JPWO2017158725A1

JPWO2017158725A1 - 対数尤度比算出回路、受信装置および対数尤度比算出方法

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Publication number: JPWO2017158725A1
Application number: JP2018505109A
Authority: JP
Inventors: 西本　浩; 浩西本
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2016-03-15
Filing date: 2016-03-15
Publication date: 2019-01-17
Also published as: EP3432496A1; US20190081846A1; CN108781129A; WO2017158725A1; EP3432496A4

Abstract

ＬＬＲ算出部は、モジュロ演算後の受信信号が、モジュロ演算における境界値に基づいて定まる複数の範囲のうちのどの範囲内であるかを検出する範囲検出部（２１１）と、範囲検出部（２１１）による検出結果に基づいて、モジュロ演算後の受信信号の直交位相振幅変調における最上位ビットの対数尤度比の計算に用いる係数を決定する係数決定部（２１２）と、モジュロ演算後の受信信号および係数を用いて最上位ビットの対数尤度比を計算するＬＬＲ計算部（２１３）と、を備える。

Description

本発明は、ディジタル通信システムにおける対数尤度比算出回路、受信装置および対数尤度比算出方法に関する。

ディジタル通信において、受信信号に加わる干渉信号が既知であるまたは推測可能である場合、送信側でＤＰＣ（Dirty Paper Coding）と呼ばれる非線形事前処理技術を適用することで、干渉信号が無い場合と同等の信号伝送を実現できる。ＤＰＣの理論は非特許文献１にて開示されている。

ＤＰＣは理論的に優れた性能を達成するが、送信側で送信信号から干渉信号を予め減算する処理を行うため、減算後の送信信号は振幅が増大するという問題がある。一方、非特許文献２および非特許文献３では、ｍｏｄｕｌｏ（モジュロ）演算と呼ばれる非線形演算を送信信号に適用することで波形整形を行う技術が開示されている。当該演算を干渉減算後の送信信号に適用したＤＰＣはＴＨＰ（Tomlinson-Harashima Precoding）と呼ばれている。

一般に、ｍｏｄｕｌｏ演算は、複素数信号の実部と虚部のそれぞれに適用し、信号を一定の複素領域内に収めるために用いられる。一定の複素領域を定めるためにｍｏｄｕｌｏ境界値と呼ばれる境界値が用いられる。

送信側でＴＨＰが施された場合、受信側で正しく信号点を検出するためには、送信側で適用したｍｏｄｕｌｏ演算と同一のｍｏｄｕｌｏ演算が受信側でも必要となる。受信装置で軟判定誤り訂正復号を行うためにはビット毎のＬＬＲ（Log-Likelihood Ratio：対数尤度比）を求める必要がある。ＬＬＲは軟判定値、軟入力値またはビット尤度とも呼ばれる。ＬＬＲの算出方法としては、非特許文献４に開示されているように、対象となるビットが０である信号点候補のうち受信信号とのユークリッド距離が最小となる信号点（以降、受信信号とのユークリッド距離が最小となる信号点候補を最尤信号点と呼ぶ）と、ビットが１である信号点候補から検索した最尤信号点とについて、それぞれ受信信号とのユークリッド距離の二乗を求め、ユークリッド距離の二乗間の差を取った値をＬＬＲとする方法が挙げられる。この方法を理論解析すると、非特許文献５に開示されているように、受信信号の範囲に応じて数式表現することができ、受信信号の値から一意にＬＬＲを算出できる。

一方、ｍｏｄｕｌｏ演算を適用する場合のＬＬＲの算出方法については、例えば非特許文献６において、ｍｏｄｕｌｏ境界を繰返し基準として信号点空間を拡張した上で、ｍｏｄｕｌｏ演算を適用する前の信号点候補を仮定し、拡張した信号点空間における信号点候補に対して非特許文献４と同様にＬＬＲを求める手法が開示されている。また、非特許文献７では、特定のｍｏｄｕｌｏ境界値の場合について、非特許文献５と同様に受信信号の値から一意にＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation：直交位相振幅変調）変調信号のＬＬＲを算出する数式表現が導出されている。

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しかしながら、非特許文献６に開示されている技術は、任意のｍｏｄｕｌｏ境界値に対応可能であるものの、ｍｏｄｕｌｏ境界を基準として拡張した信号点候補の中から最尤信号点を探索する必要があり、ｍｏｄｕｌｏ演算を行わない場合に比べて探索に要する演算量およびハードウェア規模が増加するという課題がある。

また、非特許文献７に開示されている技術は、ｍｏｄｕｌｏ演算を行う場合でも簡易にＱＡＭ変調信号のＬＬＲを算出できるが、特定のｍｏｄｕｌｏ境界値τの場合についてＬＬＲ算出式が導出されており、任意のｍｏｄｕｌｏ境界値に対応できないという課題がある。ｍｏｄｕｌｏ境界値は小さい値であるほど通信品質は劣化するものの送信信号の振幅増大を抑えることができるため、通信装置の設計自由度を向上させるために、任意のｍｏｄｕｌｏ境界値に対応した簡易なＬＬＲ算出法が望まれる。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、ｍｏｄｕｌｏ演算を行う受信装置において、演算量およびハードウェア規模を抑制して、任意のｍｏｄｕｌｏ境界値に対応した対数尤度比を算出することができる対数尤度比算出回路を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかる対数尤度比算出回路は、モジュロ演算後の受信信号が、モジュロ演算における境界値に基づいて定まる複数の範囲のうちのどの範囲内であるかを検出する範囲検出部と、範囲検出部による検出結果に基づいて、モジュロ演算後の受信信号の直交位相振幅変調における最上位ビットの対数尤度比の計算に用いる係数を決定する係数決定部と、を備える。また、本発明にかかる対数尤度比算出回路は、モジュロ演算後の受信信号および決定された係数を用いて最上位ビットの対数尤度比を計算する計算部、を備える。

本発明にかかる対数尤度比算出回路は、ｍｏｄｕｌｏ演算を行う受信装置において、演算量およびハードウェア規模を抑制して、任意のｍｏｄｕｌｏ境界値に対応した対数尤度比を算出することができるという効果を奏する。

実施の形態１にかかる通信システムの構成例を示す図 τ＝１とした場合のｍｏｄｕｌｏ演算の入出力特性の一例を示す図ＴＨＰにおけるｍｏｄｕｌｏ演算前の信号点の一例を示す図ＴＨＰにおけるｍｏｄｕｌｏ演算後の信号点の一例を示す図Ｉ軸に対応する３ビットの信号点候補を示す図ｍｏｄｕｌｏ演算を行わない場合の対象ビット毎の乗算係数と加算値を示す図信号点空間を拡張した場合のｍｏｄｕｌｏ演算前後の信号点候補の一例を示す図実施の形態１のＬＬＲ算出部の構成例を示す図実施の形態１のｂ₀用ＬＬＲ算出部の構成例を示す図実施の形態１のｂ₁用ＬＬＲ算出部の構成例を示す図６４ＱＡＭ変調におけるｍｏｄｕｌｏ演算適用時のＩ軸上の信号候補点例を示す図実施の形態１の範囲検出部および係数決定部に設定される設定値の一例を示す図実施の形態１の処理回路を示す図実施の形態１の制御回路の構成例を示す図

以下に、本発明の実施の形態にかかる対数尤度比算出回路、受信装置および対数尤度比算出方法を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１にかかる通信システムの構成例を示す図である。図１に示すように、本実施の形態の通信システムは、送信装置１０および受信装置２０を備える。送信装置１０から送信される信号は伝送路３０を介して受信装置２０により受信される。受信装置２０により受信される信号には、一般に、伝送路３０において、干渉すなわち干渉信号、および雑音が付加される。

図１に示すように、送信装置１０は、誤り訂正符号化部１１、ＱＡＭ変調部１２、干渉減算部１３およびｍｏｄｕｌｏ（モジュロ）演算部１４を備える。誤り訂正符号化部１１は、送信する情報である送信ビットを誤り訂正符号化する。誤り訂正符号としてはどのような符号を用いてもよいが、例えば、畳込み符号、ターボ符号、ＬＤＰＣ（Low Density Parity Check）符号、またはＲＳ（Reed Solomon）符号を用いることができる。本実施の形態では、後述するように受信装置２０において軟判定復号を行うことを前提としているが、復号において軟判定を行えればよく、誤り訂正符号化において用いる誤り訂正符号に制約はない。

ＱＡＭ変調部１２は、誤り訂正符号化された信号をＱＡＭ変調する。干渉減算部１３は、ＱＡＭ変調された信号から干渉信号を減算する。干渉減算部１３が実施する処理は、ＤＰＣと呼ばれる処理である。本実施の形態では、伝送路３０における干渉信号が既知であるまたは推測可能であるとし、干渉減算部１３は、既知の干渉信号または推測されて干渉信号を除去する。推測されて干渉信号を用いる場合の干渉信号の推測方法についてはどのような方法を用いてもよい。具体的な推測方法として、例えば干渉信号が定期的に発生する固定信号系列であれば、受信装置で干渉信号を検出し、受信装置から送信装置に別の回線を用いて干渉信号情報を通知することで、送信装置でも推測可能である。また、送信装置が干渉源の送信局と連携できる場合は、当該送信局から干渉となる対象信号を事前に通知してもらうことで、送信装置でも推測可能である。

ｍｏｄｕｌｏ演算部１４は、干渉減算部１３による処理後の信号に対して、ｍｏｄｕｌｏ演算を実施する。干渉減算部１３およびｍｏｄｕｌｏ演算部１４により行われる処理は、ＴＨＰと呼ばれる処理である。ｍｏｄｕｌｏ演算部１４によるｍｏｄｕｌｏ演算が施された信号は、送信信号として伝送路３０へ送出される。送信信号は無線信号であってもよいし、有線により伝送される信号であってもよい。

図１に示すように、受信装置２０は、検波部４、ｍｏｄｕｌｏ演算部３、ＬＬＲ算出部２および誤り訂正復号部１を備える。検波部４は、伝送路３０を介して送信装置１０から受信した信号に対して検波処理として、同期処理および伝送路変動補償処理を行う。具体的な同期処理として、例えば受信信号系列に相関演算を施しタイミング検出を行うことが挙げられるが、この限りでは無く、どのような同期処理を行っても良い。また、具体的な伝送路変動補償処理として、例えば送受信間の伝送路値を推定し、その値の複素共役を受信信号系列に乗ずることで伝送路変動により回転した検波軸を正しく補正することが挙げられるが、この限りでは無く、どのような伝送路変動補償処理を行っても良い。ｍｏｄｕｌｏ演算部３は、検波処理後の複素信号に対してＩ／Ｑ分離を行い、Ｉ／Ｑそれぞれの実数信号に対してｍｏｄｕｌｏ演算を実施する。対数尤度比算出回路であるＬＬＲ算出部２は、ｍｏｄｕｌｏ演算後の実数信号を用いてＬＬＲを算出する。誤り訂正復号部１は、ＬＬＲを用いて軟判定誤り訂正復号を行い、送信ビットの推定値を算出する。

ここで、ｍｏｄｕｌｏ演算およびＴＨＰについて説明する。以下の式（１）に示した演算子を、ａを超えない最大の整数を与える演算子とする。ｘをｍｏｄｕｌｏ演算への入力信号とし、ｙをｍｏｄｕｌｏ演算の出力信号とし、τをｍｏｄｕｌｏ境界値とし、ｘおよびｙを実数とするとき、ｍｏｄｕｌｏ演算は、以下の式（２）により表すことができる。式（２）では、ｍｏｄｕｌｏ演算の入出力を実数としている。

ｍｏｄｕｌｏ演算は、入力信号を一定の範囲内の信号に収める演算であり、この範囲を定める値がｍｏｄｕｌｏ境界値である。ｍｏｄｕｌｏ演算適用後の信号は［−τ，＋τ］の範囲に限定され、２×τはｍｏｄｕｌｏ幅とも呼ばれる。図２は、τ＝１とした場合のｍｏｄｕｌｏ演算の入出力特性の一例を示す図である。τ＝１のとき、入力信号ｘに対し、出力信号ｙは［−１，＋１］の範囲となるよう±１を境界に範囲制限された値として出力される。

送信装置１０が実施するＴＨＰにおけるｍｏｄｕｌｏ演算は、変調により生成された複素信号から干渉信号を除去して得られる信号を、一定範囲に収めるために用いられる。図３および図４は、ＴＨＰにおけるｍｏｄｕｌｏ演算前後の信号点の一例を示す図である。図３は、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）変調された信号から干渉信号を除去した場合の信号点の例を示している。図４は、図３に示した信号にｍｏｄｕｌｏ演算を適用した場合の信号点の一例を示す図である。ここで、図３および図４の例では、ＱＰＳＫの原信号を（±１／√（２），±１／√（２）)とし、ｍｏｄｕｌｏ境界値τを１．２２５としている。

以下、本実施の形態の動作について説明する。本実施の形態の受信装置２０は、送信装置１０において上述のようにＴＨＰが施された信号を受信する。なお、図３および図４の例ではｍｏｄｕｌｏ演算の説明のため、ＱＰＳＫ変調を例に説明したが、本実施の形態の構成および動作は、任意のＧｒａｙ符号化されたＭ−ＱＡＭ変調（Ｍ＝２^2m、ｍは正の整数）（多値数Ｍの直交位相振幅変調）に適用可能である。以下の説明では、一例として６４ＱＡＭ変調（Ｍ＝６４、ｍ＝３の場合）を取り上げる。

実数（Ｉ）と虚数（Ｑ）とで独立に２ｍビットがマッピングされた２^2m-ＱＡＭ変調はＩ軸とＱ軸にｍビットずつ分解して考えることができる。まず、ここでは６４ＱＡＭ変調信号のうちＩ軸に対応する３ビットｂ₀，ｂ₁，ｂ₂に対応する８点を考える。図５は、Ｉ軸に対応する３ビットの信号点候補を示す図である。図５に示すように、Ｉ軸上の信号点候補は、−２^m＋１，−２^m＋３，…，２^m−３，２^m−１、すなわち−７，−５，−３，−１，＋１，＋３，＋５，＋７の８点が存在し、それぞれの点に３ビットｂ₀，ｂ₁，ｂ₂の各値を図６に示すように割当てる。すなわち、例えば、−７の信号点候補は、ｂ₀＝０，ｂ₁＝１，ｂ₂＝０に割当てられる。

ｂ₀，ｂ₁，ｂ₂の３ビットのうち、ｂ₀はＩ軸上の正負で区別されるビットであり、ＭＳＢ（Most Significant Bit：最上位ビット）と定義する。なお、説明は割愛するが、Ｑ軸についても同様であり、Ｑ軸に対応する３ビットをｂ₃，ｂ₄，ｂ₅とすると、それぞれＩ軸に対応する３ビットｂ₀，ｂ₁，ｂ₂と同様に信号点候補を定めることができる。Ｑ軸におけるＭＳＢはｂ₃である。また、受信信号が平均電力１となるような信号スケールである場合は、√(２×(Ｍ−１)／３)を受信信号に乗算することにより、−２^m＋１，−２^m＋３，…，２^m−３，２^m−１の信号点候補と同一のスケールとなるよう補正する。６４ＱＡＭの場合は、ｍ＝３すなわちＭ＝６４であるから√(４２)を受信信号に乗算する。

本実施の形態におけるｍｏｄｕｌｏ境界値τは、ＱＡＭ変調信号の最外郭点を包含するような値であるものとする。すなわち、２^m−１＜τであるとする。

受信装置２０は、軟判定誤り訂正復号を行う場合、ＬＬＲを算出する必要がある。本実施の形態のＬＬＲ算出方法を説明する前に、まず、ｍｏｄｕｌｏ演算を適用しない場合のＱＡＭ変調信号に対するＬＬＲ算出法、すなわち非特許文献４、５に開示されている技術を説明する。

ビットｂ_i（ｉ＝０，１，２）のＬＬＲは以下の式（３）で定義される。

式（３）に示したλ_bi（ｙ_c）は、受信複素信号ｙ_cが与えられたときのビットｂ_iのＬＬＲであり、σ²は雑音電力、ｄ_bi=a（ｙ）はｂ_i＝ａ（ａ＝０、１）である最尤信号点と信号ｙとのユークリッド距離、Ｓ_bi=aはｂ_i＝ａとなる信号点候補の集合である。ここで、１／（２σ²）は固定係数であるため、この固定係数を省略したＬＬＲであるλ（バー）_bi（ｙ_c）を以下の式（４）で定義する。以降、ＬＬＲは式（４）の定義式に従って議論することとする。

式（４）より、ＱＡＭ変調信号のＬＬＲは、対象となるビットｂ_iが０である最尤信号点と、ビットｂ_iが１である最尤信号点とについて、それぞれ受信複素信号ｙ_cとのユークリッド距離の二乗を求め、その差を取った値として求められる。これが非特許文献４に開示されているＬＬＲ算出の原理である。

受信複素信号ｙ_cはＩ／Ｑ独立であるため、これをＩ／Ｑの２つの実数信号に分け、式（４）について、具体的な最尤信号点を当てはめて解くと、Ｉ軸に対応する受信実数信号ｙの範囲で場合分けすることにより、式（４）を受信信号ｙの一次式として表現することができる。例えば、６４ＱＡＭのＩ軸上の３ビットｂ₀，ｂ₁およびｂ₂に対するＬＬＲであるλ（バー）_b0（ｙ）（Ｌ（ｙ）），λ（バー）_b1（ｙ）およびλ（バー）_b2（ｙ）の理論式は、それぞれ次の式（５），式（６）および式（７）で表現することができる。

ここで、sign（ｙ）は受信信号ｙの符号すなわち正負符号を意味しており、ｙ≧０のときsign（ｙ）＝＋１であり、ｙ＜０のときsign（ｙ）＝−１である。式（５），式（６）および式（７）から明らかなように、ＬＬＲは、受信信号ｙの範囲で場合分けし、該当する範囲に応じた乗算係数および加算値を決定し、決定した乗算係数および加算値を受信信号ｙに適用することで算出できる。これが非特許文献５に開示されているＬＬＲ算出方法の数式表現である。

式（５），式（６）および式（７）より、ＱＡＭ変調信号のＬＬＲは、受信信号ｙの範囲で場合分けすることで、次の式（８）のように一般化して表現することができる。なお、ｉ＝０，１，２であり、α_i（ｙ）およびβ_i（ｙ）は、ｂ_iに対応する乗算係数および加算値である。

ここで、式（８）における、受信信号ｙに乗算する乗算係数であるα_i（ｙ）と受信信号ｙに加算する加算値であるβ_i（ｙ）とは、受信信号ｙの符号および範囲で決定される値である。したがって、対象ビット毎の乗算係数α_i（ｙ）と加算値β_i（ｙ）とは図６に示す表にまとめることができる。図６は、ｍｏｄｕｌｏ演算を行わない場合の対象ビット毎の乗算係数と加算値を示す図である。

しかしながら、非特許文献５に記載の手法では、ｍｏｄｕｌｏ演算を適用した場合には、ＭＳＢのＬＬＲを、式（５）により正確に求めることができないという課題がある。また、非特許文献７にはｍｏｄｕｌｏ演算適用時のＬＬＲ算出式が開示されているが、特定のｍｏｄｕｌｏ境界値τ＝２^mの場合、例えば上記の６４ＱＡＭ変調信号点の例ではτ＝８の場合のＬＬＲ算出式が導出されており、任意のｍｏｄｕｌｏ境界値に対応できないという課題がある。

また、非特許文献６には、ｍｏｄｕｌｏ境界を繰返し基準として信号点空間を拡張する手法が記載されている。図７は、信号点空間を拡張した場合のｍｏｄｕｌｏ演算前後の信号点候補の一例を示す図である。図７の例では、１６ＱＡＭ変調信号における拡張信号点候補のイメージを例示している。図７の中央に太線で囲んだ範囲５００が拡張前の１６ＱＡＭ変調信号における信号点空間を示し、この範囲５００の中に１６個の信号点の候補が含まれている。

図７に示した範囲５０１は、拡張された信号点空間を示し、拡張された信号点空間には、１６×９個の拡張信号点候補が存在している。図７において三角で示した信号点に対して、ｍｏｄｕｌｏ演算を行うと、図７においてクロスで示した点となる。非特許文献６に記載の方法では、拡張された信号点空間における信号点候補を用いて、非特許文献４に記載されている方法によりＬＬＲを算出する。

非特許文献６に開示されている方法では、任意のｍｏｄｕｌｏ境界値に対応可能であるものの、ｍｏｄｕｌｏ境界を基準として拡張したＱＡＭ変調信号点候補の中から最尤信号点を探索する必要がある。これにより、ｍｏｄｕｌｏ演算を行わない場合に比べて探索に要する演算量およびハードウェア規模が増加するという課題がある。

以上のことから、本実施の形態では、送信装置１０がＴＨＰを実施する場合においても、受信装置２０の演算量およびハードウェア規模を抑えてｍｏｄｕｌｏ境界値に対応することができるＬＬＲ算出部２の構成および動作について説明する。

図８は、本実施の形態のＬＬＲ算出部２の構成例を示す図である。図８に示すように、本実施の形態のＬＬＲ算出部２は、ｂ₀用ＬＬＲ算出部２１、ｂ₁用ＬＬＲ算出部２２およびｂ₂用ＬＬＲ算出部２３を備える。

ＬＬＲ算出部２には、前段のｍｏｄｕｌｏ演算部３からｍｏｄｕｌｏ境界値τを示す信号ｃ０と、受信複素信号に検波処理およびｍｏｄｕｌｏ演算が施された後のＩ軸上またはＱ軸上のいずれかの実数信号が入力される。ここでは、ＬＬＲ算出の対象となるＩ軸上の信号またはＱ軸上の実数信号をｄ０とする。ＬＬＲ算出部２から出力される出力信号は、ｂ₀に対応するＬＬＲでありｂ₀用ＬＬＲ算出部２１から出力されるｄ１０と、ｂ₁に対応するＬＬＲでありｂ₁用ＬＬＲ算出部２２から出力されるｄ１１と、ｂ₂に対応するＬＬＲでありｂ₂用ＬＬＲ算出部２３から出力されるｄ１２とである。ｍｏｄｕｌｏ境界値ｃ０はｂ₀用ＬＬＲ算出部２１に入力される。

図９は、ｂ₀用ＬＬＲ算出部２１の構成例を示す図である。ｂ₀用ＬＬＲ算出部２１は、範囲検出部２１１、係数決定部２１２およびＬＬＲ計算部２１３を備える。

範囲検出部２１１は、入力されるｄ０に対して、正負の判定および絶対値の範囲検出を行う。すなわち、範囲検出部２１１は、ｍｏｄｕｌｏ演算後の受信信号が、ｍｏｄｕｌｏ演算における境界値に基づいて定まる複数の範囲のうちのどの範囲内であるかを検出する。具体的には、範囲検出部２１１は、ｄ０が０以上であるか否かを判定するとともに、ｄ０の絶対値が、後述するｂ₀に対応する複数の範囲のうち、どの範囲内であるかを判定する。なお、ｂ₀に対応する複数の範囲は、ｃ０すなわちτに依存して決定される。以下では、ｄ０の絶対値が複数の範囲のうちどの範囲内であるかの判定結果を範囲検出値と呼ぶ。ｄ０は、受信信号ｙに対応し、ｃ０は上述したτに対応する。したがって、範囲検出部２１１は、sign（ｙ）と、範囲検出値とを求めることになる。範囲検出部２１１は、求めたsign（ｙ）および範囲検出値を係数決定部２１２へ出力する。

係数決定部２１２は、範囲検出部２１１から受け取ったsign（ｙ）および範囲検出値と、ｍｏｄｕｌｏ演算部３から入力されたｃ０すなわちτとに基づき、乗算係数α₀（ｙ）および加算値β₀（ｙ）を求め、ＬＬＲ計算部２１３へ出力する。乗算係数α₀（ｙ）および加算値β₀（ｙ）は、ＬＬＲを計算するための係数である。ここでいう係数は乗算係数α₀（ｙ）、および定数項すなわち加算値β₀（ｙ）を含む。すなわち、係数決定部２１２は、範囲検出部２１１による検出結果に基づいて、ｍｏｄｕｌｏ演算後の受信信号の直交位相振幅変調における最上位ビットのＬＬＲの計算に用いる係数を決定する。

ＬＬＲ計算部２１３は、係数決定部２１２から受け取った乗算係数α₀（ｙ）および加算値β₀（ｙ）と、ｍｏｄｕｌｏ演算部３から受け取ったｄ０とを用いて、上述した式（８）に従ってＬＬＲを算出し、ビットｂ₀に対するＬＬＲを、ｄ１０として後段の誤り訂正復号部１へ出力する。すなわち、ＬＬＲ計算部２１３は、ｍｏｄｕｌｏ演算後の受信信号および係数決定部２１２により決定された係数を用いて最上位ビットの対数尤度比を計算する計算部である。具体的には、ＬＬＲ計算部２１３は、ｍｏｄｕｌｏ演算後の受信信号に乗算係数α₀（ｙ）を乗算し、乗算により得られた結果に加算値β₀（ｙ）を加算することにより最上位ビットのＬＬＲを計算する。

図１０は、ｂ₁用ＬＬＲ算出部２２の構成例を示す図である。ｂ₁用ＬＬＲ算出部２２の構成は、図１０に示すように、ｍｏｄｕｌｏ境界値ｃ０が入力されないことを除き、ｂ₀用ＬＬＲ算出部２１と構成は同一である。

ｂ₁用ＬＬＲ算出部２２は、範囲検出部２２１、係数決定部２２２およびＬＬＲ計算部２２３を備える。範囲検出部２２１は、ｍｏｄｕｌｏ演算部３から入力されるｄ０に対して、正負の符号判定および範囲検出を行う。範囲検出部２２１における範囲検出では、ｄ０の絶対値が、あらかじめ定められたｂ₁に対応する複数の範囲のうちのどの範囲内であるかを判定する。

範囲検出部２２１は、求めた範囲検出値を係数決定部２２２へ出力する。係数決定部２２２は、範囲検出部２２１から受け取ったsign（ｙ）および範囲検出値に基づき、乗算係数α₁（ｙ）および加算値β₁（ｙ）を求め、ＬＬＲ計算部２２３へ出力する。

ＬＬＲ計算部２２３は、係数決定部２２２から受け取った乗算係数α₁（ｙ）および加算値β₁（ｙ）と、ｍｏｄｕｌｏ演算部３から受け取ったｄ０とを用いて、上述した式（８）に従ってＬＬＲを算出し、ビットｂ₁に対するＬＬＲを、ｄ１１として後段の誤り訂正復号部１へ出力する。

ｂ₂用ＬＬＲ算出部２３の構成は、ｂ₁用ＬＬＲ算出部２２の構成と同様であるため図示および説明は省略する。ｂ₂用ＬＬＲ算出部２３における範囲検出部は、ｍｏｄｕｌｏ演算部３から入力されるｄ０に対して、正負の符号判定および範囲検出を行う。ｂ₂用ＬＬＲ算出部２３における範囲検出部による範囲検出では、ｄ０の絶対値が、あらかじめ定められたｂ₂に対応する複数の範囲のうちのどの範囲内であるかを判定する。

ｂ₂用ＬＬＲ算出部２３の範囲検出部は、求めた範囲検出値をｂ₂用ＬＬＲ算出部２３の係数決定部へ出力する。ｂ₂用ＬＬＲ算出部２３の係数決定部は、範囲検出部から受け取ったsign（ｙ）および範囲検出値に基づき、乗算係数α₂（ｙ）および加算値β₂（ｙ）を求め、ＬＬＲ計算部へ出力する。

ＬＬＲ計算部は、係数決定部から受け取った乗算係数α₂（ｙ）および加算値β₂（ｙ）と、ｍｏｄｕｌｏ演算部３から受け取ったｄ０とを用いて、上述した式（８）に従ってＬＬＲを算出し、ビットｂ₁に対するＬＬＲを、ｄ１２として後段の誤り訂正復号部１へ出力する。

次に、本実施の形態における範囲検出部および係数決定部の具体的動作の原理を説明する。

図１１は、６４ＱＡＭ変調におけるｍｏｄｕｌｏ演算適用時のＩ軸上の信号候補点例を示す図である。上述したように、ここではτ＞２^m−１＝７とする。ｍｏｄｕｌｏ演算により受信信号ｙは｜ｙ｜＜τの領域に制限されている。ｍｏｄｕｌｏ演算実施前の信号点をｘとすると、ｘについては｜ｘ｜≧τとなる領域の値も取りうる。ここで、ｍｏｄｕｌｏ演算前の仮定した信号候補点として、−２τ＋１，−２τ＋３，−２τ＋５，−２τ＋７と、２τ−７，２τ−５，２τ−３，２τ−１の８点を追加し、計１６点の中から最尤信号点を探索することを考える。これは、非特許文献６に開示されている技術の原理モデルであり、追加した信号点領域、すなわち｜ｘ｜≧τとなる領域をｍｏｄｕｌｏ繰返し仮想領域と呼ぶ。

ｍｏｄｕｌｏ繰返し仮想領域の信号点のうち、−２τ＋１，−２τ＋３，−２τ＋５，−２τ＋７は、それぞれ原信号点＋１，＋３，＋５，＋７に対応する。なお、原信号点とは、ｍｏｄｕｌｏ繰返し仮想領域の信号点を追加する前の信号点である。−２τ＋１，−２τ＋３，−２τ＋５，−２τ＋７は、それぞれに対応する原信号点＋１，＋３，＋５，＋７と割当ビットが一致し、これらの信号点のＭＳＢはｂ₀＝１である。同様に、２τ−７，２τ−５，２τ−３，２τ−１は、それぞれ原信号点−７，−５，−３，−１に対応しており、これらのＭＳＢはｂ₀＝０である。

ｍｏｄｕｌｏ繰返し仮想領域を含めて、上述した式（４）に基づき、ＭＳＢのＬＬＲについてｙの取りうる範囲で場合分けして考える。ここでは、ｙ≧０の場合について説明するが、ｙ＜０の場合も同様に考えることができる。

ｙ≧０のとき、ｂ₀＝１である最尤信号点は、ｍｏｄｕｌｏ演算後の受信信号と最もユークリッド距離の短い、すなわち最も近い信号点となり、一意に決定される。すなわち、ｎ＝０，１，２とすると、ｙが２ｎ≦ｙ＜２（ｎ＋１）を満たす範囲にあるとき、ｂ₀＝１である最尤信号点は２ｎ＋１であり、６≦ｙの範囲となるときｂ₀＝１である最尤信号点は、原信号点の最外郭の信号点＋７である。例えば、ｙが２以上であり４未満の場合は、ｎ＝１において２ｎ≦ｙ＜２（ｎ＋１）を満たすことになり、ｂ₀＝１である最尤信号点は＋３である。

ｂ₀＝１の反転ビットであるｂ₀＝０の最尤信号点もｙの取りうる範囲により異なり、信号点候補のうち最尤信号点は−１または２τ−７のいずれかの点となる。すなわち、両者の中間であるτ−４を境として、ｙ＜τ−４のときｂ₀＝０である最尤信号点は−１、τ−４≦ｙのときｂ₀＝０である最尤信号点は２τ−７となる。なお、前者（ｙ＜τ−４のときｂ₀＝０である最尤信号点）は、ｍｏｄｕｌｏ演算を適用しない場合の最尤信号点に等しい。

上記を踏まえると、ｂ₀＝１の最尤信号点は以下の条件（ａ）と条件（ｂ）とで場合分けされる。
条件（ａ）：２ｎ≦ｙ＜２（ｎ＋１）；（ｎ＝０，１，２）
条件（ｂ）：６≦ｙ

ｂ₀＝０の最尤信号点は以下の条件（ｃ）と条件（ｄ）とで場合分けされる。
条件（ｃ）：ｙ＜τ−４
条件（ｄ）：τ−４≦ｙ

以上のｂ₀＝１についての２つの条件である条件（ａ）および条件（ｂ）と、ｂ₀＝０についての２つの条件である条件（ｃ）および条件（ｄ）との組み合わせは、２×２＝４通り存在する。以下に、４通りの組み合わせごとに、具体的なＬＬＲ算出式を示す。

条件（ａ）かつ条件（ｃ）のとき、上記式（４）に基づくと、ＭＳＢであるｂ₀のＬＬＲは次の以下の式（９）のように求めることができる。

条件（ｂ）かつ条件（ｃ）のとき、上記式（４）に基づくと、ＭＳＢであるｂ₀のＬＬＲは次の式（１０）のように求めることができる。

条件（ａ）かつ条件（ｄ）のとき、上記式（４）に基づくと、ＭＳＢであるｂ₀のＬＬＲは次の式（１１）のように求めることができる。ただし、このとき２×ｎ≦ｙ＜２×(ｎ＋１)を満たす整数ｎは、τ＞７かつ条件（ｄ）により、（τ―４）／２を超えない最大の整数以上である。

条件（ｂ）かつ条件（ｄ）のとき、上記式（４）に基づくと、ＭＳＢであるｂ₀のＬＬＲは次の式（１２）のように求めることができる。

以上説明した、式（９）から式（１２）は、ｙ≧０の場合の算出式であるが、ｙ＜０の場合も同様に場合分けをすることにより、具体的なＬＬＲの算出式を導出できる。詳細な導出過程の説明は割愛するが、ｙ≧０とｙ＜０の場合を包括した場合のｂ₀のＬＬＲは以下の式（１３）のようにまとめて表現することができる。

以上の説明では６４ＱＡＭを例示したが、ｍｏｄｕｌｏ演算を適用した場合の、ＭＳＢであるｂ₀のＬＬＲの算出方法は、以下の式（１４）に示すように、任意のＧｒａｙ符号化された２^2m−ＱＡＭ変調（ｍは１以上の正の整数）について一般化して表現することができる。なお、ｍ＝１のときはＱＰＳＫ変調と一致する。

ＭＳＢ以外のビットについては、ｍｏｄｕｌｏ演算を適用しない場合すなわちｍｏｄｕｌｏ繰返し仮想領域の信号点の追加の無い場合と同様である。例えば、６４ＱＡＭの場合のｂ₁およびｂ₂のＬＬＲは、それぞれ式（６）および式（７）により算出することができる。なぜならば、Ｇｒａｙ符号化されたＱＡＭ変調信号点においては、ＭＳＢ以外のビットについて、ｍｏｄｕｌｏ繰返し仮想領域の信号点候補が最尤信号点となることはないためである。

本実施の形態では、以上説明した原理に基づき、ｂ₀用ＬＬＲ算出部２１における範囲検出部２１１と係数決定部２１２の具体的な処理が設定される。すなわち、範囲検出部２１１は、sign（ｙ）を算出するとともに、上記式（１４）における４つの場合分けに対応する範囲検出を行う。係数決定部２１２は、sign（ｙ）と範囲検出の結果に基づいて、式（１４）に従って乗算係数α₀（ｙ）および加算値β₀（ｙ）を算出する。

具体的には、例えば、６４ＱＡＭ変調信号が用いられる場合、範囲検出部２１１および係数決定部２１２にあらかじめ次のような設定がなされる。図１２は、本実施の形態の範囲検出部２１１および係数決定部２１２に設定される設定値の一例を示す図である。図１２に示すように、範囲検出部２１１に、（Ｒ１）から（Ｒ７）までの７つの範囲を判定するためのテーブル、または計算式を設定しておく。また、係数決定部２１２には、図１２に示すように、範囲検出部２１１の判定結果と乗算係数および加算値を算出するためのテーブルまたは計算式との対応を設定しておく。これにより、係数決定部２１２は、例えば、範囲検出部２１１によりｙがＲ１の範囲内であると判定された場合、図１２に示すように、α₀（ｙ），β₀（ｙ）を、それぞれα₀（ｙ）＝＋４，β₀（ｙ）＝０と決定する。ＬＬＲ計算部２１３は、上述したように、乗算係数α₀（ｙ）および加算値β₀（ｙ）と、ｍｏｄｕｌｏ演算部３から受け取ったｄ０すなわちｙとを用いて、上述した式（８）に従ってｂ₀のＬＬＲを算出する。

ｂ₁用ＬＬＲ算出部２２およびｂ₂用ＬＬＲ算出部２３については、範囲検出部および係数設定部に対しては、図６のそれぞれに対応する対象ビットに応じた値に従った設定がなされる。すなわち、ｂ₁用ＬＬＲ算出部２２の範囲検出部は、図６に示した３つの範囲を判定するためのテーブルまたは計算式が設定される。ｂ₁用ＬＬＲ算出部２２の係数設定部には、ｂ₁用ＬＬＲ算出部２２の範囲検出部による判定結果とｂ₁用の乗算係数および加算値を算出するためのテーブルまたは計算式との対応を設定しておく。また、ｂ₂用ＬＬＲ算出部２３の範囲検出部は、図６に示した２つの範囲を判定するためのテーブルまたは計算式が設定される。ｂ₂用ＬＬＲ算出部２３の係数設定部には、ｂ₂用ＬＬＲ算出部２３の範囲検出部による判定結果とｂ₂用の乗算係数および加算値を算出するためのテーブルまたは計算式との対応を設定しておく。

次に、本実施の形態の受信装置２０のハードウェア構成について説明する。図１に示した受信装置２０を構成する各構成要素は、それぞれを電子回路として実現できる。検波部４は等化器または復調器である。検波部４には、変調処理に離散フーリエ変換処理を含む場合には、離散フーリエ変換処理回路が追加される。ｍｏｄｕｌｏ演算部３は、ｍｏｄｕｌｏ演算を行う処理回路であり、ＬＬＲ算出部２は上述のとおりＬＬＲの算出を行う処理回路である。誤り訂正復号部１は誤り訂正復号を行う処理回路であり、送信装置１０においてビットインタリーブが行われている場合は、デインタリーバが追加される。

ＬＬＲ算出部２を実現する処理回路は、専用のハードウェアであっても、メモリとメモリに格納されるプログラムを実行するＣＰＵ（ＣｅｎｔｒａｌＰｒｏｃｅｓｓｉｎｇＵｎｉｔ、中央処理装置、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、ＤＳＰ（ＤｉｇｉｔａｌＳｉｇｎａｌＰｒｏｃｅｓｓｏｒ）ともいう）とを備える制御回路であってもよい。ここで、メモリとは、例えば、ＲＡＭ（ＲａｎｄｏｍＡｃｃｅｓｓＭｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（ＲｅａｄＯｎｌｙＭｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリー、ＥＰＲＯＭ（ＥｒａｓａｂｌｅＰｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅＲｅａｄＯｎｌｙＭｅｍｏｒｙ）、ＥＥＰＲＯＭ（ＥｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙＥｒａｓａｂｌｅＰｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅＲｅａｄＯｎｌｙＭｅｍｏｒｙ）等の、不揮発性または揮発性の半導体メモリ、磁気ディスク、フレキシブルディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、ＤＶＤ（ＤｉｇｉｔａｌＶｅｒｓａｔｉｌｅＤｉｓｋ）等が該当する。

ＬＬＲ算出部２が、専用のハードウェアで実現される場合、これらは、例えば、単一回路、複合回路、プログラム化したプロセッサ、並列プログラム化したプロセッサ、ＡＳＩＣ（ＡｐｐｌｉｃａｔｉｏｎＳｐｅｃｉｆｉｃＩｎｔｅｇｒａｔｅｄＣｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（ＦｉｅｌｄＰｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅＧａｔｅＡｒｒａｙ）、またはこれらを組み合わせたものである。処理回路が専用のハードウェアで実現される構成される場合、この処理回路は、例えば図１３に示す処理回路３００である。図１３は、処理回路３００を示す図である。

ＬＬＲ算出部２が、ＣＰＵを備える制御回路で実現される場合、この制御回路は例えば図１４に示す構成の制御回路４００である。図１４に示すように制御回路４００は、ＣＰＵであるプロセッサ４０１と、メモリ４０２とを備える。図１４は、制御回路４００の構成例を示す図である。ＬＬＲ算出部２が図１４に示す制御回路４００により実現される場合、プロセッサ４０１がメモリ４０２に記憶された、ＬＬＲ算出部２の処理に対応するプログラムを読み出して実行することにより実現される。また、メモリ４０２は、プロセッサ４０１が実施する各処理における一時メモリとしても使用される。

また、検波部４、ｍｏｄｕｌｏ演算部３、誤り訂正復号部１のうちの少なくとも一部が、上記のＬＬＲ算出部２と同様に、専用のハードウェアである処理回路３００により実現されてもよいし、制御回路４００により実現されてもよい。

同様に、図１に示した送信装置１０を構成する各構成要素は、それぞれを電子回路として実現できる。送信装置１０における誤り訂正符号化部１１、ＱＡＭ変調部１２、干渉減算部１３およびｍｏｄｕｌｏ演算部１４は、専用のハードウェアである処理回路３００により実現されてもよいし、制御回路４００により実現されてもよい。

このように、本実施の形態の受信装置２０では、ＭＳＢであるｂ₀に対するＬＬＲは、上述した範囲検出部２１１、係数決定部２１２、およびＬＬＲ計算部２１３により、任意のｍｏｄｕｌｏ境界値について簡易に算出可能である。ｂ₁およびビットｂ₂に対するＬＬＲ算出部２２および２３については、前述のとおり、ＬＬＲの算出においてｍｏｄｕｌｏ境界値を用いる必要がないため、ｍｏｄｕｌｏ演算を用いないＱＡＭ変調におけるＬＬＲ算出と同様であるため、具体的動作の詳細な説明は省略する。

なお、本実施の形態の説明では、６４ＱＡＭを例として説明したが、式（１４）に示したように、任意のＧｒａｙ符号化された２^2m−ＱＡＭ変調（ｍは１以上の整数）におけるＩ／ＱのそれぞれのＭＳＢについて適用可能である。

また、本実施の形態で説明したＬＬＲ計算部２１３が実施する処理には、式（２）で定義される雑音電力を反映するための係数１／(２σ²)の乗算が含まれていないが、ＬＬＲ計算部２１３が実施する処理に係数１／(２σ²)の乗算が含まれるようにしてもよい。例えば、異なる雑音電力を有する複数のＬＬＲを後段の誤り訂正復号部１で同時に処理する場合でかつσ²が既知または推定可能な場合には、ＬＬＲ計算部２１３は、ＬＬＲの算出値に係数１／(２σ²)を乗算しても良い。または、複数のＬＬＲの間で信号対雑音電力比（ＳＮＲ：Signal-to-Noise power Ratio）が異なる場合には、ＬＬＲ計算部２１３は、ＬＬＲの算出値にＳＮＲを乗算しても良い。すなわち、ＬＬＲ計算部２は、さらに雑音電力または信号対雑音電力比に基づいてＬＬＲを計算してもよい。また、後段の誤り訂正復号部１において、異なるＱＡＭ変調信号のＬＬＲを同時に処理する場合、ＬＬＲ計算部２１３は、前述の信号スケールを補正する係数の二乗である２(Ｍ−１)／３により、各ＬＬＲを除算しても良い。すなわち、ＬＬＲ計算部２１３は、乗算係数および加算値を用いて計算された最上位ビットのＬＬＲを２(２^2m−１)／３で除算することにより信号スケールの補正を行ってもよい。

また、本実施の形態の通信システムにおいて行われる通信は、有線通信であっても良く、無線通信であっても良い。また、本実施の形態の通信システムにおいて行われる通信は、マルチキャリア通信であっても良く、シングルキャリア通信であっても良い。また、図１に示した通信システムでは、送信１系統、受信１系統を例示したが、これに限らず、送信および受信ともに複数の信号系統があっても良い。特に、本実施の形態の通信システムにおいて行われる通信が無線通信である場合には、ＭＩＭＯ（Multiple-Input Multiple-Output）と呼ばれる送受信に複数のアンテナ（入出力系統）を備える伝送方式を用いて、空間多重伝送が行われてもよい。

以上のように、本実施の形態のＬＬＲ算出部２は、任意のｍｏｄｕｌｏ境界値について、ｍｏｄｕｌｏ演算が施された受信信号に対し範囲検出処理、係数決定処理およびＬＬＲ計算処理による簡易な処理で、ＬＬＲを算出することができる。すなわち、本実施の形態のＬＬＲ算出部２は、演算量およびハードウェア規模を抑制して、任意のｍｏｄｕｌｏ境界値に対応した対数尤度比を算出することができる。

以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

１誤り訂正復号部、２ＬＬＲ算出部、３，１４ｍｏｄｕｌｏ演算部、４検波部、１０送信装置、１０１誤り訂正符号化部、１２ＱＡＭ変調部、１３干渉減算部、２０受信装置、３０伝送路、２１ｂ₀用ＬＬＲ算出部、２２ｂ₁用ＬＬＲ算出部、２３ｂ₂用ＬＬＲ算出部、２１１，２２１範囲検出部、２１２，２２２係数決定部、２１３，２２３ＬＬＲ計算部。

Claims

モジュロ演算後の受信信号が、モジュロ演算における境界値に基づいて定まる複数の範囲のうちのどの範囲内であるかを検出する範囲検出部と、
前記範囲検出部による検出結果に基づいて、前記モジュロ演算後の受信信号の直交位相振幅変調における最上位ビットの対数尤度比の計算に用いる係数を決定する係数決定部と、
前記モジュロ演算後の受信信号および決定された前記係数を用いて前記最上位ビットの対数尤度比を計算する計算部と、
を備えることを特徴とする対数尤度比算出回路。
前記係数は、乗算係数および加算値を含み、
前記計算部は、前記モジュロ演算後の受信信号に前記乗算係数を乗算し、乗算により得られた結果に前記加算値を加算することにより前記最上位ビットの対数尤度比を計算することを特徴とする請求項１に記載の対数尤度比算出回路。
前記係数決定部は、ｍを１以上の整数とし、ｙを前記モジュロ演算後の受信信号とし、sign（ｙ）をｙの正負の符号とし、前記モジュロ演算における境界値をτとし、ｎを整数とするとき、多値数２^2mの直交位相振幅変調における信号点に対応する１以上のビットのうちの最上位ビットに対応する前記乗算係数であるα₀(ｙ)と前記加算値であるβ₀(ｙ)とを、以下の式（１）から式（４）に従って決定することを特徴とする請求項２に記載の対数尤度比算出回路。
前記計算部は、さらに雑音電力または信号対雑音電力比に基づいて前記最上位ビットの対数尤度比を計算することを特徴とする請求項１から３のいずれか１つに記載の対数尤度比算出回路。
前記計算部は、前記係数を用いて計算された前記最上位ビットの対数尤度比を２×(２^2m−１)／３で除算することにより信号スケールの補正を行うことを特徴とする請求項３に記載の対数尤度比算出回路。
請求項１から５のいずれか１つに記載の対数尤度比算出回路を備えることを特徴とする受信装置。
ｍを１以上の整数とし、多値数２^2mの直交位相振幅変調およびモジュロ演算が施されて送信された信号を受信する受信装置における対数尤度比の算出方法であって、
ｙをモジュロ演算後の受信信号とし、sign（ｙ）をｙの正負の符号とし、前記モジュロ演算における境界値をτとし、ｎを整数とするとき、以下の式（５）に従って多値数２^2mの直交位相振幅変調における最上位ビットの対数尤度比であるＬ（ｙ）を算出することを特徴とする対数尤度比算出方法。