーム電圧指令値演算部５６Ｂと、第１アーム側各セル個別制御部５７Ａと、第２アーム側各セル個別制御部５７Ｂとを備える。
以下、上記電圧指令値生成部５１を構成する各部の詳細について説明する。

規格化／演算部（以降、変換部５９と称す）は、検出した第１アーム電流（ｉｐｕ、ｉｐｖ、ｉｐｗ）、第２アーム電流（ｉｎｕ、ｉｎｖ、ｉｎｗ）、各相電圧（Ｖｓｕ、Ｖｓｖ、Ｖｓｗ）、直流電圧Ｖｄｃ、直流コンデンサ電圧Ｖｃａｐを制御で用いる信号に変換する。ＤＣ−ＡＶＲ／ＤＣ−ＡＣＲ制御部（以降、ＤＣ制御部５３と称す）は、変換部５９により変換された直流電流Ｉｄｃと直流電圧Ｖｄｃとに基づいて、直流電圧Ｖｄｃを制御するための直流電圧指令値Ｋｄｃ＊を生成する。直流電圧指令値演算部５４は、ＤＣ制御部５３から受信した直流電圧指令値Ｋｄｃ＊に基づいて、第１アーム５に対する直流電圧指令値Ｖｄｃ＋＊、および第２アーム６に対するＶｄｃ−＊を演算する。交流電圧制御部５５は、変換部５９により変換された交流電圧Ｖｓと交流電流Ｉａｃと直流コンデンサ電圧Ｖｃａｐとに基づいて第１アーム５および第２アーム６に対する交流電圧指令値Ｖａｃ＋、Ｖａｃ−を生成する。

第１アーム電圧指令値演算部５６Ａは、直流電圧指令値演算部５４と交流電圧制御部５５とより演算された直流電圧指令値Ｖｄｃ＋＊と交流電圧指令値Ｖａｃ＋＊とに基づいて、第１アーム５に対する電圧指令値Ｖ＋＊を演算する。
同様に、第２アーム電圧指令値演算部５６Ｂは、直流電圧指令値Ｖｄｃ−＊と交流電圧指令値Ｖａｃ−＊とに基づいて、第２アーム６に対する電圧指令値Ｖ−＋＊を演算する。

第１アーム側各セル個別制御部５７Ａは、第１アーム電圧指令値演算部５６Ａにより演算された電圧指令値Ｖ＋＊と、直流コンデンサ電圧Ｖｃａｐとに基づいて、第１アーム５を構成する各第１変換器セル１０の電圧を制御するための、第１アーム側セル電圧指令値Ｖｃｅｌｌ＋＊を生成する。
同様に、第２アーム側各セル個別制御部５７Ｂは、電圧指令値Ｖ−＊と、直流コンデンサ電圧Ｖｃａｐとに基づいて、第２アーム６を構成する各第２変換器セル２０の電圧を制御するための、第２アーム側セル電圧指令値Ｖｃｅｌｌ−＊を生成する。

次に、ＰＷＭ部５２の構成について説明する。
ＰＷＭ部５２は、第１アーム側ＰＷＭ回路部５８Ａと、第２アーム側ＰＷＭ回路部５８Ｂとを備える。そして第１アーム側ＰＷＭ回路部５８Ａと、第２アーム側ＰＷＭ回路部５８Ｂは、第１アーム側セル電圧指令値Ｖｃｅｌｌ＋＊と第２アーム側セル電圧指令値Ｖｃｅｌｌ−＊とに基づいて、各相の第１アーム５、第２アーム６内の各第１変換器セル１０、第２変換器セル２０をＰＷＭ制御するゲート信号Ｇを生成する。

生成されたゲート信号Ｇにより第１変換器セル１０内のスイッチング素子２１ｓ、２２ｓと、第２変換器セル２０内のスイッチング素子３１ｓ、３２ｓ、３４ｓが駆動制御される。こうして、電力変換器１の出力電圧が所望の値に制御される。

ここで、第１アーム５に対する電圧指令値Ｖ＋＊と、第２アーム６に対する電圧指令値Ｖ−＊について説明する。
前述したように、第１アーム５の電圧指令値Ｖ＋＊は、直流電圧指令値演算部５４で演算された直流電圧指令値Ｖｄｃ＋＊と交流電圧制御部５５で演算された交流電圧指令値Ｖａｃ＋＊のそれぞれに応じて決定される。また同様に、第２アーム６の電圧指令値Ｖ−＊は、直流電圧指令値演算部５４で演算された直流電圧指令値Ｖｄｃ−＊と交流電圧制御部５５で演算された交流電圧指令値Ｖａｃ−＊のそれぞれに応じて決定される。つまり、第１アーム５、第２アーム６に対する電圧指令値Ｖ＋＊、Ｖ−＊は、直流成分と交流成分との２つの成分を含む。

第１アーム５内の変換器セルは、前述したように、正電圧と零電圧を出力可能であるハーフブリッジ構成の第１変換器セル１０である。そのため、第１アーム５の第１変換器セル１０に与える電圧指令値は正の領域に制限される。つまり、第１アーム５に対する電圧指令値Ｖ＋＊に含まれる直流電圧指令値Ｖｄｃ＋＊は正の値に限定される。また、第１アーム５に対する電圧指令値Ｖ＋＊に含まれる交流電圧指令値Ｖａｃ＋＊の最大振幅は直流電圧指令値Ｖｄｃ＋＊に依存する。

一方、第２アーム６内の変換器セルは、前述したように、正電圧、負電圧および零電圧の出力が可能である第２変換器セル２０である。そのため、第２アーム６内の第２変換器セル２０内を流れる電流の極性に依存はするが、第２アーム６の第２変換器セル２０に与える電圧指令値は正負の領域ともに可能である。つまり、第２アーム６に対する電圧指令値Ｖ−＊に含まれる直流電圧指令値Ｖｄｃ−＊は正負ともに選択可能である。また、第２アーム６に対する電圧指令値Ｖ−＊に含まれる交流電圧指令値Ｖａｃ−＊は、第１アーム５に対する交流電圧指令値Ｖａｃ＋＊の逆極性となる様に設定する。

第１アーム５と第２アーム６とは直列接続された構成となっているため、直流端子ＰＮ間には第１アーム５に対する電圧指令値Ｖ＋＊と、第２アーム６の電圧指令値Ｖ−＊の和にほぼ一致した電圧が出力される。前述したように、第１アーム５の交流電圧指令値Ｖａｃ＋＊と、第２アーム６の交流電圧指令値Ｖａｃ−＊とは逆極性のため互いに打ち消し合う。こうして、第１アーム５の直流電圧指令値Ｖｄｃ＋＊と、第２アーム６の直流電圧指令値Ｖｄｃ−＊との和にほぼ一致した電圧が直流端子ＰＮ間に出力される。つまり、直流電圧指令値演算部５４で演算された直流電圧指令値Ｖｄｃ＋＊とＶｄｃ−＊とにより、直流端子ＰＮ間の電圧を出力する。

以下、本実施の形態の要部となる、直流線路１３Ｐ、１３Ｎ間の短絡による短絡電流ｉａを抑制する保護制御と、短絡が解消された後の電力変換器１の再起動制御について、図を用いて説明する。
図６は、本発明の実施の形態１による電力変換装置１００の制御動作を示すフロー図である。
図７は、直流端子ＰＮ間で短絡が発生した際に流れる短絡電流ｉａの経路を示す図である。
図８は、本発明の実施の形態１による電力変換器１の再起動制御時における、交流系統電圧、直流電圧Ｖｄｃ、第１アーム５の電圧、第２アーム６の電圧のそれぞれの波形を示す図である。

制御装置５０は、電力変換器１の運転開始指令が与えられると（ステップＳ１）、電力変換器１の運転モードを定常制御とし、電力変換器１の定常運転動作を開始する。即ち、制御装置５０は、第２アーム６内の第２変換器セル２０の第２直列体３６のスイッチング素子３４ｓをオンに固定する。そして制御装置５０は、第１変換器セル１０および第２変換器セル２０の第１直列体２３、３５内の各スイッチング素子２１ｓ、２２ｓ、３１ｓ、３２ｓを定常運転動作させる（ステップＳ２）。

次に、制御装置５０は、直流端子Ｐに流れる直流電流Ｉｄｃおよび直流端子ＰＮ間の直流電圧Ｖｄｃを検出または演算により得る（ステップＳ３）。
次に、制御装置５０は、この直流電流Ｉｄｃおよび直流電圧Ｖｄｃに基づいて、直流端子ＰＮ間（直流線路１３Ｐ、１３Ｎ）間で短絡が発生したか否かの判定を行う。例えば、直流電流Ｉｄｃが設定された基準値を超える過電流となり、直流電圧Ｖｄｃがほぼ零となると、制御装置５０は、短絡が発生したと判断する（ステップＳ４、Ｙｅｓ）。
なお、ステップＳ４において短絡の発生が無いと判断された場合は（ステップＳ４、Ｎｏ）、ステップＳ３に戻り、制御装置５０は短絡判定を周期的に繰り返し行う。

次に、制御装置５０は、ステップＳ４において、直流端子ＰＮ間で短絡が発生したと判断されると、電力変換器１の運転モードを定常制御から保護制御に切り替え、電力変換器１は保護運転動作を開始する（ステップＳ５）。即ち、制御装置５０は、第１変換器セル１０および第２変換器セル２０内の全てのスイッチング素子２１ｓ、２２ｓ、３１ｓ、３２ｓ、３４ｓをオフ状態に制御して、短絡電流ｉａを抑制する。

このように全てのスイッチング素子２１ｓ、２２ｓ、３１ｓ、３２ｓ、３４ｓをオフ状態とする保護制御により短絡電流ｉａが抑制されることについて説明する。
図７に示すように、直流端子ＰＮ間で短絡が発生すると、図７中の矢印で示す経路で短絡電流ｉａが流れる。ここで全てのスイッチング素子２１ｓ、２２ｓ、３１ｓ、３２ｓ、３４ｓをオフ状態とする保護制御を行う。この保護制御において、短絡電流ｉａの経路内に接続される第２変換器セル２０の直流コンデンサ３９の充電電圧の総和が、交流端子７間の電圧より高ければ、短絡電流ｉａは流れない。本実施の形態では、この条件を満たすように第２アーム６を構成する第２変換器セル２０の数を調整しているため、短絡電流ｉａを抑制することができる。
本実施の形態では、第１アーム５内のハーフブリッジ構成の第１変換器セル１０のスイッチング素子２１ｓ、２２ｓをオフさせているが、これはスイッチング動作による交流端子７への影響を低減するためであり、短絡電流ｉａの抑制には寄与しない。

次に、制御装置５０は、この保護運転制御時において、直流電流Ｉｄｃおよび直流電圧Ｖｄｃを検出または演算により得る（ステップＳ６）。
次に、制御装置５０は、この直流電流Ｉｄｃおよび直流電圧Ｖｄｃに基づいて、直流端子ＰＮ間の短絡が解消されたか否かの判定を行う（ステップＳ７）。
なお、ステップＳ７において短絡状態が継続していると判断された場合は（ステップＳ７、Ｎｏ）ステップＳ６に戻り、制御装置５０は短絡解消判定を周期的に繰り返し行う。

次に、制御装置５０は、ステップＳ７において直流端子ＰＮ間での短絡が解消されたと判断すると、電力変換器１の運転モードを再起動制御に切り替え、電力変換器１は再起動動作を開始する（ステップＳ８）。
この再起動制御の開始時では、制御装置５０は、交流端子７Ｕ、７Ｖ、７Ｗには定格の交流電圧Ｖａｃを出力し、直流端子ＰＮ間には零電圧を出力するように制御を行う。

前述したように、直流端子ＰＮ間の電圧は、第１アーム５の電圧指令値Ｖ＋＊と、第２アーム６の電圧指令値Ｖ−＊とを加算した値である。そのため、電力変換器１が直流端子ＰＮ間に零電圧を出力するためには、第１アーム５に対する直流電圧指令値Ｖｄｃ＋＊と、第２アーム６に対する直流電圧指令値Ｖｄｃ−＊は、大きさが等しく逆極性であるような直流電圧指令値であればよい。例えば、第１アーム５に対する直流電圧指令値Ｖｄｃ＋＊には＋１／２Ｖｄｃ、第２アーム６の直流電圧指令値Ｖｄｃ−＊には−１／２Ｖｄｃを与える。

即ち、交流端子７に定格の交流電圧Ｖａｃを出力しつつ、直流端子ＰＮ間に零電圧を出力するには、第１アーム５の電圧指令値Ｖ＋＊には、負極性の定格の交流電圧指令値−Ｖａｃと、正極性の定格の直流電圧指令値＋１／２Ｖｄｃとを加算した値（Ｖ＋＊＝−Ｖａｃ＋１／２Ｖｄｃ）を与える。また、第２アーム６の電圧指令値Ｖ−＊には、正極性の定格の交流電圧指令値＋Ｖａｃと、負極性の定格の直流電圧指令値−１／２Ｖｄｃとを加算した値（Ｖ−＊＝＋Ｖａｃ−１／２Ｖｄｃ）を与える。
制御装置５０は、上記の電圧指令値Ｖ＋＊、Ｖ−＊に基づいたゲート信号Ｇを生成してＰＷＭ制御によりスイッチング素子２１ｓ、２２ｓ、３１ｓ、３２ｓ、３４をスイッチング制御する。このように制御装置５０は、再起動制御の開始時においては、交流端子７に定格の交流電圧Ｖａｃを出力し、直流端子ＰＮ間に零電圧を出力する。

次に、制御装置５０は、直流電圧指令値演算部５４において、第２アーム６に対する直流電圧指令値Ｖｄｃ−＊に、微小な直流電圧値である調整電圧値Δｄｃを加算する。
Ｖｄｃ−＊（ｔ）＝Ｖｄｃ−＊（ｔ−Δｔ）＋Δｄｃ。（ステップＳ９）。
ΔｔはΔｄｃの可算を行う周期を示す。
こうして、直流端子ＰＮ間に出力される直流電圧Ｖｄｃの電圧値は、微小な調整電圧値Δｄｃと、調整電圧値Δｄｃの可算回数ｎとを乗算した値となる。
Ｖｄｃ［Ｖ］＝Δｄｃ［Ｖ］×可算回数ｎ

このように、第２アーム６の直流電圧指令値Ｖｄｃ−＊を加算周期（Δｔ）毎に増加させるため、第２アーム６の直流電圧指令値Ｖｄｃ−＊は、負極性の定格の直流電圧指令値（−１／２Ｖｄｃ）から正極性の定格の直流電圧指令値（＋１／２Ｖｄｃ）へと漸増する。こうして、零電圧から定格電圧Ｖｄｃへとランプ関数状に漸増する電圧指令値Ｖ＋＊、Ｖ−＊に従うように、直流端子ＰＮ間における直流電圧Ｖｄｃが漸増する。

次に、制御装置５０は、直流電圧Ｖｄｃを検出により得て、この直流電圧Ｖｄｃに基づいて、直流端子ＰＮ間の電圧が定格に到達したか否かの判断を行う（ステップＳ１０）。
ステップＳ１０において、直流電圧Ｖｄｃが定格であると判定された場合は（ステップＳ１０、Ｙｅｓ）、制御装置５０は、運転モードを定常制御へと切り替え、送電を開始する（ステップＳ２）。
なお、直流電圧Ｖｄｃが定格電圧に到達していないと判定された場合は（ステップＳ１０、Ｎｏ）、ステップＳ９に戻り、直流電圧指令値にΔｄｃを可算した後ステップＳ１０に移行させ、定格判定を周期的に繰り返し行う。

本実施の形態では、第２アーム６を構成する変換器セルとして、負極性の電圧を出力可能な第２変換器セル２０を用いている。そのため、上記のような第２アーム６に対する電圧指令値Ｖ−＊が負極性の定格の直流電圧指令値（−１／２Ｖｄｃ）を有していても、この電圧指令値Ｖ−＊に対応した出力が可能である。
また、前述したように、第２変換器セル２０が負極性の電圧を出力可能である条件として、第２変換器セル２０を通過する電流がＮｏ側からＰｏ側に流れる、即ち、相アーム４に負極性電流ｉｎが流れていることが必要となる。以下、相アーム４に負極性電流ｉｎを流すことが可能な理由について図９を用いて説明する。

図９は、本発明の実施の形態１による電力変換器１の再起動制御時において、電力変換器１内に流す負極性電流ｉｎの経路を示す図である。
直流端子Ｐに接続されている直流線路１３Ｐの浮遊インピーダンスＺＰを、リアクトル１３Ｐｌ１、抵抗１３Ｐｒ１、抵抗１３Ｐｒ２、リアクトル１３Ｐｌ２、コンデンサ１３Ｐｃ、直流端子Ｎに接続されている直流線路１３Ｎの浮遊インピーダンスＺＮを、リアクトル１３Ｎｌ１、抵抗１３Ｎｒ１、抵抗１３Ｎｒ２、リアクトル１３Ｎｌ２、コンデンサ１３Ｎｃとして示す。

浮遊容量であるコンデンサ１３Ｐｃ、１３Ｎｃは、直流端子ＰＮ間の短絡時に一旦放電されている。また、前述したように、制御装置５０は再起動制御時において、第２変換器セル２０が負極性の電圧を出力可能、即ち、相アーム４に負極性電流ｉｎが流れる電流経路を確保するように、第２アーム６内のスイッチング素子３２ｓをオン状態とし、スイッチング素子３１ｓ、３４ｓをオフ状態としている。そのため、制御装置５０が直流線路１３Ｐ、１３Ｎに直流電圧を付加すると、図９に示すように、負極性電流ｉｎは、リアクトル１３Ｐｌ１、抵抗１３Ｐｒ１、コンデンサ１３Ｐｃ、接地１３Ｐｇおよび直流線路１３Ｎの接地１３Ｎｇ、コンデンサ１３Ｎｃ、抵抗１３Ｎｒ１、リアクトル１３Ｎｌ１、そして各第２変換器セル２０内のダイオード３３、スイッチ３２を流れる。即ち、各第２アーム６に負極性電流ｉｎ（第２アーム６から第１アーム５の方向）が流れる。こうして、第２変換器セル２０は、再起動制御時において負極性の電圧出力が可能となる。

こうして、制御装置５０は、直流線路１３Ｐ、１３Ｎが有するインピーダンスを利用して、負極性電流ｉｎの流れる経路を確保するように第２変換器セル２０のスイッチング制御を行う。こうして、相アーム４に負極性電流ｉｎを流しつつ漸増する直流電圧を直流線路１３Ｐに出力する。

このようにステップＳ１〜ステップＳ１０を経て、制御装置５０は、直流端子ＰＮ間の短絡を検知すると、運転モードを定常制御から保護制御に切り替える。そして制御装置５０は、第１変換器セル１０および第２変換器セル２０内の全てのスイッチング素子をオフ状態に制御して短絡電流ｉａを抑制する。
そして、制御装置５０は、直流端子ＰＮ間の短絡解消を検知すると、運転モードを保護制御から再起動制御に切り替える。そして制御装置５０は、交流系統に定格出力をした状態で、直流端子ＰＮ間の電圧を零から定格まで、所定の傾きを持ってランプ関数状に立ち上げる。
このように、交流系統と連系した状態で、交流端子７には定常制御時と同様の交流電圧を出力しつつ、直流端子には零から定格までランプ関数状に直流電圧を出力することによって直流電圧を徐々に立ち上げている。そのため、直流線路１３Ｐが過電圧とならず安定した再起動が可能である。

さらに、本実施の形態では、第２アーム６に用いられる、負極性の電圧が出力可能な変換器セルとして、第２直列体３６の上アームにダイオード３３を備えた第２変換器セル２０を用いた。このように、第２変換器セル２０において負極性電流ｉｎが流れる経路となる第２直列体３６の上アームに、スイッチング素子を用いずダイオード３３を用いたことで、スイッチング素子を駆動する際のノイズを低減している。そのため、電力変換器１の再起動制御の開始時において相アーム４を流れる負極性電流ｉｎが小さい場合でも、スイッチング素子のノイズの影響による負極性電流ｉｎの極性変化を抑制することができる。
これにより、第２変換器セル２０内の直流コンデンサの電圧バラツキを抑制することができ、第２変換器セル２０の電圧指令値通りの出力が可能となる。こうして、直流線路１３Ｐの直流電圧Ｖｄｃが、直流電圧指令値Ｖｄｃ＋通りに迅速に立ち上げることが可能になる。

上記のように構成された本実施の形態の電力変換装置１００によると、制御装置５０は、電力変換器１の再起動制御において、相アーム４内のダイオード３３を流れる負極性電流ｉｎの経路を確保するように第２変換器セル２０内のスイッチング素子３１ｓ、３２ｓ、３４ｓを制御する。こうして直流線路１３Ｐ、１３Ｎに電圧が印加され、浮遊インピーダンスＺＰ、ＺＮを介して電力変換器１内の相アーム４に負極性電流ｉｎが流れる。これにより、上下アームの一方にダイオードを用いた変換器セルを電力変換器１に用いることが可能になる。これにより、上下アーム共にスイッチング素子を備える変換器セルに比べて、負極性電流ｉｎが流れる電流経路内におけるスイッチング素子の使用数を低減することができる。そのため、スイッチング素子のスイッチング制御に起因するノイズを低減して、負極性電流ｉｎの極性変化を抑制することにより、電力変換装置１００の電力変換器１を精度よく再起動させることができる。こうして電力変換器１を電圧指令値通りに迅速に立ち上げることが可能になる。
こうして、直流線路１３Ｐ、１３Ｎに迅速に定格の直流電圧Ｖｄｃを印加して、より運転が安定したＨＶＤＣ高圧直流システムの運転が可能になる。

また、上アームにスイッチング素子を用いず、ダイオードとしているため、制御装置５０のスイッチング制御に関する制御負荷を低減することができる。

さらに、第１アーム５にはハーフブリッジ構成の第１変換器セル１０を用い、第２アーム６には第２変換器セル２０を用いた。そして第２アーム６内の第２変換器セル２０のみで短絡電流ｉａの抑制が可能なように、第２変換器セル２０の数、直流コンデンサの容量などを調節している。これにより第１アーム５内の変換器セルには、短絡電流ｉａを抑制する機能を持たせる必要がなくなるため、第１アーム５をハーフブリッジ構成の第１変換器セル１０のみで構成することができる。こうして、電力変換器１に用いる半導体スイッチング素子の数を削減し、装置構成を小型化して低コスト化が可能となる。

なお、上記では、第１アーム５を正側の直流線路１３Ｐに接続される方とし、第２アーム６を負側の直流線路１３Ｎに接続される方として説明した。しかしながらこの構成に限定するものではなく、第１アーム５を負側の直流線路１３Ｎ側に接続し、第２アーム６を正側の直流線路１３Ｐに接続するものでもよい。即ち、正側の直流線路１３Ｐに接続されるアームに逆極性の電圧が出力可能な第２変換器セル２０を用い、負側の直流線路１３Ｎに接続されるアームにハーフブリッジ構成の第１変換器セル１０を用いる構成でもよい。

また、ハーフブリッジ構成の第１変換器セル１０を用いず、第１アーム５、第２アーム６共に全て第２変換器セル２０で構成してもよい。
また、第１アーム５を、第１変換器セル１０と、第２変換器セル２０とを混在させて構成するものでもよい。この場合、短絡電流ｉａを抑制可能な数の第２変換器セル２０が短絡電流ｉａの経路内に存在するように、第１アーム５内に設ける第２変換器セル２０の数を決定すればよい。

また、第２変換器セル２０は、ダイオードを第２直列体３６の上アームに配置した例を示したが、下アームに配置するものでもよい。この場合、第２変換器セル２０の入出力端子Ｐｏ、Ｎｏを入れ換えるものとする。
また、図１で示した電力変換装置１００では、第１アーム５Ｕ、５Ｖ、５Ｗと第２アーム６Ｕ、６Ｖ、６Ｗとの接続点である交流端子７Ｕ、７Ｖ、７Ｗを直接各相交流線に接続することで、三相交流電源９と電力授受を行うものであったが、この構成に限定するものではない。
例えば、第１アーム５と第２アーム６とがトランスの一次巻線を介して直列接続され、トランスの２次巻線を介して各相交流線に接続されて、三相交流電源９と電力授受を行う構成としてもよい。

また、第２アーム６に用いる第２変換器セルとして、以下のような構成の第２変換器セル２０ａを用いてもよい。
図１０は、本実施の形態１による第２変換器セル２０とは異なる構成の第２変換器セル２０ａを示す図である。
図に示すように、第２直列体３６ａの上アームに、ダイオード３７ｄが逆並列に接続されたスイッチング素子３７ｓを備える。このスイッチング素子３７ｓは、ＩＧＢＴやＧＣＴ等の自己消弧形のスイッチング素子から成り、ダイオード３７ｄが逆並列に接続されてスイッチ３７を構成する。

そして、第２変換器セル２０ａは、それぞれの第１直列体３５、３６ａの中間接続点となるスイッチング素子３１ｓ、３２ｓの接続点およびスイッチング素子３７ｓ、３４ｓの接続点それぞれの端子を出力端とする。そして制御装置５０は、スイッチング素子３１ｓ、３２ｓ、３７ｓ、３４ｓをスイッチングさせることにより、この出力端から、直流コンデンサ３９の両端電圧の大きさにほぼ等しい同極性の正電圧と逆極性の負電圧、出力端子が素子で短絡された状態の零電圧を出力する。

このような第２変換器セル２０ａを用いる場合の制御装置５０の制御を説明する。
制御装置５０は、保護制御時においては、第２変換器セル２０ａ内の全てのスイッチング素子３１ｓ、３２ｓ、３７ｓ、３４ｓをオフ状態に制御して、短絡電流ｉａを抑制する。
そして、制御装置５０は、再起動制御時においては、スイッチング素子３７ｓをオフ状態に固定し、負極性電流ｉｎが、還流ダイオード３７ｄ、スイッチ３２を流れる経路を確保する。このようにスイッチング素子３７をオフ状態に固定することで、負極性電流ｉｎが流れる経路内におけるスイッチング素子のスイッチング制御に起因するノイズを低減することができる。

また、制御装置５０は、定常制御時においてもスイッチング素子３７ｓをオフ状態に固定して、スイッチング素子３１ｓ、３２ｓ、３４ｓをスイッチング制御するものでもよい、この場合、スイッチング素子３７ｓは常にオフ固定された状態となるため、定格電流が小さい小型のスイッチング素子３７ｓを用いることができると共に、スイッチング素子３７ｓの劣化を防止することができる。

なお上記では、制御装置５０は、再起動制御の開始時において第２アーム６に対して、定格の交流電圧指令値と、負極性の定格の直流電圧指令値から正極性の定格の直流電圧指令値へと漸増する電圧指令値とを有する電圧指令値Ｖ＋＊を与えている。そして制御装置５０は、再起動制御の開始時において第１アーム５に対しては、定格の交流電圧指令値と、正極性の定格の直流電圧指令値とを与えている。これにより、直流電圧Ｖｄｃは「０Ｖ〜定格電圧Ｖ」の範囲で推移する。
しかしながら直流電圧Ｖｄｃの推移範囲は上記の範囲に限定するものではなく、直流電圧指令値の値を調節することにより、例えば直流電圧Ｖｄｃを定格電圧値より下回る所定の電圧値まで立ち上がらせるという微調節も可能である。

実施の形態２．
以下、本発明の実施の形態２を、上記実施の形態１と異なる箇所を中心に図を用いて説明する。上記実施の形態１と同様の部分は同一符号を付して説明を省略する。
図１１は、実施の形態２による電力変換装置における制御動作を示すフロー図を示す。
実施の形態１に示したステップＳ１〜Ｓ１０までの制御動作は、本実施の形態についても同様のものであり、この内ステップＳ１〜Ｓ８の図示は便宜上省略している。
図１１に示すように、実施の形態１に示したステップＳ９、ステップＳ１０の後段に、新たにステップＳ２１１、ステップＳ２１２、ステップＳ２１３を設けた点が実施の形態１と異なる。

実施の形態１に示したステップＳ１〜ステップＳ１０を経て、制御装置５０は、第２アーム６に対する直流電圧指令値Ｖｄｃ−＊に、微小な直流電圧値である調整電圧値Δｄｃを加算して、直流電圧Ｖｄｃの立ち上げを行う。そして制御装置５０は、直流端子ＰＮ間の直流電圧Ｖｄｃが定格に到達したか否かの判断を行う。
電力変換器１の再起動開始時、相アーム４を流れる電流は小さく、高調波などのノイズにより、常時負極性電流ｉｎが相アーム４に流れない場合がある。つまり、第２アーム６の第２変換器セル２０の負電圧出力が出来ない期間が存在し、電圧指令値通りに出力が出来ずに、電力変換器１内の各直流コンデンサ２９、３９の電圧Ｖｃａｐにバラツキが生じる場合がある。このような場合、直流電圧Ｖｄｃが定格に到達しない場合がある。

そこで制御装置５０は、ステップＳ１０において直流電圧Ｖｄｃが定格電圧に到達しない場合において（ステップＳ１０、Ｎｏ）、電力変換器１内の直流コンデンサ２９、３９の電圧Ｖｃａｐを検出し、電圧Ｖｃａｐが所定の電圧値範囲外となっているかの判定を行う（ステップＳ２１１）。
例えば、電圧Ｖｃａｐが設定された上限値を超過する、または下限値を下回った場合は、直流コンデンサ２９、３９の電圧Ｖｃａｐがアンバランスしたと判定する（Ｓ２１１、Ｙｅｓ）。

直流コンデンサ２９、３９の電圧Ｖｃａｐのアンバランスを検出すると、制御装置５０は、直流電圧指令値演算部５４において、第２アーム６に対する電圧指令値Ｖ−＊に対して、前述の調整電圧値Δｄｃに加えて、微小な調整電圧Δｄｃ２を更に加算する（Ｖｄｃ−＊（ｔ）＝Ｖｄｃ−＊（ｔ−Δｔ）＋Δｄｃ＋Δｄｃ２）（ステップＳ２１２）。

なお、制御装置５０が、直流コンデンサ２９、３９の電圧Ｖｃａｐのアンバランスを検出しない場合は（ステップＳ２１１、Ｎｏ）、ステップＳ９に戻る。

このように、制御装置５０は、直流コンデンサ２９、３９の電圧Ｖｃａｐのアンバランスを検出すると、第２アーム６に対する電圧指令値Ｖ−＊に対して、調整電圧値Δｄｃに加えて微小な調整電圧Δｄｃ２を更に加算する。これにより、直流線路１３Ｐにおける直流電圧Ｖｄｃの漸増速度が、アンバランス検知時の漸増速度よりも早くなり、電力変換器１の再起動に要する時間が短縮される。こうして直流線路１３Ｐの直流電圧Ｖｄｃを早急に立ち上げて負極性電流ｉｎを早急に大きくすることで、負極性電流ｉｎに対するノイズの影響を抑制する。

次に、制御装置５０は、実施の形態１と同様に、直流電圧Ｖｄｃを検出により得て、この直流電圧Ｖｄｃに基づいて、直流端子ＰＮ間の電圧が定格に到達したか否かの判断を行う（ステップＳ２１３）。
直流電圧Ｖｄｃが定格電圧に到達していないと判定された場合は（ステップＳ２１３、Ｎｏ）、ステップＳ２１２に戻り、直流電圧指令値に調整電圧値Δｄｃおよび調整電圧値Δｄｃ２を可算し、定格判定を周期的に繰り返し行う。

上記のように構成された本実施の形態２の電力変換装置によると、上記実施の形態１と同様の効果を奏し、電力変換器１を電圧指令値通りに迅速に立ち上げることが可能になる。
また、直流コンデンサ２９、３９の電圧Ｖｃａｐのアンバランスを検出した場合は、電力変換器１の再起動に要する時間を短縮させて、直流コンデンサ２９、３９の電圧Ｖｃａｐのアンバランスを抑制する。これにより電力変換器１を電圧指令値通りに立ち上げる効果が向上し、安定した再起動が可能となる。

なお、再起動制御において、直流電圧指令値Ｖｄｃ＋に可算する調整電圧値Δｄｃおよび調整電圧値Δｄｃ２の値は、直流線路１３Ｐが過電圧とならない範囲で任意に設定可能である。

実施の形態３．
以下、本発明の実施の形態３を、上記実施の形態１と異なる箇所を中心に図を用いて説明する。上記実施の形態１と同様の部分は同一符号を付して説明を省略する。
図１２は、本発明の実施の形態３による電力変換装置３００の概略構成図である。
図に示すように、直流線路１３Ｐ、１３Ｎ間に、直流線路１３Ｐ、１３Ｎ間のインピーダンスとして静電容量１４を接続している点が実施の形態１と異なる。

実施の形態１では、直流線路１３Ｐ、１３Ｎが有する浮遊インピーダンスＺＰ、ＺＮを用いて、電力変換器１の相アーム４を流れる負極性電流ｉｎを流した。本実施の形態では、負極性電流ｉｎを流すための静電容量１４を直流線路１３Ｐ、１３Ｎ間に接続する。
これにより、負極性電流ｉｎが流れる経路を確実に確保することが可能となる。

上記のように構成された本実施の形態３の電力変換装置によると、上記実施の形態１と同様の効果を奏し、電力変換器１を電圧指令値通りに迅速に立ち上げることが可能になる。
さらに、電力変換器１の再起動制御時における負極性電流ｉｎが流れる経路を確実に確保することで、電圧指令値通りに直流電圧を立ち上げる効果が向上し、安定した再起動が可能となる。

なお、静電容量１４の容量は、再起動制御における直流線路１３Ｐの直流電圧Ｖｄｃの漸増速度に応じて決定するとよい。

実施の形態４．
以下、本発明の実施の形態４を、上記実施の形態１と異なる箇所を中心に図を用いて説明する。上記実施の形態１と同様の部分は同一符号を付して説明を省略する。
図１３は、本発明の実施の形態４による電力変換装置４００の概略構成図である。
図１４は、実施の形態４による電力変換装置における制御動作を示すフロー図を示す。
実施の形態１に示したステップＳ１〜Ｓ１０までの制御動作は、本実施の形態についても同様のものであり、この内ステップＳ１〜Ｓ６の図示は便宜上省略している。

図１３に示すように、直流線路１３Ｐ、１３Ｎ間に、インピーダンスとしての抵抗１５ｒと、開閉器１５ｓとを直列接続した装置１５を接続している。そして、図１４に示すように、実施の形態１に示したステップＳ７とステップＳ８との間に新たにステップＳ４１４を設け、ステップＳ１０の後段に、新たにステップＳ４１５を設けた点が実施の形態１と異なる。
この装置１５は、再起動制御時における負極性電流ｉｎの電流経路として用いるものであり、電力変換器１の定常制御時および保護制御時において用いるものではない。そのため、電力変換器１の定常制御時および保護制御時においては、開閉器１５ｓをオフ状態とし、抵抗１５ｒには電流が流れ込まないものとする。

この装置１５を用いた制御装置５０の制御について、図１４を用いて説明する。
実施の形態１に示したステップＳ１〜ステップＳ７を経て、制御装置５０は、短絡電流ｉａを抑制するための保護制御を行った後に、直流端子ＰＮ間の短絡が解消されたか否かの判定を行う。
次に、制御装置５０は、ステップＳ７において直流端子ＰＮ間での短絡が解消されたと判断されると、装置１５の開閉器１５ｓを閉状態に動作させる（ステップＳ４１４）。

次に、制御装置５０は、実施の形態１のステップＳ８〜ステップＳ１０と同様に、第２アーム６に対する直流電圧指令値Ｖｄｃ−＊に、微小な直流電圧値である調整電圧値Δｄｃを加算して、直流電圧Ｖｄｃの立ち上げを行い、直流端子ＰＮ間の電圧が定格に到達したか否かの判断を行う。
実施の形態１では、直流線路１３Ｐ、１３Ｎが有する浮遊インピーダンスＺＰ、ＺＮを用いて、電力変換器１の相アーム４を流れる負極性電流ｉｎを流した。本実施の形態では、再起動制御において開閉器１５ｓを閉状態にすることで、抵抗１５ｒを介して負極性電流ｉｎを流す。

ステップＳ１０において、制御装置５０が、直流端子ＰＮ間の電圧が定格電圧値範囲内に到達したと判定した場合は、装置１５の開閉器１５ｓを開状態に動作させ（ステップＳ４１５）、運転モードを定常制御へと切り替え、送電を開始する。

上記のように構成された本実施の形態４の電力変換装置によると、上記実施の形態１と同様の効果を奏し、電力変換器１を電圧指令値通りに迅速に立ち上げることが可能になる。
さらに、電力変換器１の再起動制御時における負極性電流ｉｎが流れる経路を、装置１５を設けることにより確実に確保することで、直流電圧を電圧指令値通りに立ち上げる効果が向上し、安定した再起動が可能となる。

なお、装置１５の構成例について、抵抗１５ｒを用いたが、リアクトルやコンデンサなどの他のインピーダンスを用いてもよい。
また、抵抗１５ｒの抵抗値は、再起動制御における直流線路１３Ｐの直流電圧Ｖｄｃの漸増速度に応じて決定してもよい。

実施の形態５．
図１５は、この発明の実施の形態５による電力変換装置を複数個用いて構成した３端子ＨＶＤＣシステム５７０の概略構成図である。
図において、実施の形態１に示した電力変換装置１００を１００Ａ、１００Ｂ、１００Ｃとして示している。
図に示すように電力システムとしての３端子ＨＶＤＣシステム５７０は、電力変換装置１００Ａ、１００Ｂ、１００Ｃの各交流側がそれぞれ三相交流電源９Ａ、９Ｂ、９Ｃに接続されている。そして電力変換装置１００Ａ、１００Ｂ、１００Ｃの各直流側の直流端子ＰＮが、直流線路１３ＰＡ、１３ＮＡ、１３ＰＢ、１３ＮＢ、１３ＰＣ、１３ＮＣを介して互いに接続されている。
以下このような構成の３端子構成のＨＶＤＣシステムにおいて、直流線路が短絡した後の、各電力変換装置１００Ａ、１００Ｂ、１００Ｃの再起動制御について説明する。

例えば、電力変換装置１００Ａ側の直流線路１３ＰＡ、１３ＮＡで短絡が発生したとして説明する。
電力変換装置１００Ａ、１００Ｂ、１００Ｃは、短絡を検出するとそれぞれ運転モードを定常制御から保護制御に切り替える。
電力変換装置１００Ａは、短絡解消を検知すると、電力変換装置１００Ａの運転モードを、保護制御から再起動制御に切り替えて、三相交流電源９Ａに定格出力した状態で、直流端子の電圧を零から定格までランプ関数状に立ち上げる。その後、電力変換装置１００Ｂ、１００Ｃが順次起動し、送電を開始する。

なお、各電力変換装置１００Ａ、１００Ｂ、１００Ｃは、保護制御時に三相交流電源９Ａ、９Ｂ、９Ｃに対して無効電力を供給するＳＴＡＴＣＯＭとして、動作することも可能である。
また、多端子ＨＶＤＣシステムの構成例について、本実施の形態では３端子ＨＶＤＣシステムの構成例を示したが、直流端子数は４端子以上でもよく、直流線路の端子数、接続方法は図１５に示したものに限定するものではない。

実施の形態６．
図１６は、この発明の実施の形態６による電力変換装置を２台用いて構成した２端子ＨＶＤＣシステム６７０の概略構成図である。
電力変換システムとしての２端子ＨＶＤＣシステム６７０は、電力変換装置６００Ａと、電力変換装置６００Ｂと、監視装置１７とを備える。
電力変換装置６００Ａは、直流側の直流端子Ｐ、Ｎに接続される第２開閉器１６ＰＡ、１６ＮＡを備える。同様に、電力変換装置６００Ｂは、直流側の直流端子Ｐ、Ｎに接続される第２開閉器１６ＰＢ、１６ＮＢを備える。

図に示すように、電力変換装置６００Ａの直流端子Ｐ、Ｎが、第２開閉器１６ＰＡ、１６ＮＡを介して直流線路１３Ｐ、１３Ｎに接続される。また、電力変換装置６００Ｂの直流端子Ｐ、Ｎが、第２開閉器１６ＰＢ、１６ＮＢを介して直流線路１３Ｐ、１３Ｎに接続される。
また、電力変換装置６００Ａの交流側が三相交流電源９Ａに接続され、電力変換装置６００Ｂの交流側が９Ｂに接続される。

監視装置１７は、直流線路１３Ｐ、１３Ｎの電圧あるいは電流、電力変換装置６００Ａ、６００Ｂの運転状態、第２開閉器１６ＰＡ、１６ＮＡ、１６ＰＢ、１６ＮＢの開閉状態、の監視を常時行うものである。監視装置１７によるこれらの監視情報は、電力変換装置６００Ａ、６００Ｂに常時送信される。

以下、このような構成の２端子構成のＨＶＤＣシステム６７０において、直流線路が短絡した後の、電力変換装置６００Ａ、６００Ｂの再起動制御について説明する。
例えば、電力変換装置６００Ａが備える第２開閉器１６ＰＡと第２開閉器１６ＮＡとの間、直流線路１３Ｐと直流線路１３Ｎとの間、で短絡が発生したとして説明する。

第２開閉器１６ＰＡと第２開閉器１６ＮＡとの間、直流線路１３Ｐと直流線路１３Ｎとの間で短絡が発生すると、電力変換装置６００Ａ、６００Ｂの制御装置５０Ａ、５０Ｂはこの短絡を検知して、それぞれ運転モードを定常制御から保護制御に切り替える。また同時に制御装置５０Ａ、５０Ｂは、開閉器１６ＰＡ、１６ＮＡ、１６ＰＢ、１６ＮＢを開状態に動作させ、電力変換装置６００Ａ、６００Ｂを短絡した経路から切り離す。

なお、制御装置５０Ａ、５０Ｂによる短絡発生の検知は、実施の形態１に示したように直流電流Ｉｄｃの値に基づいて短絡を検知するものでもよい。あるいは、制御装置５０Ａ、５０Ｂが、監視装置１７により送信される直流線路１３Ｐ、１３Ｎの電圧あるいは電流の監視情報に基づいて短絡を検知するものでもよい。

第２開閉器１６ＰＡと第２開閉器１６ＮＡとの間、直流線路１３Ｐと直流線路１３Ｎとの間の短絡が解消されたとする。
電力変換装置６００Ａの制御装置５０Ａは、監視装置１７から送信された直流線路１３Ｐ、１３Ｎの電圧あるいは電流の監視情報に基づきこの短絡解消を検知すると、第２開閉器１６ＰＡ、１６ＮＡを閉状態に動作させる。一方、電力変換装置６００Ｂの制御装置５０Ｂは、第２開閉器１６ＰＢ、１６ＮＢの開状態を継続させる。

次に電力変換装置６００Ａの制御装置５０Ａは、監視装置１７から送信された、電力変換装置６００Ｂが備える第２開閉器１６ＰＢ、１６ＮＢの開閉状態の監視情報に基づき、第２開閉器１６ＰＢ、１６ＮＢが開状態であることを判定する。そして電力変換装置６００Ａの制御装置５０Ａは、この判定の後に電力変換装置６００Ａの電力変換器１の運転モードを保護制御から再起動制御に切り替える。

そして、電力変換装置６００Ａの制御装置５０Ａは、直流線路１３Ｐ、１３Ｎが有するインピーダンスを利用して、電力変換装置６００Ａの電力変換器１の相アーム４に負極性電流ｉｎを流し、直流端子Ｐ、Ｎ間の電圧を零から定格までランプ関数状に立ち上げる。
電力変換装置６００Ａが上記のように再起動制御を行っている間は、電力変換装置６００Ｂは保護制御を継続した状態である。

次に電力変換装置６００Ｂの制御装置５０Ｂは、監視装置１７から送信された電力変換装置６００Ａの運転状態の監視情報と、直流線路１３Ｐ、１３Ｎの電圧あるいは電流の監視情報とに基づき、短絡が解消され、且つ電力変換装置６００Ａが再起動したことを検知する。そして電力変換装置６００Ｂの制御装置５０Ｂは、電力変換装置６００Ｂの電力変換器１の運転モードを再起動制御に切り替え、第２開閉器１６ＰＢ、１６ＮＢを閉状態に動作させる。

なお、上記では、電力変換装置６００Ａ、６００Ｂは、直流線路１３Ｐ、１３Ｎの電圧あるいは電流、電力変換装置６００Ａ、６００Ｂの運転状態、第２開閉器１６ＰＡ、１６ＮＡ、１６ＰＢ、１６ＮＢの開閉状態、を監視装置１７により得ていた。しかしながらこの構成に限定するものではない。例えば、電力変換装置６００Ａが第２開閉器１６ＰＡ、１６ＮＡにより第２直流線路１３Ｐ、１３Ｎから切り離された後においても、第２直流線路１３Ｐ、１３Ｎの電圧あるいは電流を監視可能なセンサを備える構成としてもよい。
また、電力変換装置６００Ａ、６００Ｂの運転状態の情報を互いに伝達する構成例として、運転状態の送受信部を電力変換装置６００Ａ、６００Ｂがそれぞれ備えてもよい。

また上記では、電力変換装置６００Ａの再起動制御を行った後に電力変換装置６００Ｂの再起動制御を行った。複数の電力変換装置の内、再起動制御を優先して行う電力変換装置の選択は任意に設定可能であるとし、設定した情報を各電力変換装置の制御装置に記憶させておくとよい。

上記のように構成した本実施の形態６の電力変換システムによると、電力変換装置６００Ａの制御装置５０Ａは、電力変換装置６００Ｂが備える第２開閉器１６ＰＢ、１６ＮＢが開状態にあることを判定した後に、再起動制御を行う。そのため、電力変換装置６００Ａの再起動制御中は、電力変換装置６００Ｂは開閉器１６ＰＢ、１６ＮＢにより直流線路１３Ｐ、１６Ｎから切り離されている。これにより、電力変換装置６００Ａが再起動制御を行う際に電力変換装置６００Ｂへ電流が流れ込まなくなり、電力変換装置６００Ａの安定した再起動制御が可能となる。

なお、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。

Claims (15)

1. 各相の第１アームと第２アームとがそれぞれ直列接続される複数の相アームを正負の直流線路間に並列接続して備え、三相交流と直流との間で電力変換を行う電力変換器と、
   前記第１アーム、前記第２アームに対する電圧指令値をそれぞれ生成して、前記電圧指令値に基づいて前記電力変換器を駆動制御する制御装置とを備えた電力変換装置において、
   前記第１アーム、前記第２アームのそれぞれは、
   上下アーム共に半導体スイッチング素子を有する第１直列体と、該第１直列体に並列接続された直流コンデンサとから成る変換器セルにより構成され、
   前記第２アーム内の前記変換器セルは、前記直流コンデンサと、前記第１直列体と、上下アームの一方に半導体スイッチング素子を有し、他方にダイオードを有する第２直列体とを並列接続して成り、前記直流コンデンサの両端電圧の大きさに対応する正負の極性の電圧を出力する第２変換器セルであり、
   前記制御装置は、
   前記直流線路間の短絡を検出すると、前記電力変換器内の前記半導体スイッチング素子をオフ状態にする保護制御を行い、
   前記直流線路間の短絡の解消を検知すると、前記ダイオードを流れる負極性電流を前記相アームに流す電圧指令値を、前記第１アームおよび前記第２アーム内の前記変換器セルに対して与えて前記電力変換器の再起動制御を行う、
   電力変換装置。
2. 前記制御装置は、前記再起動制御において、
   前記第１アーム内の前記変換器セルに対し、正極性の直流電圧指令値を有する電圧指令値を与えると共に、前記第２アーム内の前記第２変換器セルに対し、負極性から正極性に漸増する直流電圧指令値を有する電圧指令値を与えて、前記直流線路が有するインピーダンスを用いて前記相アームに、前記ダイオードを流れる前記負極性電流を流しつつ、漸増する直流電圧を前記直流線路に出力する、
   請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記第２直列体は、前記ダイオードが並列接続された半導体スイッチング素子を前記他方に有するものであり、
   前記制御装置は、前記再起動制御において、
   前記第２直列体における前記他方の前記半導体スイッチング素子をオフ状態に固定する、
   請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記制御装置は、前記再起動制御において、
   前記直流線路間の短絡の解消を検知すると、前記第１アーム内の前記変換器セルに対し、定格の交流電圧指令値および正極性の定格の直流電圧指令値を有する電圧指令値を与えると共に、前記第２アーム内の前記第２変換器セルに対し、定格の交流電圧指令値および負極性の定格の直流電圧指令値から正極性の定格の直流電圧指令値まで漸増する直流電圧指令値を有する電圧指令値を与える、
   請求項２または請求項３に記載の電力変換装置。
5. 前記制御装置は、前記再起動制御において、
   前記第２変換器セル内の前記直流コンデンサの電圧が、所定の電圧値範囲外となったことを検知すると、前記直流線路における直流電圧の漸増速度が該検知時より早くなるように、前記第２アーム内の前記第２変換器セルに対する電圧指令値を調整する、
   請求項２または請求項４に記載の電力変換装置。
6. 前記インピーダンスは、前記直流線路と接地との間の浮遊インピーダンスである、
   請求項２に記載の電力変換装置。
7. 正負の前記直流線路間に、前記インピーダンスとして静電容量を備え、
   前記制御装置は、前記再起動制御において、
   前記静電容量を介して前記相アームに前記負極性電流を流す、
   請求項２または請求項６に記載の電力変換装置。
8. 正負の前記直流線路間に、前記インピーダンスとしての抵抗と、該抵抗に直列接続された第１開閉器とを備え、
   前記制御装置は、前記直流線路間の短絡の解消を検知すると、
   前記第１開閉器を閉状態に動作させた後に前記再起動制御を行い、
   前記直流線路の電圧が定格電圧値範囲内に達した後に、前記第１開閉器を開状態に動作させる、
   請求項２、請求項６、請求項７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
9. 前記第１アーム内の前記変換器セルは、全て前記直流コンデンサと前記第１直列体とが並列接続されたハーフブリッジ構成の第１変換器セルである、
   請求項１から請求項８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
10. 前記第１アーム内の前記変換器セルは、全て前記第２変換器セルである、
    請求項１から請求項８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
11. 前記第１アームは、前記直流コンデンサと前記第１直列体とが並列接続されたハーフブリッジ構成の第１変換器セルと、前記第２変換器セルとで構成された、
    請求項１から請求項８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
12. 前記直流線路間が短絡した際における前記電力変換器の短絡電流経路内に接続される前記各第２変換器セルの前記直流コンデンサの充電電圧の総和が、前記電力変換器の交流線間の電圧より高い、
    請求項１から請求項１１のいずれか１項に記載の電力変換装置。
13. 前記制御装置は、前記電力変換器の定常制御において、
    前記第２直列体における前記他方の前記半導体スイッチング素子をオフ状態に固定する、
    請求項３に記載の電力変換装置。
14. 請求項１から請求項１３のいずれか１項に記載の電力変換装置を複数個備え、各前記電力変換装置の前記電力変換器における前記直流線路が互いに接続される電力システム。
15. 前記複数の電力変換装置は、
    前記電力変換器の直流側の直流端子に接続される第２開閉器をそれぞれ備え、該第２開閉器を介してそれぞれ前記直流線路に接続され、
    前記直流線路間の短絡を検出すると、それぞれの前記第２開閉器を開状態に動作させると共に前記保護制御を行い、
    前記直流線路間の短絡の解消を検知すると、前記複数の電力変換装置の内、所定の前記電力変換装置が、該電力変換装置が備える前記第２開閉器を閉状態に動作させると共に、その他の前記電力変換装置が備える前記第２開閉器が開状態であることを判定した後に、前記再起動制御を行う、
    請求項１４に記載の電力システム。

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