JPWO2013057967A1 - 光受信器、光受信装置および光受信強度補正方法 - Google Patents
光受信器、光受信装置および光受信強度補正方法 Download PDFInfo
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Abstract
光受信器においては、光信号の強度差や光路差によって生ずる受信強度の差を自動的に補正できないため、本発明の光受信器は、第１の光信号を受光し正信号を出力する第１のフォトダイオードと、第２の光信号を受光し補信号を出力する第２のフォトダイオードと、正信号と補信号を入力とし、正信号入力および補信号入力に対する帰還閉ループをそれぞれ備えた差動型トランスインピーダンスアンプと、帰還閉ループにおける信号レベルを調整するレベル調整部と、第１のフォトダイオードおよび第２のフォトダイオードで発生する光電流をそれぞれ検出する光電流検出部を有し、レベル調整部は、光電流検出部の出力に基づいて信号レベルを調整する。
Description
本発明は、光受信器、光受信装置および光受信強度補正方法に関し、特に、変調符号として四相位相偏移変調（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ−Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ：ＱＰＳＫ）方式に対応したコヒーレント検波方式による光受信器に関する。また、変調符号としてゼロ復帰符号（Ｒｅｔｕｒｎ−ｔｏ―Ｚｅｒｏ：ＲＺ）を用いた差動位相偏移変調（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｐｈａｓｅ−Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ：ＤＰＳＫ）方式または差動四相位相偏移変調（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ−Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ：ＤＱＰＳＫ）方式に対応した光受信器、光受信装置および光受信強度補正方法に関する。
長距離光伝送システムでは、１本の光ファイバー中に複数の波長の光信号を多重化して伝送する波長分割多重（ｗａｖｅｌｅｎｇｔｈ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：ＷＤＭ）伝送技術を適用し、経済的かつ大容量の情報伝送を実現している。ＷＤＭ伝送装置では装置コストを低減するために、一波長当たりの伝送速度の高速化が図られている。現在、一波長当たり１０ギガビット毎秒（Ｇｂｉｔ／ｓ）の伝送速度が実用化されており、さらに４０Ｇｂｉｔ／ｓ、１００Ｇｂｉｔ／ｓの伝送技術が検討されている。
このような伝送技術の一つとして、信号光と参照光を混合させ、このときに発生する干渉信号（ビート信号）を検出することにより検波するコヒーレント検波方式が知られている。図１２に、このようなコヒーレント検波方式に用いられる関連するコヒーレント光受信装置の構成例を示す。関連するコヒーレント光受信装置５０００には、光受信信号５００１と、局部発振光源から光受信信号５００１と略同一波長の局部発振光５００２が入力され、局部発振光５００２と光受信信号５００１を干渉させて電気信号に変換（コヒーレント検波）している。コヒーレント検波方式には強い偏波依存性があるため、一台の光受信器では局部発振光と同一の偏波状態の光信号しか受信できない。そこで、光受信信号５００１の入力部に偏波分離部５０１０を備え、偏波分離部５０１０によって光受信信号５００１を二つの直交偏波成分に分離している。この結果、一の光信号の受信に２台の光受信器が必要となるが、偏波多重により情報伝送量を２倍にすることによって、かかる不利益を補うことができる。
光受信信号５００１の各偏波光と局部発振光５００２が光９０度ハイブリッド回路５１００に入力される。光９０度ハイブリッド回路５１００からは、各偏波光と局部発振光を互いに同相および逆相で干渉させた１組の出力光と、直交（９０度）および逆直交（−９０度）の位相関係で干渉させた１組の出力光、の合計４種類の出力光が得られる。これらの出力光信号を、１組についてそれぞれ２個のフォトダイオード５２００によって電流信号に変換し、差動型トランスインピーダンスアンプ５３００に入力する。その結果、直流成分が相殺（キャンセル）され、光受信信号５００１と局部発振光５００２のビート成分のみを効率的に抽出することができる。差動型トランスインピーダンスアンプ５３００から出力される電気信号は、それぞれ光受信信号と局部発振光の同相干渉成分（Ｉ成分）と直交干渉成分（Ｑ成分）となる。
このときの各偏波ごとの出力、すなわちＸ偏波のＩ成分とＱ成分およびＹ偏波のＩ成分とＱ成分とからなる合計４種の電気信号は、アナログ・デジタル変換部（ＡＤＣ）５４００でそれぞれ高速にアナログ・デジタル（ＡＤ）変換される。そして、デジタル情報信号に変換された後に、デジタル信号処理部（ＤＳＰ）５５００に入力される。このようにして得られたデジタル信号は、無線通信で広く用いられているデジタル信号処理技術によって、各種の等化・判定処理が可能となる。このようなデジタル信号処理が施され、誤り訂正処理がされた後に、超高速（例えば、１００Ｇｂｉｔ／ｓ）の情報信号が出力される。
一方、伝送速度を１０Ｇｂｉｔ／ｓから４０Ｇｂｉｔ／ｓ、１００Ｇｂｉｔ／ｓに高速化するにあたり、光雑音に対する耐力（Ｓ／Ｎ比：Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ ｒａｔｉｏ）の向上が主要な課題となっている。すなわち長距離伝送では、伝送路及び光送受信器において用いられる光増幅器で発生する光雑音により伝送距離が制限されるが、伝送速度４０Ｇｂｉｔ／ｓにおいて１０Ｇｂｉｔ／ｓにおける場合と同じ変復調方式を用いると、雑音耐力は１／４になってしまう。このため、伝送速度が４０Ｇｂｉｔ／ｓの場合には光雑音耐力の高い変復調方式を用いる必要がある。現在では、変復調方式としてＲＺ−ＤＰＳＫまたはＲＺ−ＤＱＰＳＫ方式を用い、受信側で遅延干渉計を用いたバランスド受信器を用いる構成も代表的な方式の一つとなっている。
このような光受信装置の一例が特許文献１に記載されている。図１４に、特許文献１に記載された関連する光受信装置６００の構成を示す。光受信装置６００はＲＺ−ＤＰＳＫ信号を復調する光受信装置であり、関連する光受信器６１０と１ビット遅延干渉計６５０を備える。１ビット遅延干渉計６５０は一組の光導波路の一方に１ビット遅延素子を備え、一の光入力信号６５１に対して、互いに隣接するビット間の位相差に応じた一組の２つの光信号６５２、６５３を出力する。
光受信器６１０は２つのフォトダイオード（ＰＤ）６１１、６１２とトランスインピーダンスアンプ６２０を有する。フォトダイオード（ＰＤ）６１１、６１２は１ビット遅延干渉計６５０から出力される２つの光信号を強度変調信号に変換する。トランスインピーダンスアンプ６２０は差動型の負帰還（帰還抵抗６２２）を有する差動アンプを備え、フォトダイオード（ＰＤ）６１１、６１２に接続されている。トランスインピーダンスアンプ６２０はフォトダイオード（ＰＤ）６１１、６１２から強度変調信号を取得し、その差分を出力することによりＲＺ−ＤＰＳＫ信号を復調する。
このようなＲＺ−ＤＰＳＫ変調に対応した関連する光受信装置においては、復調されるまでに２つの信号に１ビットの位相差が精度良く保たれること、および信号の強度が等しいことが必要である。しかしながら、光入力信号が１ビット遅延干渉計やレンズを透過してフォトダイオード（ＰＤ）に入力されるまでの経路における２つの光信号の強度差や光路差によって、２つの信号の受信強度が保持されない場合がある。これらの信号の受信強度の違いは、同相信号除去比（Ｃｏｍｍｏｎ Ｍｏｄｅ Ｒｅｊｅｃｔｉｏｎ Ｒａｔｉｏ：ＣＭＲＲ）を悪化させ、復調後の波形の乱れやジッタの増加を生じさせる。また、上述した光の受信強度を高精度に制御することは困難である。
このような問題を解決する技術が特許文献１に記載されている。図１５に示すように、特許文献１に記載された別の関連する光受信装置７００は関連する光受信器７１０と１ビット遅延干渉計６５０を備える。光受信器７１０は、２つのフォトダイオード（ＰＤ）７１１、７１２と、差動型の負帰還を有するトランスインピーダンスアンプ７２０と、レベル調整部７３０を有する。トランスインピーダンスアンプ７２０は差動型の負帰還（帰還抵抗７２２）を有する差動アンプ７２１を備え、フォトダイオード（ＰＤ）７１１、７１２に接続されている。レベル調整部７３０はトランスインピーダンスアンプ７２０の内部に設けられており、２つの帰還閉ループの正補する信号のレベルを調整する機能を有する。そして、２つの帰還閉ループの正補する信号のレベルを調整することによって、復調前の２つの信号の強度差を補正することとしている。
国際公開第２００９／０６９８１４号（図１、図１１）
このような伝送技術の一つとして、信号光と参照光を混合させ、このときに発生する干渉信号（ビート信号）を検出することにより検波するコヒーレント検波方式が知られている。図１２に、このようなコヒーレント検波方式に用いられる関連するコヒーレント光受信装置の構成例を示す。関連するコヒーレント光受信装置５０００には、光受信信号５００１と、局部発振光源から光受信信号５００１と略同一波長の局部発振光５００２が入力され、局部発振光５００２と光受信信号５００１を干渉させて電気信号に変換（コヒーレント検波）している。コヒーレント検波方式には強い偏波依存性があるため、一台の光受信器では局部発振光と同一の偏波状態の光信号しか受信できない。そこで、光受信信号５００１の入力部に偏波分離部５０１０を備え、偏波分離部５０１０によって光受信信号５００１を二つの直交偏波成分に分離している。この結果、一の光信号の受信に２台の光受信器が必要となるが、偏波多重により情報伝送量を２倍にすることによって、かかる不利益を補うことができる。
光受信信号５００１の各偏波光と局部発振光５００２が光９０度ハイブリッド回路５１００に入力される。光９０度ハイブリッド回路５１００からは、各偏波光と局部発振光を互いに同相および逆相で干渉させた１組の出力光と、直交（９０度）および逆直交（−９０度）の位相関係で干渉させた１組の出力光、の合計４種類の出力光が得られる。これらの出力光信号を、１組についてそれぞれ２個のフォトダイオード５２００によって電流信号に変換し、差動型トランスインピーダンスアンプ５３００に入力する。その結果、直流成分が相殺（キャンセル）され、光受信信号５００１と局部発振光５００２のビート成分のみを効率的に抽出することができる。差動型トランスインピーダンスアンプ５３００から出力される電気信号は、それぞれ光受信信号と局部発振光の同相干渉成分（Ｉ成分）と直交干渉成分（Ｑ成分）となる。
このときの各偏波ごとの出力、すなわちＸ偏波のＩ成分とＱ成分およびＹ偏波のＩ成分とＱ成分とからなる合計４種の電気信号は、アナログ・デジタル変換部（ＡＤＣ）５４００でそれぞれ高速にアナログ・デジタル（ＡＤ）変換される。そして、デジタル情報信号に変換された後に、デジタル信号処理部（ＤＳＰ）５５００に入力される。このようにして得られたデジタル信号は、無線通信で広く用いられているデジタル信号処理技術によって、各種の等化・判定処理が可能となる。このようなデジタル信号処理が施され、誤り訂正処理がされた後に、超高速（例えば、１００Ｇｂｉｔ／ｓ）の情報信号が出力される。
一方、伝送速度を１０Ｇｂｉｔ／ｓから４０Ｇｂｉｔ／ｓ、１００Ｇｂｉｔ／ｓに高速化するにあたり、光雑音に対する耐力（Ｓ／Ｎ比：Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ ｒａｔｉｏ）の向上が主要な課題となっている。すなわち長距離伝送では、伝送路及び光送受信器において用いられる光増幅器で発生する光雑音により伝送距離が制限されるが、伝送速度４０Ｇｂｉｔ／ｓにおいて１０Ｇｂｉｔ／ｓにおける場合と同じ変復調方式を用いると、雑音耐力は１／４になってしまう。このため、伝送速度が４０Ｇｂｉｔ／ｓの場合には光雑音耐力の高い変復調方式を用いる必要がある。現在では、変復調方式としてＲＺ−ＤＰＳＫまたはＲＺ−ＤＱＰＳＫ方式を用い、受信側で遅延干渉計を用いたバランスド受信器を用いる構成も代表的な方式の一つとなっている。
このような光受信装置の一例が特許文献１に記載されている。図１４に、特許文献１に記載された関連する光受信装置６００の構成を示す。光受信装置６００はＲＺ−ＤＰＳＫ信号を復調する光受信装置であり、関連する光受信器６１０と１ビット遅延干渉計６５０を備える。１ビット遅延干渉計６５０は一組の光導波路の一方に１ビット遅延素子を備え、一の光入力信号６５１に対して、互いに隣接するビット間の位相差に応じた一組の２つの光信号６５２、６５３を出力する。
光受信器６１０は２つのフォトダイオード（ＰＤ）６１１、６１２とトランスインピーダンスアンプ６２０を有する。フォトダイオード（ＰＤ）６１１、６１２は１ビット遅延干渉計６５０から出力される２つの光信号を強度変調信号に変換する。トランスインピーダンスアンプ６２０は差動型の負帰還（帰還抵抗６２２）を有する差動アンプを備え、フォトダイオード（ＰＤ）６１１、６１２に接続されている。トランスインピーダンスアンプ６２０はフォトダイオード（ＰＤ）６１１、６１２から強度変調信号を取得し、その差分を出力することによりＲＺ−ＤＰＳＫ信号を復調する。
このようなＲＺ−ＤＰＳＫ変調に対応した関連する光受信装置においては、復調されるまでに２つの信号に１ビットの位相差が精度良く保たれること、および信号の強度が等しいことが必要である。しかしながら、光入力信号が１ビット遅延干渉計やレンズを透過してフォトダイオード（ＰＤ）に入力されるまでの経路における２つの光信号の強度差や光路差によって、２つの信号の受信強度が保持されない場合がある。これらの信号の受信強度の違いは、同相信号除去比（Ｃｏｍｍｏｎ Ｍｏｄｅ Ｒｅｊｅｃｔｉｏｎ Ｒａｔｉｏ：ＣＭＲＲ）を悪化させ、復調後の波形の乱れやジッタの増加を生じさせる。また、上述した光の受信強度を高精度に制御することは困難である。
このような問題を解決する技術が特許文献１に記載されている。図１５に示すように、特許文献１に記載された別の関連する光受信装置７００は関連する光受信器７１０と１ビット遅延干渉計６５０を備える。光受信器７１０は、２つのフォトダイオード（ＰＤ）７１１、７１２と、差動型の負帰還を有するトランスインピーダンスアンプ７２０と、レベル調整部７３０を有する。トランスインピーダンスアンプ７２０は差動型の負帰還（帰還抵抗７２２）を有する差動アンプ７２１を備え、フォトダイオード（ＰＤ）７１１、７１２に接続されている。レベル調整部７３０はトランスインピーダンスアンプ７２０の内部に設けられており、２つの帰還閉ループの正補する信号のレベルを調整する機能を有する。そして、２つの帰還閉ループの正補する信号のレベルを調整することによって、復調前の２つの信号の強度差を補正することとしている。
上述した関連するコヒーレント光受信装置５０００においては、フォトダイオード５２００の光入力に対する同相雑音成分除去比（ＣＭＲＲ）がコヒーレント光受信器に求められる性能を決定する最も重要な要因の１つである。ＣＭＲＲは２つのフォトダイオードに生じる光電流をそれぞれＩ１、Ｉ２とすると次式で表される。
したがって、光信号の強度差や光路差によって生ずる受信強度の差によってＣＭＲＲは低下する。ＣＭＲＲが低下すると、局部発振光のパルス繰り返し周波数およびその高調波の余剰成分がトランスインピーダンスアンプを飽和させ、その直線性を低下させる。その結果、後段のデジタル信号処理において高精度な波形歪等化が困難になる。しかしながら、関連するコヒーレント光受信器においては、光信号の強度差や光路差によって生ずる受信強度の差を自動的に補正できないという問題があった。
一方、上述した関連する光受信装置７００においては、２つの帰還閉ループの正補する信号のレベルを調整することによって、復調前の２つの信号の強度差を補正することとしている。このとき、帰還閉ループの正補する信号のレベルを調整するには、復調後の信号の波形を観測して行う必要があるため、レベルの調整を自動的に補正することができないという問題があった。このようにＲＺ−ＤＰＳＫ変調方式に対応した関連する光受信器においては、光信号の強度差や光路差によって生ずる受信強度の差を自動的に補正できないという問題があった。
本発明の目的は、上述した課題である、関連する光受信器においては、光信号の強度差や光路差によって生ずる受信強度の差を自動的に補正できない、という課題を解決する光受信器、光受信装置および光受信強度補正方法を提供することにある。
一方、上述した関連する光受信装置７００においては、２つの帰還閉ループの正補する信号のレベルを調整することによって、復調前の２つの信号の強度差を補正することとしている。このとき、帰還閉ループの正補する信号のレベルを調整するには、復調後の信号の波形を観測して行う必要があるため、レベルの調整を自動的に補正することができないという問題があった。このようにＲＺ−ＤＰＳＫ変調方式に対応した関連する光受信器においては、光信号の強度差や光路差によって生ずる受信強度の差を自動的に補正できないという問題があった。
本発明の目的は、上述した課題である、関連する光受信器においては、光信号の強度差や光路差によって生ずる受信強度の差を自動的に補正できない、という課題を解決する光受信器、光受信装置および光受信強度補正方法を提供することにある。
本発明の光受信器は、第１の光信号を受光し正信号を出力する第１のフォトダイオードと、第２の光信号を受光し補信号を出力する第２のフォトダイオードと、正信号と補信号を入力とし、正信号入力および補信号入力に対する帰還閉ループをそれぞれ備えた差動型トランスインピーダンスアンプと、帰還閉ループにおける信号レベルを調整するレベル調整部と、第１のフォトダイオードおよび第２のフォトダイオードで発生する光電流をそれぞれ検出する光電流検出部を有し、レベル調整部は、光電流検出部の出力に基づいて信号レベルを調整する。
本発明の光受信強度補正方法は、第１の光信号を受光し、電気信号に変換して正信号を出力し、第２の光信号を受光し、電気信号に変換して補信号を出力し、正信号と補信号を入力とし正信号電圧と補信号電圧を出力するとともに入力側に帰還させ、第１の光信号および第２の光信号による光電流を検出し、光電流に基づいて帰還時における信号レベルを調整する。
本発明の光受信強度補正方法は、第１の光信号を受光し、電気信号に変換して正信号を出力し、第２の光信号を受光し、電気信号に変換して補信号を出力し、正信号と補信号を入力とし正信号電圧と補信号電圧を出力するとともに入力側に帰還させ、第１の光信号および第２の光信号による光電流を検出し、光電流に基づいて帰還時における信号レベルを調整する。
本発明の光受信器によれば、光信号の強度差や光路差によって生ずる受信強度の差を自動的に補正することが可能となる。
図１は本発明の第１の実施形態に係るコヒーレント光受信装置の構成を示すブロック図である。
図２は本発明の第２の実施形態に係るコヒーレント光受信器の構成を示す回路構成図である。
図３は本発明の第２の実施形態に係るコヒーレント光受信器の動作を説明するための回路構成図である。
図４は本発明の実施形態に係るコヒーレント光受信器を用いた場合におけるＱＰＳＫ復調後の信号波形である。
図５は本発明の第３の実施形態に係るコヒーレント光受信器の構成を示す回路構成図である。
図６は本発明の第３の実施形態に係るコヒーレント光受信器の別の構成を示す回路構成図である。
図７は本発明の第４の実施形態に係る光受信装置の構成を示すブロック図である。
図８は本発明の第５の実施形態に係る光受信器の構成を示す回路構成図である。
図９は本発明の第５の実施形態に係る光受信器の動作を説明するための回路構成図である。
図１０は本発明の第６の実施形態に係る光受信器の構成を示す回路構成図である。
図１１は本発明の実施形態に係る光受信装置によるＲＺ−ＤＰＳＫ復調後の信号波形である。
図１２は関連するコヒーレント光受信装置の構成を示すブロック図である。
図１３は関連するコヒーレント光受信装置によるＱＰＳＫ復調後の信号波形である。
図１４は関連する光受信装置の構成を示すブロック図である。
図１５は関連する別の光受信装置の構成を示すブロック図である。
図２は本発明の第２の実施形態に係るコヒーレント光受信器の構成を示す回路構成図である。
図３は本発明の第２の実施形態に係るコヒーレント光受信器の動作を説明するための回路構成図である。
図４は本発明の実施形態に係るコヒーレント光受信器を用いた場合におけるＱＰＳＫ復調後の信号波形である。
図５は本発明の第３の実施形態に係るコヒーレント光受信器の構成を示す回路構成図である。
図６は本発明の第３の実施形態に係るコヒーレント光受信器の別の構成を示す回路構成図である。
図７は本発明の第４の実施形態に係る光受信装置の構成を示すブロック図である。
図８は本発明の第５の実施形態に係る光受信器の構成を示す回路構成図である。
図９は本発明の第５の実施形態に係る光受信器の動作を説明するための回路構成図である。
図１０は本発明の第６の実施形態に係る光受信器の構成を示す回路構成図である。
図１１は本発明の実施形態に係る光受信装置によるＲＺ−ＤＰＳＫ復調後の信号波形である。
図１２は関連するコヒーレント光受信装置の構成を示すブロック図である。
図１３は関連するコヒーレント光受信装置によるＱＰＳＫ復調後の信号波形である。
図１４は関連する光受信装置の構成を示すブロック図である。
図１５は関連する別の光受信装置の構成を示すブロック図である。
以下に、図面を参照しながら、本発明の実施形態について説明する。
〔第１の実施形態〕
本実施形態では、光受信装置としてコヒーレント検波方式によるコヒーレント光受信装置を用いる場合について説明する。図１は、本発明の第１の実施形態に係るコヒーレント光受信装置の構成を示すブロック図である。図１では、コヒーレント光受信装置のうち、一の偏波（Ｘ）部のみを示す。コヒーレント光受信装置１００００はコヒーレント光受信器１０００と光９０度ハイブリッド回路１１００を有する。
光９０度ハイブリッド回路１１００は、光位相器１１０１と光ミキサ１１０２を備える。光９０度ハイブリッド回路１１００には光受信信号１００１と、光受信信号１００１と略同一波長の第１の局部発振光１００２が局部発振光源から入力される。ここで光受信信号１００１は、偏光ビームスプリッタ（ＰＢＳ）により、Ｘ偏波またはＹ偏波に分離された後の信号である。
光９０度ハイブリッド回路１１００は、光受信信号１００１と第１の局部発振光１００２を干渉させ、第１の光信号として第１の干渉光信号を出力する。また、光受信信号１００１と、第１の局部発振光と位相が反転した第２の局部発振光を干渉させ、第２の光信号として第２の干渉光信号を出力する。具体的には、四位相偏移変調（ＱＰＳＫ）光信号をコヒーレント受信する場合、図１に示すように、光受信信号１００１は光９０度ハイブリッド回路１１００内で光カプラにより４分岐される。第１の局部発振光１００２も光カプラで４分岐され、それぞれの位相を０、π、π／２、３π／２だけシフトされた後、光受信信号１００１とそれぞれ干渉させられる。
コヒーレント光受信器１０００は、第１のフォトダイオード１２１０、第２のフォトダイオード１２２０、差動型トランスインピーダンスアンプ１３００、レベル調整部１４００、および光電流検出部１５００を有する。差動型トランスインピーダンスアンプ１３００の出力にはアンプ回路を介してアナログ・デジタル変換部（ＡＤＣ）１６００およびデジタル信号処理部（ＤＳＰ）１７００が接続される。
第１のフォトダイオード１２１０は、光９０度ハイブリッド回路１１００から第１の干渉光信号１１１０を受光して正信号を出力する。第２のフォトダイオード１２２０は第２の干渉光信号１１２０を受光して補信号を出力する。
差動型トランスインピーダンスアンプ１３００には、第１のフォトダイオード１２１０から正信号が、第２のフォトダイオード１２２０から補信号が入力される。そして差動型トランスインピーダンスアンプ１３００は、補信号に対する帰還閉ループを構成する帰還抵抗１３１０および正信号に対する帰還閉ループを構成する帰還抵抗１３２０をそれぞれ備えている。
光電流検出部１５００は第１のフォトダイオード１２１０および第２のフォトダイオード１２２０で発生する光電流をそれぞれ検出する。そして、レベル調整部１４００は光電流検出部１５００の出力に基づいて、帰還閉ループにおける信号レベルを調整する。
次にコヒーレント光受信装置１００００の動作について説明する。光受信信号１００１と第１の局部発振光１００２が光９０度ハイブリッド回路１１００に入力される。光９０度ハイブリッド回路１１００は、光受信信号１００１と第１の局部発振光１００２を干渉させて第１の干渉光信号１１１０を出力する。また、光受信信号１００１と第１の局部発振光と位相が反転した第２の局部発振光と光受信信号１００１を干渉させて第２の干渉光信号１１２０を出力する。第１の干渉光信号１１１０と第２の干渉光信号１１２０はそれぞれ第１のフォトダイオード１２１０と第２のフォトダイオード１２２０に入力され、光−電気変換によって電流の強度変調信号に変換される。変換された電流信号は、負帰還ループを有する差動型トランスインピーダンスアンプ１３００に入力され、電流信号から電圧信号に変換される。差動型トランスインピーダンスアンプ１３００は２つの入力信号の差分を得ることによって入力信号を復調し、正補する２つの復調信号（ＯＵＴＰ、ＯＵＴＮ）を出力する。
このとき、第１の干渉光信号１１１０と第２の干渉光信号１１２０の間に強度の差があると、その差は第１および第２のフォトダイオード１２１０、１２２０における光電流の差として現れる。
次に、ＣＭＲＲがコヒーレント光受信器に影響を及ぼす理由について、四位相偏移変調（ＱＰＳＫ）光信号を例として説明する。上述したように、光受信信号１００１は光９０度ハイブリッド回路１１００において光カプラにより４分岐される。また、第１の局部発振光１００２は光カプラで４分岐され、それぞれの位相を０、π、π／２、３π／２だけシフトされた後、光受信信号１００１とそれぞれ干渉させられる。そして、これらの干渉光が第１のフォトダイオード１２１０および第２のフォトダイオード１２２０に入力される。
光受信信号をＳ（ｔ）、第１の局部発振光をＬ（ｔ）とすると、それぞれ下記のように表わされる。
ここで、ω１、ωはそれぞれ光受信信号および第１の局部発振光の周波数（＝光速／波長）である。また、φは位相であり、位相変調方式ではこの位相に送信情報が乗せられる。例えば、ＱＰＳＫ方式では０、π、π／２、３π／２である。
光受信信号１００１と第１の局部発信光１００２の光の波長が一致している（ω１＝ω）とすると、光受信信号と局部発信光との干渉光が入力される第１のフォトダイオード１２１０および第２のフォトダイオード１２２０の出力は次のように表わされる。
ここで、ａ、ｂ、ｃ、ｄは第１のフォトダイオード１２１０と第２のフォトダイオード１２２０の量子効率、および光９０度ハイブリッド回路１１００における損失に起因する係数である。式（１）から式（４）における第１項と第２項はＤＣ成分（オフセット成分）であり、第３項が信号の位相情報である。
式（１）から式（４）より、差動型トランスインピーダンスアンプ１３００の出力は、以下のように表わされる。
上式のうち、式（５）と式（６）、式（７）と式（８）の差動信号が差動型トランスインピーダンスアンプ１３００の後段のアンプ回路にそれぞれ入力される。
ここで、局部発信光の光強度Ｂ２は光受信信号の強度Ａ２の１０倍以上であるため、局部発信光の光強度Ｂ２が支配的になる。そのため、式（５）と式（６）の係数ａと係数ｂ、および式（７）と式（８）の係数ｃと係数ｄに差が生じると、差動型トランスインピーダンスアンプ１３００の出力信号におけるＤＣレベルに大きく差が現れる。しかし、本実施形態のコヒーレント光受信器１０００によれば、差動型トランスインピーダンスアンプ１３００内に設けたレベル調整部１４００によって、ＤＣレベルを略等しくすることができる。これにより、差動型トランスインピーダンスアンプ１３００の出力信号のレベル差が解消される。
さらに、本実施形態のコヒーレント光受信装置１００００では、２つのフォトダイオード１２１０、１２２０に発生する光電流を光電流検出部１５００によって検出し、差動型トランスインピーダンスアンプ１３００に接続されるレベル調整部１４００にフィードバックする構成としている。この構成により、２つの帰還閉ループにおける正補する信号のレベルが調整され、第１の干渉光信号１１１０と第２の干渉光信号１１２０の強度の差が自動的に補正される。その結果、復調前の２つの信号の強度の差が補正された２つの復調信号が得られる。この復調信号はアンプ回路で増幅され、後段に接続されたアナログ・デジタル変換部（ＡＤＣ）１６００によりＡＤ変換され、デジタル信号処理部（ＤＳＰ）１７００において偏波分離、光源周波数オフセット補償、位相補償などのデジタル信号処理が行われる。
図４に、本実施形態のコヒーレント光受信装置１００００によるＱＰＳＫ復調後の信号波形を示す。ビットレートは３１．７８９１１Ｇｂ／ｓである。同図から明らかなように、復調前の光信号に強度差が生じている場合であっても、光信号の強度差を自動的に補正することができ、良好な復調信号波形を得ることができる。比較のため図１３に、関連するコヒーレント光受信装置における復調後の信号波形を示す。同図より、この場合には、差動型トランスインピーダンスアンプの後段に配置したアンプ回路の直線性を低下させることから、この復調信号に対して別途、補正処理を施す必要があることがわかる。
以上説明したように、本実施形態によれば、コヒーレント光受信器において、光信号の強度差や光路差によって生ずる受信強度の差を自動的に補正することが可能となる。すなわち、フォトダイオードで生じたＣＭＲＲの劣化を自動的に補償することでき、良好なＱＰＳＫ復調信号が得られる。
〔第２の実施形態〕
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。本実施形態では、光受信器としてコヒーレント検波方式によるコヒーレント光受信器を用いた場合について説明する。図２は、本発明の第２の実施形態に係るコヒーレント光受信器２０００の構成を示す回路構成図である。図２では、コヒーレント光受信器のうち、一の偏波（Ｘ）部のＩチャネル（Ｉｘ）のみを示す。コヒーレント光受信器２０００は、第１のフォトダイオード２２１０、第２のフォトダイオード２２２０、差動型トランスインピーダンスアンプ２３００、レベル調整部２４００、および光電流検出部２５００を有する。なお、コヒーレント光受信器２０００は光９０度ハイブリッド回路１１００と共にコヒーレント光受信装置を構成する。
第１のフォトダイオード２２１０と第２のフォトダイオード２２２０はそれぞれ、光受信信号と局部発振光が干渉して得られる干渉光信号を受光する。すなわち、第１のフォトダイオード２２１０は光９０度ハイブリッド回路１１００から第１の干渉光信号を受光し、正信号を出力する。第２のフォトダイオード２２２０は光９０度ハイブリッド回路１１００から第２の干渉光信号を受光し、補信号を出力する。
光電流検出部２５００は第１のフォトダイオード２２１０と第２のフォトダイオード２２２０に流れる光電流をそれぞれ検出する。
差動型トランスインピーダンスアンプ２３００は第１のフォトダイオード２２１０と第２のフォトダイオード２２２０の出力に接続され、第１のフォトダイオード２２１０から正信号を、第２のフォトダイオード２２２０から補信号が入力される。また、差動型トランスインピーダンスアンプ２３００は帰還抵抗２３１０、２３２０により帰還閉ループを構成している。
本実施形態では、レベル調整部２４００は以下のように構成した。すなわち、第１の干渉光信号により第１のフォトダイオード２２１０で発生する光電流に基づいて、差動型トランスインピーダンスアンプ２３００の正信号に対する帰還閉ループ（帰還抵抗２３２０）における信号レベルを調整する構成とした。また、第２の干渉光信号により第２のフォトダイオード２２２０で発生する光電流に基づいて、差動型トランスインピーダンスアンプ２３００の補信号に対する帰還閉ループ（帰還抵抗２３１０）における信号レベルを調整する構成とした。
次に、本実施形態のコヒーレント光受信器２０００の構成について、さらに具体的に説明する。差動型トランスインピーダンスアンプ２３００は、正信号と補信号を入力とする差動アンプ２３３０と、差動アンプ２３３０の出力に接続されたエミッタフォロワ回路２３４０（またはソースフォロワ回路）を備える。そして、エミッタフォロワ回路２３４０の出力と差動アンプ２３３０の入力との間に接続された帰還抵抗２３１０、２３２０によって帰還閉ループを構成している。
レベル調整部２４００は、差動アンプ２３３０の出力とエミッタフォロワ回路２３４０の入力との間に接続された差動回路２４１０を備え、帰還閉ループの正補するそれぞれの信号レベルを調整する。
光電流検出部２５００は、第１のフォトダイオード２２１０または第２のフォトダイオード２２２０で発生する光電流に比例した比例電流をそれぞれ出力するカレントミラー回路２５１１、２５１２を備える。そして、比例電流に応じて調整電圧を発生する調整電圧発生部としての抵抗部２５２１、２５２２によって、調整電圧が差動回路２４１０の入力に正補そのまま入力されるように構成されている。すなわち、第１のフォトダイオード２２１０が出力する正信号に基づく調整電圧（抵抗部２５２１で発生）は、レベル調整部２４００を構成する差動回路２４１０の、差動アンプ２３３０の正信号出力に接続された側に入力される。一方、第２のフォトダイオード２２２０が出力する補信号に基づく調整電圧（抵抗部２５２２で発生）は、レベル調整部２４００を構成する差動回路２４１０の、差動アンプ２３３０の補信号出力に接続された側に入力される。
次に、本実施形態のコヒーレント光受信器２０００の動作について説明する。図３は、本実施形態のコヒーレント光受信器２０００の動作を説明するための回路構成図である。コヒーレント光受信器２０００の構成は図２と同じである。
第１のフォトダイオード２２１０が受光する第１の干渉光信号と、第２のフォトダイオード２２２０が受光する第２の干渉光信号との間に強度差がない場合、光電流検出部２５００の２つのカレントミラー回路２５１１、２５１２には同じ電流（αＩＰＤ１＝αＩＰＤ２）が流れる。そのため、抵抗部２５２１、２５２２に同じ電圧（ＶＰＤ１＝ＶＰＤ２）が発生し、この等しい電圧がレベル調整部２４００に付加される。したがって、この場合は、正補する信号にＤＣレベルの差がなく、そのまま復調、増幅されて出力（ＯＵＴＰ、ＯＵＴＮ）される。
第１の干渉光信号と第２の干渉光信号との間に強度差が生じた場合には、第１のフォトダイオード２２１０に流れる光電流（ＩＰＤ１）と第２のフォトダイオード２２２０に流れる光電流（ＩＰＤ２）との間に電流差（例えば、ＩＰＤ１＜ＩＰＤ２）が生じる。そのため、光電流検出部２５００にはフォトダイオードに流れる電流差に対応した電流（αＩＰＤ１＜αＩＰＤ２）および電圧（ＶＰＤ１＜ＶＰＤ２）が発生する。
このとき、差動型トランスインピーダンスアンプ２３００の差動アンプ２３３０の出力は、ＩＰＤ１＜ＩＰＤ２であるため、正信号と補信号にはＤＣレベルの差が生じ、正信号より補信号のＤＣレベルが高くなる。しかしながら本実施形態のコヒーレント光受信器２０００の構成によれば、レベル調整部２４００を構成する差動回路２４１０の、差動アンプ２３３０の正信号に接続された側に、より低い電圧（ＶＰＤ１）が印加される。一方、差動アンプ２３３０の補信号に接続された側には、より高い電圧（ＶＰＤ２）が印加されるので補信号側の電位が低下し、正信号と補信号のＤＣレベルの差は解消される。その結果、第１の干渉光信号と第２の干渉光信号との強度差が自動的に補正され、復調波形が出力される。
図４に、復調前の光信号に強度差が生じている場合における、ＱＰＳＫ復調後の信号波形を示す。ビットレートは３１．７８９１１Ｇｂ／ｓである。このように、復調前の光信号に強度差が生じている場合であっても、本実施形態のコヒーレント光受信器２０００によれば、受信強度の差を自動的に補正することが可能であり、良好な復調信号波形を得ることができる。
図２、図３では、バイポーラトランジスタを用いた場合について図示したが、これに限らず、ＭＯＳ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）型等の電界効果トランジスタ（Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＦＥＴ）を用いることとしてもよい。
以上説明したように本実施形態のコヒーレント光受信器２０００では、フォトダイオードで発生する光電流を光電流検出部２５００によって検出し、レベル調整部２４００にフィードバックする構成としている。これによって、差動型トランスインピーダンスアンプ２３００の２つの帰還閉ループにおける正補する信号のＤＣレベルが自動的に調整されるので、復調前の２つの光信号の強度差を自動的に補正して信号を増幅することが可能となる。
〔第３の実施形態〕
次に、本発明の第３の実施形態について説明する。本実施形態では、光受信器としてコヒーレント検波方式によるコヒーレント光受信器を用いた場合について説明する。図５は、本発明の第３の実施形態に係るコヒーレント光受信器３０００の構成を示す回路構成図である。図５では、コヒーレント光受信器のうち、一の偏波（Ｘ）部のＩチャネル（Ｉｘ）のみを示す。コヒーレント光受信器３０００は、第１のフォトダイオード３２１０、第２のフォトダイオード３２２０、差動型トランスインピーダンスアンプ３３００、レベル調整部３４００、および光電流検出部３５００を有する。なお、コヒーレント光受信器３０００は光９０度ハイブリッド回路１１００と共にコヒーレント光受信装置を構成する。本実施形態のコヒーレント光受信器３０００は、レベル調整部３４００および光電流検出部３５００の構成が第２の実施形態のコヒーレント光受信器２０００と異なる。
第１のフォトダイオード３２１０と第２のフォトダイオード３２２０はそれぞれ、光受信信号と局部発振光が干渉して得られる干渉光信号を受光する。すなわち、第１のフォトダイオード３２１０は光９０度ハイブリッド回路１１００から第１の干渉光信号を受光し、正信号を出力する。第２のフォトダイオード３２２０は光９０度ハイブリッド回路１１００から第２の干渉光信号を受光し、補信号を出力する。
光電流検出部３５００は第１のフォトダイオード３２１０と第２のフォトダイオード３２２０に流れる光電流をそれぞれ検出する。
差動型トランスインピーダンスアンプ３３００は第１のフォトダイオード３２１０と第２のフォトダイオード３２２０の出力に接続され、第１のフォトダイオード３２１０から正信号を、第２のフォトダイオード３２２０から補信号が入力される。また、差動型トランスインピーダンスアンプ３３００は帰還抵抗３３１０、３３２０により帰還閉ループを構成している。
本実施形態では、レベル調整部３４００は以下のように構成した。すなわち、第１の干渉光信号により第１のフォトダイオード３２１０で発生する光電流に応じて発生する電圧の反転値に基づいて、差動型トランスインピーダンスアンプ３３００の補信号に対する帰還閉ループ（帰還抵抗３３１０）における信号レベルを調整する構成とした。また、第２の干渉光信号により第２のフォトダイオード３２２０で発生する光電流に応じて発生する電圧の反転値に基づいて、差動型トランスインピーダンスアンプ３３００の正信号に対する帰還閉ループ（帰還抵抗３３２０）における信号レベルを調整する構成とした。
次に、本実施形態のコヒーレント光受信器３０００の構成について、さらに具体的に説明する。差動型トランスインピーダンスアンプ３３００は、正信号と補信号を入力とする差動アンプ３３３０と、差動アンプ３３３０の出力に接続されたエミッタフォロワ回路３３４０（またはソースフォロワ回路）を備える。そして、エミッタフォロワ回路３３４０の出力と差動アンプ３３３０の入力との間に接続された帰還抵抗３３１０、３３２０によって帰還閉ループを構成している。
レベル調整部３４００は、差動アンプ３３３０の出力とエミッタフォロワ回路３３４０の入力との間に接続された差動回路３４１０を備え、帰還閉ループの正補するそれぞれの信号レベルを調整する。
光電流検出部３５００は、第１のフォトダイオード３２１０または第２のフォトダイオード３２２０で発生する光電流に比例した比例電流をそれぞれ出力するカレントミラー回路３５１１、３５１２を備える。さらに、比例電流に応じて調整電圧を発生する調整電圧発生部としての抵抗部３５２１、３５２２と、調整電圧を反転してレベルを調整したレベル調整電圧を出力するインバータ回路部３５３０を有する。そして、このレベル調整電圧がレベル調整部３４００を構成する差動回路３４１０に入力される構成とした。すなわち、第１のフォトダイオード３２１０が出力する正信号に基づく調整電圧（抵抗部３５２１で発生）はインバータ回路部３５３０によって反転され、レベル調整部３４００を構成する差動回路３４１０の、差動アンプ３３３０の補信号出力に接続された側に入力される。一方、第２のフォトダイオード３２２０が出力する補信号に基づく調整電圧（抵抗部３５２２で発生）はインバータ回路部３５３０によって反転され、レベル調整部３４００を構成する差動回路３４１０の、差動アンプ３３３０の正信号出力に接続された側に入力される。
次に、本実施形態のコヒーレント光受信器３０００の動作について説明する。第１のフォトダイオード３２１０が受光する第１の干渉光信号と、第２のフォトダイオード３２２０が受光する第２の干渉光信号との間に強度差がない場合、光電流検出部３５００の２つのカレントミラー回路３５１１、３５１２には同じ電流が流れる。そのため、インバータ回路部３５３０の出力であるレベル調整電圧は等しくなり、この等しい電圧がレベル調整部３４００を構成する差動回路３４１０に入力される。したがって、この場合は、正補する信号にＤＣレベルの差がなく、そのまま復調、増幅されて出力（ＯＵＴＰ、ＯＵＴＮ）される。
第１の光信号と第２の光信号との間に強度差が生じた場合には、第１のフォトダイオード３２１０に流れる光電流と第２のフォトダイオード３２２０に流れる光電流との間に電流差が生じる。このときインバータ回路部３５３０は、各フォトダイオードに流れる電流に対応した調整電圧を反転してレベルを調整したレベル調整電圧を出力する。そして、このレベル調整電圧がレベル調整部３４００を構成する差動回路３４１０に入力される。
このように本実施形態のコヒーレント光受信器３０００の構成によれば、第１の干渉光信号と第２の干渉光信号の強度差を補正する量に応じてインバータ回路部３５３０がレベル調整電圧を出力するので、第１の干渉光信号と第２の干渉光信号との強度差が自動的に補正される。図４に、復調前の光信号に強度差が生じている場合における、ＱＰＳＫ復調後の信号波形を示す。ビットレートは３１．７８９１１Ｇｂ／ｓである。図４からわかるように、復調前の光信号に強度差が生じている場合であっても、本実施形態のコヒーレント光受信器３０００によれば、受信強度の差を自動的に補正することが可能であり、良好な復調信号波形を得ることができる。
図５では、バイポーラトランジスタを用いた場合について図示したが、これに限らず、ＭＯＳ型等の電界効果トランジスタを用いることとしてもよい。
また上記説明では、レベル調整部３４００は、差動アンプ３３３０の出力とエミッタフォロワ回路３３４０の入力との間に接続された差動回路３４１０を備えることとした。しかし、これに限らず、図６に示すように、エミッタフォロワ回路３３４０にレベル調整部３４００を設けた構成としてもよい。この場合であっても、レベル調整部３４００は差動型トランスインピーダンスアンプ３３００の帰還閉ループの正補するそれぞれの信号レベルを調整することができる。
以上説明したように本実施形態のコヒーレント光受信器３０００では、フォトダイオードで発生する光電流を光電流検出部３５００によって検出し、レベル調整部３４００にフィードバックする構成としている。これによって、差動型トランスインピーダンスアンプ３３００の２つの帰還閉ループにおける正補する信号のレベルが自動的に調整されるので、復調前の２つの光信号の強度差を自動的に補正して信号を増幅することが可能となる。
〔第４の実施形態〕
次に、本発明の第４の実施形態について説明する。図７は、本発明の第４の実施形態に係る光受信装置１００の構成を示すブロック図である。光受信装置１００は、ゼロ復帰符号（ＲＺ）を用いた差動位相偏移変調（例えば、ＤＰＳＫ方式、ＤＱＰＳＫ方式）された光変調信号（以下では、「ＲＺ−ＤＰＳＫ信号」という）を受光し復調する光受信装置である。光受信装置１００は１ビット遅延干渉計２００と光受信器３００を有する。
１ビット遅延干渉計２００は一組の光導波路の一方に１ビット遅延素子を備え、ＲＺ−ＤＰＳＫ変調された一組の光入力信号２１０に対して、互いに隣接するビット間の位相差に応じた第１の光信号２２１と第２の光信号２２２からなる一組の光信号を出力する。ここで、１ビット遅延干渉計２００の第１の出力端からは正相である第１の光信号２２１が、第２の出力端からは逆相である第２の光信号２２２が出力されるものとする。
光受信器３００は、第１のフォトダイオード３０１と、第２のフォトダイオード３０２と、差動型トランスインピーダンスアンプ３１０と、レベル調整部３２０と、光電流検出部３３０とを有する。
第１のフォトダイオード３０１は１ビット遅延干渉計２００の第１の出力端から正相である第１の光信号２２１を受光し、正信号を出力する。第２のフォトダイオード３０２は１ビット遅延干渉計２００の第２の出力端から逆相である第２の光信号２２２を受光し補信号を出力する。
差動型トランスインピーダンスアンプ３１０には、第１のフォトダイオード３０１から正信号を、第２のフォトダイオード３０２から補信号が入力される。そして差動型トランスインピーダンスアンプ３１０は、補信号に対する帰還閉ループを構成する帰還抵抗３１１および正信号に対する帰還閉ループを構成する帰還抵抗３１２をそれぞれ備えている。
光電流検出部３３０は第１のフォトダイオード３０１および第２のフォトダイオード３０２で発生する光電流をそれぞれ検出する。そして、レベル調整部３２０は光電流検出部３３０の出力に基づいて、帰還閉ループにおける信号レベルを調整する。
次に光受信装置１００の動作について説明する。ＲＺ−ＤＰＳＫ変調された一組の光入力信号２１０が１ビット遅延干渉計２００に入力されると、１ビット遅延干渉計２００から互いに隣接するビット間の位相差に応じた第１の光信号２２１と第２の光信号２２２が出力される。第１の光信号２２１と第２の光信号２２２はそれぞれ第１のフォトダイオード３０１と第２のフォトダイオード３０２に入力され、光−電気変換によって電流の強度変調信号に変換される。変換された電流信号は、負帰還ループを有する差動型トランスインピーダンスアンプ３１０に入力され、電流信号から電圧信号に変換される。差動型トランスインピーダンスアンプ３１０は２つの入力信号の差分を得ることによって入力信号を復調し、正補する２つのＲＺ−ＤＰＳＫ復調信号（ＯＵＴ、ＯＵＴＢ）を出力する。
このとき、復調前の一組となる２つの光入力信号２２１、２２２に強度の差があると、その差は第１および第２のフォトダイオード３０１、３０２における光電流の差として現れる。
ここで本実施形態の光受信装置１００では、２つのフォトダイオード３０１、３０２に発生する光電流を光電流検出部３３０によって検出し、差動型トランスインピーダンスアンプ３１０に接続されるレベル調整部３２０にフィードバックする構成としている。この構成により、２つの帰還閉ループにおける正補する信号のレベルが調整され、一組となる２つの光入力信号２２１、２２２の強度の差が自動的に補正される。その結果、復調前の２つの信号の強度の差が補正された２つのＲＺ−ＤＰＳＫ復調信号が得られる。図１１に、本実施形態の光受信装置１００によるＲＺ−ＤＰＳＫ復調後の信号波形を示す。図から明らかなように、復調前の光信号に強度差が生じた場合であっても、光信号の強度差を自動的に補正することができ、良好な復調信号波形を得ることができる。
以上説明したように、本実施形態によれば、ＲＺ−ＤＰＳＫ変調方式に対応した光受信装置において、光信号の強度差や光路差によって生ずる受信強度の差を自動的に補正することが可能となる。
〔第５の実施形態〕
次に、本発明の第５の実施形態について説明する。図８は、本発明の第５の実施形態に係る光受信器４００の構成を示す回路構成図である。光受信器４００は、第１のフォトダイオード４０１と、第２のフォトダイオード４０２と、差動型トランスインピーダンスアンプ４１０と、レベル調整部４２０と、光電流検出部４３０とを有する。これらの構成は第４の実施形態の光受信器３００と同じである。なお、光受信器４００は１ビット遅延干渉計２００と共に光受信装置を構成する。
第１のフォトダイオード４０１と第２のフォトダイオード４０２はそれぞれ、互いに隣接するビット間の位相差に応じた光信号を受光する。すなわち、第１のフォトダイオード４０１は１ビット遅延干渉計２００の第１の出力端から正相である第１の光信号を受光し、正信号を出力する。第２のフォトダイオード４０２は１ビット遅延干渉計２００の第２の出力端から逆相である第２の光信号を受光し補信号を出力する。
光電流検出部４３０は第１のフォトダイオード４０１と第２のフォトダイオード４０２に流れる光電流をそれぞれ検出する。
差動型トランスインピーダンスアンプ４１０は第１のフォトダイオード４０１と第２のフォトダイオード４０２の出力に接続され、第１のフォトダイオード４０１から正信号を、第２のフォトダイオード４０２から補信号が入力される。また、差動型トランスインピーダンスアンプ４１０は帰還抵抗４１１、４１２により帰還閉ループを構成している。なお、図８に示すように、差動型トランスインピーダンスアンプ４１０の後段に出力アンプ４４０を接続する。
本実施形態では、レベル調整部４２０は以下のように構成した。すなわち、正相の光信号により第１のフォトダイオード４０１で発生する光電流に基づいて、差動型トランスインピーダンスアンプ４１０の補信号に対する帰還閉ループ（帰還抵抗４１１）における信号レベルを調整する構成とした。また、逆相の光信号により第２のフォトダイオード４０２で発生する光電流に基づいて、差動型トランスインピーダンスアンプ４１０の正信号に対する帰還閉ループ（帰還抵抗４１２）における信号レベルを調整する構成とした。
次に、本実施形態の光受信器４００の構成について、さらに具体的に説明する。差動型トランスインピーダンスアンプ４１０は、正信号と補信号を入力とする差動アンプ４１３と、差動アンプ４１３の出力に接続されたエミッタフォロワ回路４１４（またはソースフォロワ回路）を備える。そして、エミッタフォロワ回路４１４の出力と差動アンプ４１３の入力との間に接続された帰還抵抗４１１、４１２によって帰還閉ループを構成している。
レベル調整部４２０は、差動アンプ４１３の出力とエミッタフォロワ回路４１４の入力との間に接続された差動回路４１５を備え、帰還閉ループの正補するそれぞれの信号レベルを調整する。
光電流検出部４３０は、第１のフォトダイオード４０１または第２のフォトダイオード４０２で発生する光電流に比例した比例電流をそれぞれ出力するカレントミラー回路４３１、４３２を備える。そして、比例電流に応じて調整電圧を発生する調整電圧発生部としての抵抗部４３３、４３４によって、調整電圧が差動回路４１５の入力に正補反転して入力されるように構成されている。すなわち、第１のフォトダイオード４０１が出力する正信号に基づく調整電圧（抵抗部４３３で発生）は、レベル調整部４２０を構成する差動回路４１５の、差動アンプ４１３の補信号出力に接続された側に入力される。一方、第２のフォトダイオード４０２が出力する補信号に基づく調整電圧（抵抗部４３４で発生）は、レベル調整部４２０を構成する差動回路４１５の、差動アンプ４１３の正信号出力に接続された側に入力される。ここで、抵抗部４３３、４３４の抵抗値は等しくした。
次に、本実施形態の光受信器４００の動作について説明する。図９は、本実施形態の光受信器４００の動作を説明するための回路構成図である。受信器４００の構成は図８と同じである。
第１のフォトダイオード４０１が受光する第１の光信号と、第２のフォトダイオード４０２が受光する第２の光信号との間に強度差がない場合、光電流検出部４３０の２つのカレントミラー回路４３１、４３２には同じ電流（αＩＰＤ１＝αＩＰＤ２）が流れる。そのため、抵抗部４３３、４３４に同じ電圧（ＶＰＤ１＝ＶＰＤ２）が発生し、この等しい電圧がレベル調整部４２０に付加される。したがって、この場合は、正補する信号がそのまま復調、増幅されて出力（ＯＵＴ、ＯＵＴＢ）される。
第１の光信号と第２の光信号との間に強度差が生じた場合には、第１のフォトダイオード４０１に流れる光電流（ＩＰＤ１）と第２のフォトダイオード４０２に流れる光電流（ＩＰＤ２）との間に電流差（例えば、ＩＰＤ１＜ＩＰＤ２）が生じる。そのため、光電流検出部４３０にはフォトダイオードに流れる電流差に対応した電流（αＩＰＤ１＜αＩＰＤ２）および電圧（ＶＰＤ１＜ＶＰＤ２）が発生する。
このとき本実施形態の光受信器４００の構成によれば、レベル調整部４２０を構成する差動回路４１５の、差動アンプ４１３の正信号に接続された側には、より高い電圧（ＶＰＤ２）が印加される。一方、差動アンプ４１３の補信号に接続された側には、より低い電圧（ＶＰＤ１）が印加される。その結果、正信号と補信号の振幅の大きさの差が減少するように調整されるので、第１の光信号と第２の光信号との強度差が自動的に補正される。図１１に、ＲＺ−ＤＰＳＫ復調後の信号波形を示す。このように、復調前の光信号に強度差が生じている場合であっても、本実施形態の光受信器４００によれば、受信強度の差を自動的に補正することが可能であり、良好な復調信号波形を得ることができる。
図８、図９では、バイポーラトランジスタを用いた場合について図示したが、これに限らず、ＭＯＳ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）型等の電界効果トランジスタ（Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＦＥＴ）を用いることとしてもよい。
以上説明したように本実施形態の光受信器４００では、フォトダイオードで発生する光電流を光電流検出部４３０によって検出し、レベル調整部４２０にフィードバックする構成としている。これによって、差動型トランスインピーダンスアンプ４１０の２つの帰還閉ループにおける正補する信号のレベルが自動的に調整されるので、復調前の２つの光信号の強度差を自動的に補正して信号を増幅することが可能となる。
〔第６の実施形態〕
次に、本発明の第６の実施形態について説明する。図１０は、本発明の第６の実施形態に係る光受信器５００の構成を示す回路構成図である。光受信器５００は、第１のフォトダイオード５０１と、第２のフォトダイオード５０２と、差動型トランスインピーダンスアンプ５１０と、レベル調整部５２０と、光電流検出部５３０とを有する。なお、光受信器５００は１ビット遅延干渉計２００と共に光受信装置を構成する。本実施形態の光受信器５００は、レベル調整部５２０および光電流検出部５３０の構成が第５の実施形態の光受信器４００と異なる。
第１のフォトダイオード５０１と第２のフォトダイオード５０２はそれぞれ、互いに隣接するビット間の位相差に応じた光信号を受光する。すなわち、第１のフォトダイオード５０１は１ビット遅延干渉計２００の第１の出力端から正相である第１の光信号を受光し、正信号を出力する。第２のフォトダイオード５０２は１ビット遅延干渉計２００の第２の出力端から逆相である第２の光信号を受光し補信号を出力する。
光電流検出部５３０は第１のフォトダイオード５０１と第２のフォトダイオード５０２に流れる光電流をそれぞれ検出する。
差動型トランスインピーダンスアンプ５１０は第１のフォトダイオード５０１と第２のフォトダイオード５０２の出力に接続され、第１のフォトダイオード５０１から正信号を、第２のフォトダイオード５０２から補信号が入力される。また、差動型トランスインピーダンスアンプ５１０は帰還抵抗５１１、５１２により帰還閉ループを構成している。なお、図１０に示すように、差動型トランスインピーダンスアンプ５１０の後段に出力アンプ５４０を接続する。
本実施形態では、レベル調整部５２０は以下のように構成した。すなわち、正相の光信号により第１のフォトダイオード５０１で発生する光電流に応じて発生する電圧の反転値に基づいて、差動型トランスインピーダンスアンプ５１０の正信号に対する帰還閉ループ（帰還抵抗５１２）における信号レベルを調整する構成とした。また、逆相の光信号により第２のフォトダイオード５０２で発生する光電流に応じて発生する電圧の反転値に基づいて、差動型トランスインピーダンスアンプ５１０の補信号に対する帰還閉ループ（帰還抵抗５１１）における信号レベルを調整する構成とした。
次に、本実施形態の光受信器５００の構成について、さらに具体的に説明する。差動型トランスインピーダンスアンプ５１０は、正信号と補信号を入力とする差動アンプ５１３と、差動アンプ５１３の出力に接続されたエミッタフォロワ回路５１４（またはソースフォロワ回路）を備える。そして、エミッタフォロワ回路５１４の出力と差動アンプ５１３の入力との間に接続された帰還抵抗５１１、５１２によって帰還閉ループを構成している。
レベル調整部５２０は、差動アンプ５１３の出力とエミッタフォロワ回路５１４の入力との間に接続された差動回路５１５を備え、帰還閉ループの正補するそれぞれの信号レベルを調整する。
光電流検出部５３０は、第１のフォトダイオード５０１または第２のフォトダイオード５０２で発生する光電流に比例した比例電流をそれぞれ出力するカレントミラー回路５３１、５３２を備える。さらに、比例電流に応じて調整電圧を発生する調整電圧発生部としての抵抗部５３３、５３４と、調整電圧を反転してレベルを調整したレベル調整電圧を出力するインバータ回路部５３５を有する。そして、このレベル調整電圧がレベル調整部５２０を構成する差動回路５１５に入力される構成とした。すなわち、第１のフォトダイオード５０１が出力する正信号に基づく調整電圧（抵抗部５３３で発生）はインバータ回路部５３５によって反転され、レベル調整部５２０を構成する差動回路５１５の、差動アンプ５１３の正信号出力に接続された側に入力される。一方、第２のフォトダイオード５０２が出力する補信号に基づく調整電圧（抵抗部５３４で発生）はインバータ回路部５３５によって反転され、レベル調整部５２０を構成する差動回路５１５の、差動アンプ５１３の補信号出力に接続された側に入力される。ここで、抵抗部５３３、５３４の抵抗値は等しくした。
次に、本実施形態の光受信器５００の動作について説明する。第１のフォトダイオード５０１が受光する第１の光信号と、第２のフォトダイオード５０２が受光する第２の光信号との間に強度差がない場合、光電流検出部５３０の２つのカレントミラー回路５３１、５３２には同じ電流が流れる。そのため、インバータ回路部５３５の出力であるレベル調整電圧は等しくなり、この等しい電圧がレベル調整部５２０を構成する差動回路５１５に入力される。したがって、この場合は、正補する信号がそのまま復調、増幅されて出力（ＯＵＴ、ＯＵＴＢ）される。
第１の光信号と第２の光信号との間に強度差が生じた場合には、第１のフォトダイオード５０１に流れる光電流と第２のフォトダイオード５０２に流れる光電流との間に電流差が生じる。このときインバータ回路部５３５は、各フォトダイオードに流れる電流に対応した調整電圧を反転してレベルを調整したレベル調整電圧を出力する。そして、このレベル調整電圧がレベル調整部５２０を構成する差動回路５１５に入力される。
このように本実施形態の光受信器５００の構成によれば、第１の光信号と第２の光信号の強度差を補正する量に応じてインバータ回路部５３５がレベル調整電圧を出力するので、第１の光信号と第２の光信号との強度差が自動的に補正される。図１１に、ＲＺ−ＤＰＳＫ復調後の信号波形を示す。図１１からわかるように、復調前の光信号に強度差が生じている場合であっても、本実施形態の光受信器５００によれば、受信強度の差を自動的に補正することが可能であり、良好な復調信号波形を得ることができる。
図１０では、バイポーラトランジスタを用いた場合について図示したが、これに限らず、ＭＯＳ型等の電界効果トランジスタを用いることとしてもよい。
以上説明したように本実施形態の光受信器５００では、フォトダイオードで発生する光電流を光電流検出部５３０によって検出し、レベル調整部５２０にフィードバックする構成としている。これによって、差動型トランスインピーダンスアンプ５１０の２つの帰還閉ループにおける正補する信号のレベルが自動的に調整されるので、復調前の２つの光信号の強度差を自動的に補正して信号を増幅することが可能となる。
本発明は上記実施形態に限定されることなく、特許請求の範囲に記載した発明の範囲内で、種々の変形が可能であり、それらも本発明の範囲内に含まれるものであることはいうまでもない。
この出願は、２０１１年１０月２１日に出願された日本出願特願２０１１−２３１２８１を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
〔第１の実施形態〕
本実施形態では、光受信装置としてコヒーレント検波方式によるコヒーレント光受信装置を用いる場合について説明する。図１は、本発明の第１の実施形態に係るコヒーレント光受信装置の構成を示すブロック図である。図１では、コヒーレント光受信装置のうち、一の偏波（Ｘ）部のみを示す。コヒーレント光受信装置１００００はコヒーレント光受信器１０００と光９０度ハイブリッド回路１１００を有する。
光９０度ハイブリッド回路１１００は、光位相器１１０１と光ミキサ１１０２を備える。光９０度ハイブリッド回路１１００には光受信信号１００１と、光受信信号１００１と略同一波長の第１の局部発振光１００２が局部発振光源から入力される。ここで光受信信号１００１は、偏光ビームスプリッタ（ＰＢＳ）により、Ｘ偏波またはＹ偏波に分離された後の信号である。
光９０度ハイブリッド回路１１００は、光受信信号１００１と第１の局部発振光１００２を干渉させ、第１の光信号として第１の干渉光信号を出力する。また、光受信信号１００１と、第１の局部発振光と位相が反転した第２の局部発振光を干渉させ、第２の光信号として第２の干渉光信号を出力する。具体的には、四位相偏移変調（ＱＰＳＫ）光信号をコヒーレント受信する場合、図１に示すように、光受信信号１００１は光９０度ハイブリッド回路１１００内で光カプラにより４分岐される。第１の局部発振光１００２も光カプラで４分岐され、それぞれの位相を０、π、π／２、３π／２だけシフトされた後、光受信信号１００１とそれぞれ干渉させられる。
コヒーレント光受信器１０００は、第１のフォトダイオード１２１０、第２のフォトダイオード１２２０、差動型トランスインピーダンスアンプ１３００、レベル調整部１４００、および光電流検出部１５００を有する。差動型トランスインピーダンスアンプ１３００の出力にはアンプ回路を介してアナログ・デジタル変換部（ＡＤＣ）１６００およびデジタル信号処理部（ＤＳＰ）１７００が接続される。
第１のフォトダイオード１２１０は、光９０度ハイブリッド回路１１００から第１の干渉光信号１１１０を受光して正信号を出力する。第２のフォトダイオード１２２０は第２の干渉光信号１１２０を受光して補信号を出力する。
差動型トランスインピーダンスアンプ１３００には、第１のフォトダイオード１２１０から正信号が、第２のフォトダイオード１２２０から補信号が入力される。そして差動型トランスインピーダンスアンプ１３００は、補信号に対する帰還閉ループを構成する帰還抵抗１３１０および正信号に対する帰還閉ループを構成する帰還抵抗１３２０をそれぞれ備えている。
光電流検出部１５００は第１のフォトダイオード１２１０および第２のフォトダイオード１２２０で発生する光電流をそれぞれ検出する。そして、レベル調整部１４００は光電流検出部１５００の出力に基づいて、帰還閉ループにおける信号レベルを調整する。
次にコヒーレント光受信装置１００００の動作について説明する。光受信信号１００１と第１の局部発振光１００２が光９０度ハイブリッド回路１１００に入力される。光９０度ハイブリッド回路１１００は、光受信信号１００１と第１の局部発振光１００２を干渉させて第１の干渉光信号１１１０を出力する。また、光受信信号１００１と第１の局部発振光と位相が反転した第２の局部発振光と光受信信号１００１を干渉させて第２の干渉光信号１１２０を出力する。第１の干渉光信号１１１０と第２の干渉光信号１１２０はそれぞれ第１のフォトダイオード１２１０と第２のフォトダイオード１２２０に入力され、光−電気変換によって電流の強度変調信号に変換される。変換された電流信号は、負帰還ループを有する差動型トランスインピーダンスアンプ１３００に入力され、電流信号から電圧信号に変換される。差動型トランスインピーダンスアンプ１３００は２つの入力信号の差分を得ることによって入力信号を復調し、正補する２つの復調信号（ＯＵＴＰ、ＯＵＴＮ）を出力する。
このとき、第１の干渉光信号１１１０と第２の干渉光信号１１２０の間に強度の差があると、その差は第１および第２のフォトダイオード１２１０、１２２０における光電流の差として現れる。
次に、ＣＭＲＲがコヒーレント光受信器に影響を及ぼす理由について、四位相偏移変調（ＱＰＳＫ）光信号を例として説明する。上述したように、光受信信号１００１は光９０度ハイブリッド回路１１００において光カプラにより４分岐される。また、第１の局部発振光１００２は光カプラで４分岐され、それぞれの位相を０、π、π／２、３π／２だけシフトされた後、光受信信号１００１とそれぞれ干渉させられる。そして、これらの干渉光が第１のフォトダイオード１２１０および第２のフォトダイオード１２２０に入力される。
光受信信号をＳ（ｔ）、第１の局部発振光をＬ（ｔ）とすると、それぞれ下記のように表わされる。
光受信信号１００１と第１の局部発信光１００２の光の波長が一致している（ω１＝ω）とすると、光受信信号と局部発信光との干渉光が入力される第１のフォトダイオード１２１０および第２のフォトダイオード１２２０の出力は次のように表わされる。
式（１）から式（４）より、差動型トランスインピーダンスアンプ１３００の出力は、以下のように表わされる。
ここで、局部発信光の光強度Ｂ２は光受信信号の強度Ａ２の１０倍以上であるため、局部発信光の光強度Ｂ２が支配的になる。そのため、式（５）と式（６）の係数ａと係数ｂ、および式（７）と式（８）の係数ｃと係数ｄに差が生じると、差動型トランスインピーダンスアンプ１３００の出力信号におけるＤＣレベルに大きく差が現れる。しかし、本実施形態のコヒーレント光受信器１０００によれば、差動型トランスインピーダンスアンプ１３００内に設けたレベル調整部１４００によって、ＤＣレベルを略等しくすることができる。これにより、差動型トランスインピーダンスアンプ１３００の出力信号のレベル差が解消される。
さらに、本実施形態のコヒーレント光受信装置１００００では、２つのフォトダイオード１２１０、１２２０に発生する光電流を光電流検出部１５００によって検出し、差動型トランスインピーダンスアンプ１３００に接続されるレベル調整部１４００にフィードバックする構成としている。この構成により、２つの帰還閉ループにおける正補する信号のレベルが調整され、第１の干渉光信号１１１０と第２の干渉光信号１１２０の強度の差が自動的に補正される。その結果、復調前の２つの信号の強度の差が補正された２つの復調信号が得られる。この復調信号はアンプ回路で増幅され、後段に接続されたアナログ・デジタル変換部（ＡＤＣ）１６００によりＡＤ変換され、デジタル信号処理部（ＤＳＰ）１７００において偏波分離、光源周波数オフセット補償、位相補償などのデジタル信号処理が行われる。
図４に、本実施形態のコヒーレント光受信装置１００００によるＱＰＳＫ復調後の信号波形を示す。ビットレートは３１．７８９１１Ｇｂ／ｓである。同図から明らかなように、復調前の光信号に強度差が生じている場合であっても、光信号の強度差を自動的に補正することができ、良好な復調信号波形を得ることができる。比較のため図１３に、関連するコヒーレント光受信装置における復調後の信号波形を示す。同図より、この場合には、差動型トランスインピーダンスアンプの後段に配置したアンプ回路の直線性を低下させることから、この復調信号に対して別途、補正処理を施す必要があることがわかる。
以上説明したように、本実施形態によれば、コヒーレント光受信器において、光信号の強度差や光路差によって生ずる受信強度の差を自動的に補正することが可能となる。すなわち、フォトダイオードで生じたＣＭＲＲの劣化を自動的に補償することでき、良好なＱＰＳＫ復調信号が得られる。
〔第２の実施形態〕
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。本実施形態では、光受信器としてコヒーレント検波方式によるコヒーレント光受信器を用いた場合について説明する。図２は、本発明の第２の実施形態に係るコヒーレント光受信器２０００の構成を示す回路構成図である。図２では、コヒーレント光受信器のうち、一の偏波（Ｘ）部のＩチャネル（Ｉｘ）のみを示す。コヒーレント光受信器２０００は、第１のフォトダイオード２２１０、第２のフォトダイオード２２２０、差動型トランスインピーダンスアンプ２３００、レベル調整部２４００、および光電流検出部２５００を有する。なお、コヒーレント光受信器２０００は光９０度ハイブリッド回路１１００と共にコヒーレント光受信装置を構成する。
第１のフォトダイオード２２１０と第２のフォトダイオード２２２０はそれぞれ、光受信信号と局部発振光が干渉して得られる干渉光信号を受光する。すなわち、第１のフォトダイオード２２１０は光９０度ハイブリッド回路１１００から第１の干渉光信号を受光し、正信号を出力する。第２のフォトダイオード２２２０は光９０度ハイブリッド回路１１００から第２の干渉光信号を受光し、補信号を出力する。
光電流検出部２５００は第１のフォトダイオード２２１０と第２のフォトダイオード２２２０に流れる光電流をそれぞれ検出する。
差動型トランスインピーダンスアンプ２３００は第１のフォトダイオード２２１０と第２のフォトダイオード２２２０の出力に接続され、第１のフォトダイオード２２１０から正信号を、第２のフォトダイオード２２２０から補信号が入力される。また、差動型トランスインピーダンスアンプ２３００は帰還抵抗２３１０、２３２０により帰還閉ループを構成している。
本実施形態では、レベル調整部２４００は以下のように構成した。すなわち、第１の干渉光信号により第１のフォトダイオード２２１０で発生する光電流に基づいて、差動型トランスインピーダンスアンプ２３００の正信号に対する帰還閉ループ（帰還抵抗２３２０）における信号レベルを調整する構成とした。また、第２の干渉光信号により第２のフォトダイオード２２２０で発生する光電流に基づいて、差動型トランスインピーダンスアンプ２３００の補信号に対する帰還閉ループ（帰還抵抗２３１０）における信号レベルを調整する構成とした。
次に、本実施形態のコヒーレント光受信器２０００の構成について、さらに具体的に説明する。差動型トランスインピーダンスアンプ２３００は、正信号と補信号を入力とする差動アンプ２３３０と、差動アンプ２３３０の出力に接続されたエミッタフォロワ回路２３４０（またはソースフォロワ回路）を備える。そして、エミッタフォロワ回路２３４０の出力と差動アンプ２３３０の入力との間に接続された帰還抵抗２３１０、２３２０によって帰還閉ループを構成している。
レベル調整部２４００は、差動アンプ２３３０の出力とエミッタフォロワ回路２３４０の入力との間に接続された差動回路２４１０を備え、帰還閉ループの正補するそれぞれの信号レベルを調整する。
光電流検出部２５００は、第１のフォトダイオード２２１０または第２のフォトダイオード２２２０で発生する光電流に比例した比例電流をそれぞれ出力するカレントミラー回路２５１１、２５１２を備える。そして、比例電流に応じて調整電圧を発生する調整電圧発生部としての抵抗部２５２１、２５２２によって、調整電圧が差動回路２４１０の入力に正補そのまま入力されるように構成されている。すなわち、第１のフォトダイオード２２１０が出力する正信号に基づく調整電圧（抵抗部２５２１で発生）は、レベル調整部２４００を構成する差動回路２４１０の、差動アンプ２３３０の正信号出力に接続された側に入力される。一方、第２のフォトダイオード２２２０が出力する補信号に基づく調整電圧（抵抗部２５２２で発生）は、レベル調整部２４００を構成する差動回路２４１０の、差動アンプ２３３０の補信号出力に接続された側に入力される。
次に、本実施形態のコヒーレント光受信器２０００の動作について説明する。図３は、本実施形態のコヒーレント光受信器２０００の動作を説明するための回路構成図である。コヒーレント光受信器２０００の構成は図２と同じである。
第１のフォトダイオード２２１０が受光する第１の干渉光信号と、第２のフォトダイオード２２２０が受光する第２の干渉光信号との間に強度差がない場合、光電流検出部２５００の２つのカレントミラー回路２５１１、２５１２には同じ電流（αＩＰＤ１＝αＩＰＤ２）が流れる。そのため、抵抗部２５２１、２５２２に同じ電圧（ＶＰＤ１＝ＶＰＤ２）が発生し、この等しい電圧がレベル調整部２４００に付加される。したがって、この場合は、正補する信号にＤＣレベルの差がなく、そのまま復調、増幅されて出力（ＯＵＴＰ、ＯＵＴＮ）される。
第１の干渉光信号と第２の干渉光信号との間に強度差が生じた場合には、第１のフォトダイオード２２１０に流れる光電流（ＩＰＤ１）と第２のフォトダイオード２２２０に流れる光電流（ＩＰＤ２）との間に電流差（例えば、ＩＰＤ１＜ＩＰＤ２）が生じる。そのため、光電流検出部２５００にはフォトダイオードに流れる電流差に対応した電流（αＩＰＤ１＜αＩＰＤ２）および電圧（ＶＰＤ１＜ＶＰＤ２）が発生する。
このとき、差動型トランスインピーダンスアンプ２３００の差動アンプ２３３０の出力は、ＩＰＤ１＜ＩＰＤ２であるため、正信号と補信号にはＤＣレベルの差が生じ、正信号より補信号のＤＣレベルが高くなる。しかしながら本実施形態のコヒーレント光受信器２０００の構成によれば、レベル調整部２４００を構成する差動回路２４１０の、差動アンプ２３３０の正信号に接続された側に、より低い電圧（ＶＰＤ１）が印加される。一方、差動アンプ２３３０の補信号に接続された側には、より高い電圧（ＶＰＤ２）が印加されるので補信号側の電位が低下し、正信号と補信号のＤＣレベルの差は解消される。その結果、第１の干渉光信号と第２の干渉光信号との強度差が自動的に補正され、復調波形が出力される。
図４に、復調前の光信号に強度差が生じている場合における、ＱＰＳＫ復調後の信号波形を示す。ビットレートは３１．７８９１１Ｇｂ／ｓである。このように、復調前の光信号に強度差が生じている場合であっても、本実施形態のコヒーレント光受信器２０００によれば、受信強度の差を自動的に補正することが可能であり、良好な復調信号波形を得ることができる。
図２、図３では、バイポーラトランジスタを用いた場合について図示したが、これに限らず、ＭＯＳ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）型等の電界効果トランジスタ（Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＦＥＴ）を用いることとしてもよい。
以上説明したように本実施形態のコヒーレント光受信器２０００では、フォトダイオードで発生する光電流を光電流検出部２５００によって検出し、レベル調整部２４００にフィードバックする構成としている。これによって、差動型トランスインピーダンスアンプ２３００の２つの帰還閉ループにおける正補する信号のＤＣレベルが自動的に調整されるので、復調前の２つの光信号の強度差を自動的に補正して信号を増幅することが可能となる。
〔第３の実施形態〕
次に、本発明の第３の実施形態について説明する。本実施形態では、光受信器としてコヒーレント検波方式によるコヒーレント光受信器を用いた場合について説明する。図５は、本発明の第３の実施形態に係るコヒーレント光受信器３０００の構成を示す回路構成図である。図５では、コヒーレント光受信器のうち、一の偏波（Ｘ）部のＩチャネル（Ｉｘ）のみを示す。コヒーレント光受信器３０００は、第１のフォトダイオード３２１０、第２のフォトダイオード３２２０、差動型トランスインピーダンスアンプ３３００、レベル調整部３４００、および光電流検出部３５００を有する。なお、コヒーレント光受信器３０００は光９０度ハイブリッド回路１１００と共にコヒーレント光受信装置を構成する。本実施形態のコヒーレント光受信器３０００は、レベル調整部３４００および光電流検出部３５００の構成が第２の実施形態のコヒーレント光受信器２０００と異なる。
第１のフォトダイオード３２１０と第２のフォトダイオード３２２０はそれぞれ、光受信信号と局部発振光が干渉して得られる干渉光信号を受光する。すなわち、第１のフォトダイオード３２１０は光９０度ハイブリッド回路１１００から第１の干渉光信号を受光し、正信号を出力する。第２のフォトダイオード３２２０は光９０度ハイブリッド回路１１００から第２の干渉光信号を受光し、補信号を出力する。
光電流検出部３５００は第１のフォトダイオード３２１０と第２のフォトダイオード３２２０に流れる光電流をそれぞれ検出する。
差動型トランスインピーダンスアンプ３３００は第１のフォトダイオード３２１０と第２のフォトダイオード３２２０の出力に接続され、第１のフォトダイオード３２１０から正信号を、第２のフォトダイオード３２２０から補信号が入力される。また、差動型トランスインピーダンスアンプ３３００は帰還抵抗３３１０、３３２０により帰還閉ループを構成している。
本実施形態では、レベル調整部３４００は以下のように構成した。すなわち、第１の干渉光信号により第１のフォトダイオード３２１０で発生する光電流に応じて発生する電圧の反転値に基づいて、差動型トランスインピーダンスアンプ３３００の補信号に対する帰還閉ループ（帰還抵抗３３１０）における信号レベルを調整する構成とした。また、第２の干渉光信号により第２のフォトダイオード３２２０で発生する光電流に応じて発生する電圧の反転値に基づいて、差動型トランスインピーダンスアンプ３３００の正信号に対する帰還閉ループ（帰還抵抗３３２０）における信号レベルを調整する構成とした。
次に、本実施形態のコヒーレント光受信器３０００の構成について、さらに具体的に説明する。差動型トランスインピーダンスアンプ３３００は、正信号と補信号を入力とする差動アンプ３３３０と、差動アンプ３３３０の出力に接続されたエミッタフォロワ回路３３４０（またはソースフォロワ回路）を備える。そして、エミッタフォロワ回路３３４０の出力と差動アンプ３３３０の入力との間に接続された帰還抵抗３３１０、３３２０によって帰還閉ループを構成している。
レベル調整部３４００は、差動アンプ３３３０の出力とエミッタフォロワ回路３３４０の入力との間に接続された差動回路３４１０を備え、帰還閉ループの正補するそれぞれの信号レベルを調整する。
光電流検出部３５００は、第１のフォトダイオード３２１０または第２のフォトダイオード３２２０で発生する光電流に比例した比例電流をそれぞれ出力するカレントミラー回路３５１１、３５１２を備える。さらに、比例電流に応じて調整電圧を発生する調整電圧発生部としての抵抗部３５２１、３５２２と、調整電圧を反転してレベルを調整したレベル調整電圧を出力するインバータ回路部３５３０を有する。そして、このレベル調整電圧がレベル調整部３４００を構成する差動回路３４１０に入力される構成とした。すなわち、第１のフォトダイオード３２１０が出力する正信号に基づく調整電圧（抵抗部３５２１で発生）はインバータ回路部３５３０によって反転され、レベル調整部３４００を構成する差動回路３４１０の、差動アンプ３３３０の補信号出力に接続された側に入力される。一方、第２のフォトダイオード３２２０が出力する補信号に基づく調整電圧（抵抗部３５２２で発生）はインバータ回路部３５３０によって反転され、レベル調整部３４００を構成する差動回路３４１０の、差動アンプ３３３０の正信号出力に接続された側に入力される。
次に、本実施形態のコヒーレント光受信器３０００の動作について説明する。第１のフォトダイオード３２１０が受光する第１の干渉光信号と、第２のフォトダイオード３２２０が受光する第２の干渉光信号との間に強度差がない場合、光電流検出部３５００の２つのカレントミラー回路３５１１、３５１２には同じ電流が流れる。そのため、インバータ回路部３５３０の出力であるレベル調整電圧は等しくなり、この等しい電圧がレベル調整部３４００を構成する差動回路３４１０に入力される。したがって、この場合は、正補する信号にＤＣレベルの差がなく、そのまま復調、増幅されて出力（ＯＵＴＰ、ＯＵＴＮ）される。
第１の光信号と第２の光信号との間に強度差が生じた場合には、第１のフォトダイオード３２１０に流れる光電流と第２のフォトダイオード３２２０に流れる光電流との間に電流差が生じる。このときインバータ回路部３５３０は、各フォトダイオードに流れる電流に対応した調整電圧を反転してレベルを調整したレベル調整電圧を出力する。そして、このレベル調整電圧がレベル調整部３４００を構成する差動回路３４１０に入力される。
このように本実施形態のコヒーレント光受信器３０００の構成によれば、第１の干渉光信号と第２の干渉光信号の強度差を補正する量に応じてインバータ回路部３５３０がレベル調整電圧を出力するので、第１の干渉光信号と第２の干渉光信号との強度差が自動的に補正される。図４に、復調前の光信号に強度差が生じている場合における、ＱＰＳＫ復調後の信号波形を示す。ビットレートは３１．７８９１１Ｇｂ／ｓである。図４からわかるように、復調前の光信号に強度差が生じている場合であっても、本実施形態のコヒーレント光受信器３０００によれば、受信強度の差を自動的に補正することが可能であり、良好な復調信号波形を得ることができる。
図５では、バイポーラトランジスタを用いた場合について図示したが、これに限らず、ＭＯＳ型等の電界効果トランジスタを用いることとしてもよい。
また上記説明では、レベル調整部３４００は、差動アンプ３３３０の出力とエミッタフォロワ回路３３４０の入力との間に接続された差動回路３４１０を備えることとした。しかし、これに限らず、図６に示すように、エミッタフォロワ回路３３４０にレベル調整部３４００を設けた構成としてもよい。この場合であっても、レベル調整部３４００は差動型トランスインピーダンスアンプ３３００の帰還閉ループの正補するそれぞれの信号レベルを調整することができる。
以上説明したように本実施形態のコヒーレント光受信器３０００では、フォトダイオードで発生する光電流を光電流検出部３５００によって検出し、レベル調整部３４００にフィードバックする構成としている。これによって、差動型トランスインピーダンスアンプ３３００の２つの帰還閉ループにおける正補する信号のレベルが自動的に調整されるので、復調前の２つの光信号の強度差を自動的に補正して信号を増幅することが可能となる。
〔第４の実施形態〕
次に、本発明の第４の実施形態について説明する。図７は、本発明の第４の実施形態に係る光受信装置１００の構成を示すブロック図である。光受信装置１００は、ゼロ復帰符号（ＲＺ）を用いた差動位相偏移変調（例えば、ＤＰＳＫ方式、ＤＱＰＳＫ方式）された光変調信号（以下では、「ＲＺ−ＤＰＳＫ信号」という）を受光し復調する光受信装置である。光受信装置１００は１ビット遅延干渉計２００と光受信器３００を有する。
１ビット遅延干渉計２００は一組の光導波路の一方に１ビット遅延素子を備え、ＲＺ−ＤＰＳＫ変調された一組の光入力信号２１０に対して、互いに隣接するビット間の位相差に応じた第１の光信号２２１と第２の光信号２２２からなる一組の光信号を出力する。ここで、１ビット遅延干渉計２００の第１の出力端からは正相である第１の光信号２２１が、第２の出力端からは逆相である第２の光信号２２２が出力されるものとする。
光受信器３００は、第１のフォトダイオード３０１と、第２のフォトダイオード３０２と、差動型トランスインピーダンスアンプ３１０と、レベル調整部３２０と、光電流検出部３３０とを有する。
第１のフォトダイオード３０１は１ビット遅延干渉計２００の第１の出力端から正相である第１の光信号２２１を受光し、正信号を出力する。第２のフォトダイオード３０２は１ビット遅延干渉計２００の第２の出力端から逆相である第２の光信号２２２を受光し補信号を出力する。
差動型トランスインピーダンスアンプ３１０には、第１のフォトダイオード３０１から正信号を、第２のフォトダイオード３０２から補信号が入力される。そして差動型トランスインピーダンスアンプ３１０は、補信号に対する帰還閉ループを構成する帰還抵抗３１１および正信号に対する帰還閉ループを構成する帰還抵抗３１２をそれぞれ備えている。
光電流検出部３３０は第１のフォトダイオード３０１および第２のフォトダイオード３０２で発生する光電流をそれぞれ検出する。そして、レベル調整部３２０は光電流検出部３３０の出力に基づいて、帰還閉ループにおける信号レベルを調整する。
次に光受信装置１００の動作について説明する。ＲＺ−ＤＰＳＫ変調された一組の光入力信号２１０が１ビット遅延干渉計２００に入力されると、１ビット遅延干渉計２００から互いに隣接するビット間の位相差に応じた第１の光信号２２１と第２の光信号２２２が出力される。第１の光信号２２１と第２の光信号２２２はそれぞれ第１のフォトダイオード３０１と第２のフォトダイオード３０２に入力され、光−電気変換によって電流の強度変調信号に変換される。変換された電流信号は、負帰還ループを有する差動型トランスインピーダンスアンプ３１０に入力され、電流信号から電圧信号に変換される。差動型トランスインピーダンスアンプ３１０は２つの入力信号の差分を得ることによって入力信号を復調し、正補する２つのＲＺ−ＤＰＳＫ復調信号（ＯＵＴ、ＯＵＴＢ）を出力する。
このとき、復調前の一組となる２つの光入力信号２２１、２２２に強度の差があると、その差は第１および第２のフォトダイオード３０１、３０２における光電流の差として現れる。
ここで本実施形態の光受信装置１００では、２つのフォトダイオード３０１、３０２に発生する光電流を光電流検出部３３０によって検出し、差動型トランスインピーダンスアンプ３１０に接続されるレベル調整部３２０にフィードバックする構成としている。この構成により、２つの帰還閉ループにおける正補する信号のレベルが調整され、一組となる２つの光入力信号２２１、２２２の強度の差が自動的に補正される。その結果、復調前の２つの信号の強度の差が補正された２つのＲＺ−ＤＰＳＫ復調信号が得られる。図１１に、本実施形態の光受信装置１００によるＲＺ−ＤＰＳＫ復調後の信号波形を示す。図から明らかなように、復調前の光信号に強度差が生じた場合であっても、光信号の強度差を自動的に補正することができ、良好な復調信号波形を得ることができる。
以上説明したように、本実施形態によれば、ＲＺ−ＤＰＳＫ変調方式に対応した光受信装置において、光信号の強度差や光路差によって生ずる受信強度の差を自動的に補正することが可能となる。
〔第５の実施形態〕
次に、本発明の第５の実施形態について説明する。図８は、本発明の第５の実施形態に係る光受信器４００の構成を示す回路構成図である。光受信器４００は、第１のフォトダイオード４０１と、第２のフォトダイオード４０２と、差動型トランスインピーダンスアンプ４１０と、レベル調整部４２０と、光電流検出部４３０とを有する。これらの構成は第４の実施形態の光受信器３００と同じである。なお、光受信器４００は１ビット遅延干渉計２００と共に光受信装置を構成する。
第１のフォトダイオード４０１と第２のフォトダイオード４０２はそれぞれ、互いに隣接するビット間の位相差に応じた光信号を受光する。すなわち、第１のフォトダイオード４０１は１ビット遅延干渉計２００の第１の出力端から正相である第１の光信号を受光し、正信号を出力する。第２のフォトダイオード４０２は１ビット遅延干渉計２００の第２の出力端から逆相である第２の光信号を受光し補信号を出力する。
光電流検出部４３０は第１のフォトダイオード４０１と第２のフォトダイオード４０２に流れる光電流をそれぞれ検出する。
差動型トランスインピーダンスアンプ４１０は第１のフォトダイオード４０１と第２のフォトダイオード４０２の出力に接続され、第１のフォトダイオード４０１から正信号を、第２のフォトダイオード４０２から補信号が入力される。また、差動型トランスインピーダンスアンプ４１０は帰還抵抗４１１、４１２により帰還閉ループを構成している。なお、図８に示すように、差動型トランスインピーダンスアンプ４１０の後段に出力アンプ４４０を接続する。
本実施形態では、レベル調整部４２０は以下のように構成した。すなわち、正相の光信号により第１のフォトダイオード４０１で発生する光電流に基づいて、差動型トランスインピーダンスアンプ４１０の補信号に対する帰還閉ループ（帰還抵抗４１１）における信号レベルを調整する構成とした。また、逆相の光信号により第２のフォトダイオード４０２で発生する光電流に基づいて、差動型トランスインピーダンスアンプ４１０の正信号に対する帰還閉ループ（帰還抵抗４１２）における信号レベルを調整する構成とした。
次に、本実施形態の光受信器４００の構成について、さらに具体的に説明する。差動型トランスインピーダンスアンプ４１０は、正信号と補信号を入力とする差動アンプ４１３と、差動アンプ４１３の出力に接続されたエミッタフォロワ回路４１４（またはソースフォロワ回路）を備える。そして、エミッタフォロワ回路４１４の出力と差動アンプ４１３の入力との間に接続された帰還抵抗４１１、４１２によって帰還閉ループを構成している。
レベル調整部４２０は、差動アンプ４１３の出力とエミッタフォロワ回路４１４の入力との間に接続された差動回路４１５を備え、帰還閉ループの正補するそれぞれの信号レベルを調整する。
光電流検出部４３０は、第１のフォトダイオード４０１または第２のフォトダイオード４０２で発生する光電流に比例した比例電流をそれぞれ出力するカレントミラー回路４３１、４３２を備える。そして、比例電流に応じて調整電圧を発生する調整電圧発生部としての抵抗部４３３、４３４によって、調整電圧が差動回路４１５の入力に正補反転して入力されるように構成されている。すなわち、第１のフォトダイオード４０１が出力する正信号に基づく調整電圧（抵抗部４３３で発生）は、レベル調整部４２０を構成する差動回路４１５の、差動アンプ４１３の補信号出力に接続された側に入力される。一方、第２のフォトダイオード４０２が出力する補信号に基づく調整電圧（抵抗部４３４で発生）は、レベル調整部４２０を構成する差動回路４１５の、差動アンプ４１３の正信号出力に接続された側に入力される。ここで、抵抗部４３３、４３４の抵抗値は等しくした。
次に、本実施形態の光受信器４００の動作について説明する。図９は、本実施形態の光受信器４００の動作を説明するための回路構成図である。受信器４００の構成は図８と同じである。
第１のフォトダイオード４０１が受光する第１の光信号と、第２のフォトダイオード４０２が受光する第２の光信号との間に強度差がない場合、光電流検出部４３０の２つのカレントミラー回路４３１、４３２には同じ電流（αＩＰＤ１＝αＩＰＤ２）が流れる。そのため、抵抗部４３３、４３４に同じ電圧（ＶＰＤ１＝ＶＰＤ２）が発生し、この等しい電圧がレベル調整部４２０に付加される。したがって、この場合は、正補する信号がそのまま復調、増幅されて出力（ＯＵＴ、ＯＵＴＢ）される。
第１の光信号と第２の光信号との間に強度差が生じた場合には、第１のフォトダイオード４０１に流れる光電流（ＩＰＤ１）と第２のフォトダイオード４０２に流れる光電流（ＩＰＤ２）との間に電流差（例えば、ＩＰＤ１＜ＩＰＤ２）が生じる。そのため、光電流検出部４３０にはフォトダイオードに流れる電流差に対応した電流（αＩＰＤ１＜αＩＰＤ２）および電圧（ＶＰＤ１＜ＶＰＤ２）が発生する。
このとき本実施形態の光受信器４００の構成によれば、レベル調整部４２０を構成する差動回路４１５の、差動アンプ４１３の正信号に接続された側には、より高い電圧（ＶＰＤ２）が印加される。一方、差動アンプ４１３の補信号に接続された側には、より低い電圧（ＶＰＤ１）が印加される。その結果、正信号と補信号の振幅の大きさの差が減少するように調整されるので、第１の光信号と第２の光信号との強度差が自動的に補正される。図１１に、ＲＺ−ＤＰＳＫ復調後の信号波形を示す。このように、復調前の光信号に強度差が生じている場合であっても、本実施形態の光受信器４００によれば、受信強度の差を自動的に補正することが可能であり、良好な復調信号波形を得ることができる。
図８、図９では、バイポーラトランジスタを用いた場合について図示したが、これに限らず、ＭＯＳ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）型等の電界効果トランジスタ（Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＦＥＴ）を用いることとしてもよい。
以上説明したように本実施形態の光受信器４００では、フォトダイオードで発生する光電流を光電流検出部４３０によって検出し、レベル調整部４２０にフィードバックする構成としている。これによって、差動型トランスインピーダンスアンプ４１０の２つの帰還閉ループにおける正補する信号のレベルが自動的に調整されるので、復調前の２つの光信号の強度差を自動的に補正して信号を増幅することが可能となる。
〔第６の実施形態〕
次に、本発明の第６の実施形態について説明する。図１０は、本発明の第６の実施形態に係る光受信器５００の構成を示す回路構成図である。光受信器５００は、第１のフォトダイオード５０１と、第２のフォトダイオード５０２と、差動型トランスインピーダンスアンプ５１０と、レベル調整部５２０と、光電流検出部５３０とを有する。なお、光受信器５００は１ビット遅延干渉計２００と共に光受信装置を構成する。本実施形態の光受信器５００は、レベル調整部５２０および光電流検出部５３０の構成が第５の実施形態の光受信器４００と異なる。
第１のフォトダイオード５０１と第２のフォトダイオード５０２はそれぞれ、互いに隣接するビット間の位相差に応じた光信号を受光する。すなわち、第１のフォトダイオード５０１は１ビット遅延干渉計２００の第１の出力端から正相である第１の光信号を受光し、正信号を出力する。第２のフォトダイオード５０２は１ビット遅延干渉計２００の第２の出力端から逆相である第２の光信号を受光し補信号を出力する。
光電流検出部５３０は第１のフォトダイオード５０１と第２のフォトダイオード５０２に流れる光電流をそれぞれ検出する。
差動型トランスインピーダンスアンプ５１０は第１のフォトダイオード５０１と第２のフォトダイオード５０２の出力に接続され、第１のフォトダイオード５０１から正信号を、第２のフォトダイオード５０２から補信号が入力される。また、差動型トランスインピーダンスアンプ５１０は帰還抵抗５１１、５１２により帰還閉ループを構成している。なお、図１０に示すように、差動型トランスインピーダンスアンプ５１０の後段に出力アンプ５４０を接続する。
本実施形態では、レベル調整部５２０は以下のように構成した。すなわち、正相の光信号により第１のフォトダイオード５０１で発生する光電流に応じて発生する電圧の反転値に基づいて、差動型トランスインピーダンスアンプ５１０の正信号に対する帰還閉ループ（帰還抵抗５１２）における信号レベルを調整する構成とした。また、逆相の光信号により第２のフォトダイオード５０２で発生する光電流に応じて発生する電圧の反転値に基づいて、差動型トランスインピーダンスアンプ５１０の補信号に対する帰還閉ループ（帰還抵抗５１１）における信号レベルを調整する構成とした。
次に、本実施形態の光受信器５００の構成について、さらに具体的に説明する。差動型トランスインピーダンスアンプ５１０は、正信号と補信号を入力とする差動アンプ５１３と、差動アンプ５１３の出力に接続されたエミッタフォロワ回路５１４（またはソースフォロワ回路）を備える。そして、エミッタフォロワ回路５１４の出力と差動アンプ５１３の入力との間に接続された帰還抵抗５１１、５１２によって帰還閉ループを構成している。
レベル調整部５２０は、差動アンプ５１３の出力とエミッタフォロワ回路５１４の入力との間に接続された差動回路５１５を備え、帰還閉ループの正補するそれぞれの信号レベルを調整する。
光電流検出部５３０は、第１のフォトダイオード５０１または第２のフォトダイオード５０２で発生する光電流に比例した比例電流をそれぞれ出力するカレントミラー回路５３１、５３２を備える。さらに、比例電流に応じて調整電圧を発生する調整電圧発生部としての抵抗部５３３、５３４と、調整電圧を反転してレベルを調整したレベル調整電圧を出力するインバータ回路部５３５を有する。そして、このレベル調整電圧がレベル調整部５２０を構成する差動回路５１５に入力される構成とした。すなわち、第１のフォトダイオード５０１が出力する正信号に基づく調整電圧（抵抗部５３３で発生）はインバータ回路部５３５によって反転され、レベル調整部５２０を構成する差動回路５１５の、差動アンプ５１３の正信号出力に接続された側に入力される。一方、第２のフォトダイオード５０２が出力する補信号に基づく調整電圧（抵抗部５３４で発生）はインバータ回路部５３５によって反転され、レベル調整部５２０を構成する差動回路５１５の、差動アンプ５１３の補信号出力に接続された側に入力される。ここで、抵抗部５３３、５３４の抵抗値は等しくした。
次に、本実施形態の光受信器５００の動作について説明する。第１のフォトダイオード５０１が受光する第１の光信号と、第２のフォトダイオード５０２が受光する第２の光信号との間に強度差がない場合、光電流検出部５３０の２つのカレントミラー回路５３１、５３２には同じ電流が流れる。そのため、インバータ回路部５３５の出力であるレベル調整電圧は等しくなり、この等しい電圧がレベル調整部５２０を構成する差動回路５１５に入力される。したがって、この場合は、正補する信号がそのまま復調、増幅されて出力（ＯＵＴ、ＯＵＴＢ）される。
第１の光信号と第２の光信号との間に強度差が生じた場合には、第１のフォトダイオード５０１に流れる光電流と第２のフォトダイオード５０２に流れる光電流との間に電流差が生じる。このときインバータ回路部５３５は、各フォトダイオードに流れる電流に対応した調整電圧を反転してレベルを調整したレベル調整電圧を出力する。そして、このレベル調整電圧がレベル調整部５２０を構成する差動回路５１５に入力される。
このように本実施形態の光受信器５００の構成によれば、第１の光信号と第２の光信号の強度差を補正する量に応じてインバータ回路部５３５がレベル調整電圧を出力するので、第１の光信号と第２の光信号との強度差が自動的に補正される。図１１に、ＲＺ−ＤＰＳＫ復調後の信号波形を示す。図１１からわかるように、復調前の光信号に強度差が生じている場合であっても、本実施形態の光受信器５００によれば、受信強度の差を自動的に補正することが可能であり、良好な復調信号波形を得ることができる。
図１０では、バイポーラトランジスタを用いた場合について図示したが、これに限らず、ＭＯＳ型等の電界効果トランジスタを用いることとしてもよい。
以上説明したように本実施形態の光受信器５００では、フォトダイオードで発生する光電流を光電流検出部５３０によって検出し、レベル調整部５２０にフィードバックする構成としている。これによって、差動型トランスインピーダンスアンプ５１０の２つの帰還閉ループにおける正補する信号のレベルが自動的に調整されるので、復調前の２つの光信号の強度差を自動的に補正して信号を増幅することが可能となる。
本発明は上記実施形態に限定されることなく、特許請求の範囲に記載した発明の範囲内で、種々の変形が可能であり、それらも本発明の範囲内に含まれるものであることはいうまでもない。
この出願は、２０１１年１０月２１日に出願された日本出願特願２０１１−２３１２８１を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
１００００ コヒーレント光受信装置
１０００、２０００ コヒーレント光受信器
１００１ 光受信信号
１００２ 第１の局部発振光
１１００ 光９０度ハイブリッド回路
１１０１ 光位相器
１１０２ 光ミキサ
１１１０ 第１の干渉光信号
１１２０ 第２の干渉光信号
１２１０、２２１０、３２１０ 第１のフォトダイオード
１２２０、２２２０、３２２０ 第２のフォトダイオード
１３００、２３００、３３００ 差動型トランスインピーダンスアンプ
１３１０、１３２０、２３１０、２３２０、３３１０、３３２０ 帰還抵抗
１４００、２４００、３４００ レベル調整部
１５００、２５００、３５００ 光電流検出部
１６００ アナログ・デジタル変換部（ＡＤＣ）
１７００ デジタル信号処理部（ＤＳＰ）
２３３０、３３３０ 差動アンプ
２３４０、３３４０ エミッタフォロワ回路
２４１０、３４１０ 差動回路
２５１１、２５１２、３５１１、３５１２ カレントミラー回路
２５２１、２５２２、３５２１、３５２２ 抵抗部
３５３０ インバータ回路部
５０００ 関連するコヒーレント光受信装置
５００１ 光受信信号
５００２ 局部発振光
５０１０ 偏波分離部
５１００ 光９０度ハイブリッド回路
５２００ フォトダイオード
５３００ 差動型トランスインピーダンスアンプ
５４００ アナログ・デジタル変換部（ＡＤＣ）
５５００ デジタル信号処理部（ＤＳＰ）
１００ 光受信装置
２００ １ビット遅延干渉計
２１０ 光入力信号
２２１ 第１の光信号
２２２ 第２の光信号
３００、４００、５００ 光受信器
３０１、４０１、５０１ 第１のフォトダイオード
３０２、４０２、５０２ 第２のフォトダイオード
３１０、４１０、５１０ 差動型トランスインピーダンスアンプ
３１１、３１２、４１１、４１２、５１１、５１２ 帰還抵抗
３２０、４２０、５２０ レベル調整部
３３０、４３０、５３０ 光電流検出部
４４０、５４０ 出力アンプ
４１３、５１３ 差動アンプ
４１４、５１４ エミッタフォロワ回路
４１５、５１５ 差動回路
４３１、４３２、５３１、５３２ カレントミラー回路
４３３、４３４、５３３、５３４ 抵抗部
５３５ インバータ回路部
６００、７００ 関連する光受信装置
６１０、７１０ 関連する光受信器
６１１、６１２、７１１、７１２ フォトダイオード（ＰＤ）
６２０、７２０ トランスインピーダンスアンプ
６２２、７２２ 帰還抵抗
６５０ １ビット遅延干渉計
６５１ 光入力信号
６５２、６５３ 光信号
７２１ 差動アンプ
７３０ レベル調整部
１０００、２０００ コヒーレント光受信器
１００１ 光受信信号
１００２ 第１の局部発振光
１１００ 光９０度ハイブリッド回路
１１０１ 光位相器
１１０２ 光ミキサ
１１１０ 第１の干渉光信号
１１２０ 第２の干渉光信号
１２１０、２２１０、３２１０ 第１のフォトダイオード
１２２０、２２２０、３２２０ 第２のフォトダイオード
１３００、２３００、３３００ 差動型トランスインピーダンスアンプ
１３１０、１３２０、２３１０、２３２０、３３１０、３３２０ 帰還抵抗
１４００、２４００、３４００ レベル調整部
１５００、２５００、３５００ 光電流検出部
１６００ アナログ・デジタル変換部（ＡＤＣ）
１７００ デジタル信号処理部（ＤＳＰ）
２３３０、３３３０ 差動アンプ
２３４０、３３４０ エミッタフォロワ回路
２４１０、３４１０ 差動回路
２５１１、２５１２、３５１１、３５１２ カレントミラー回路
２５２１、２５２２、３５２１、３５２２ 抵抗部
３５３０ インバータ回路部
５０００ 関連するコヒーレント光受信装置
５００１ 光受信信号
５００２ 局部発振光
５０１０ 偏波分離部
５１００ 光９０度ハイブリッド回路
５２００ フォトダイオード
５３００ 差動型トランスインピーダンスアンプ
５４００ アナログ・デジタル変換部（ＡＤＣ）
５５００ デジタル信号処理部（ＤＳＰ）
１００ 光受信装置
２００ １ビット遅延干渉計
２１０ 光入力信号
２２１ 第１の光信号
２２２ 第２の光信号
３００、４００、５００ 光受信器
３０１、４０１、５０１ 第１のフォトダイオード
３０２、４０２、５０２ 第２のフォトダイオード
３１０、４１０、５１０ 差動型トランスインピーダンスアンプ
３１１、３１２、４１１、４１２、５１１、５１２ 帰還抵抗
３２０、４２０、５２０ レベル調整部
３３０、４３０、５３０ 光電流検出部
４４０、５４０ 出力アンプ
４１３、５１３ 差動アンプ
４１４、５１４ エミッタフォロワ回路
４１５、５１５ 差動回路
４３１、４３２、５３１、５３２ カレントミラー回路
４３３、４３４、５３３、５３４ 抵抗部
５３５ インバータ回路部
６００、７００ 関連する光受信装置
６１０、７１０ 関連する光受信器
６１１、６１２、７１１、７１２ フォトダイオード（ＰＤ）
６２０、７２０ トランスインピーダンスアンプ
６２２、７２２ 帰還抵抗
６５０ １ビット遅延干渉計
６５１ 光入力信号
６５２、６５３ 光信号
７２１ 差動アンプ
７３０ レベル調整部
Claims (21)
- 第１の光信号を受光し正信号を出力する第１のフォトダイオードと、
第２の光信号を受光し補信号を出力する第２のフォトダイオードと、
前記正信号と前記補信号を入力とし、前記正信号入力および前記補信号入力に対する帰還閉ループをそれぞれ備えた差動型トランスインピーダンスアンプと、
前記帰還閉ループにおける信号レベルを調整するレベル調整部と、
前記第１のフォトダイオードおよび前記第２のフォトダイオードで発生する光電流をそれぞれ検出する光電流検出部を有し、
前記レベル調整部は、前記光電流検出部の出力に基づいて前記信号レベルを調整する
光受信器。 - 請求項１に記載した光受信器において、
前記第１の光信号は、光受信信号と、前記光受信信号と略同一波長の第１の局部発振光が干渉して得られる第１の干渉光信号であり、
前記第２の光信号は、前記光受信信号と、前記第１の局部発振光と位相が反転した第２の局部発振光が干渉して得られる第２の干渉光信号である
光受信器。 - 請求項２に記載した光受信器において、
前記レベル調整部は、
前記第１の干渉光信号により発生する光電流に基づいて、前記正信号に対する帰還閉ループにおける信号レベルを調整し、
前記第２の干渉光信号により発生する光電流に基づいて、前記補信号に対する帰還閉ループにおける信号レベルを調整する
光受信器。 - 請求項２または３に記載した光受信器において、
前記差動型トランスインピーダンスアンプは、前記正信号と前記補信号を入力とする差動アンプと、前記差動アンプの出力に接続されたエミッタフォロワ回路またはソースフォロワ回路を備え、
前記帰還閉ループは、前記エミッタフォロワ回路またはソースフォロワ回路の出力と前記差動アンプの入力との間に接続された帰還抵抗を備え、
前記レベル調整部は、前記差動アンプの出力と前記エミッタフォロワ回路またはソースフォロワ回路の入力との間に接続された差動回路を備え、
前記光電流検出部は、前記第１のフォトダイオードまたは前記第２のフォトダイオードで発生する光電流に比例した比例電流をそれぞれ出力するカレントミラー回路と、前記比例電流に応じて調整電圧を発生する調整電圧発生部をそれぞれ備え、前記調整電圧が前記差動回路の入力部に入力される
光受信器。 - 請求項２に記載した光受信器において、
前記レベル調整部は、
前記第１の干渉光信号により発生する光電流に応じて発生する電圧の反転値に基づいて、前記補信号に対する帰還閉ループにおける信号レベルを調整し、
前記第２の干渉光信号により発生する光電流に応じて発生する電圧の反転値に基づいて、前記正信号に対する帰還閉ループにおける信号レベルを調整する
光受信器。 - 請求項２または５に記載した光受信器において、
前記差動型トランスインピーダンスアンプは、前記正信号と前記補信号を入力とする差動アンプと、前記差動アンプの出力に接続されたエミッタフォロワ回路またはソースフォロワ回路を備え、
前記帰還閉ループは、前記エミッタフォロワ回路またはソースフォロワ回路の出力と前記差動アンプの入力に接続された帰還抵抗を備え、
前記レベル調整部は、前記差動アンプの出力と前記エミッタフォロワ回路またはソースフォロワ回路の入力との間に接続された差動回路を備え、
前記光電流検出部は、前記第１のフォトダイオードまたは前記第２のフォトダイオードで発生する光電流に比例した比例電流をそれぞれ出力するカレントミラー回路と、前記比例電流に応じて調整電圧を発生する調整電圧発生部と、前記調整電圧を反転してレベル調整したレベル調整電圧を出力するインバータ回路部を備え、前記レベル調整電圧が前記差動回路に入力される
光受信器。 - 請求項２または５に記載した光受信器において、
前記差動型トランスインピーダンスアンプは、前記正信号と前記補信号を入力とする差動アンプと、前記差動アンプの出力に接続されたエミッタフォロワ回路またはソースフォロワ回路を備え、
前記帰還閉ループは、前記エミッタフォロワ回路またはソースフォロワ回路の出力と前記差動アンプの入力に接続された帰還抵抗を備え、
前記レベル調整部は、前記エミッタフォロワ回路またはソースフォロワ回路の出力部に差動回路を備え、
前記光電流検出部は、前記第１のフォトダイオードまたは前記第２のフォトダイオードで発生する光電流に比例した比例電流をそれぞれ出力するカレントミラー回路と、前記比例電流に応じて調整電圧を発生する調整電圧発生部と、前記調整電圧を反転してレベル調整したレベル調整電圧を出力するインバータ回路部を備え、前記レベル調整電圧が前記差動回路に入力される
光受信器。 - 請求項２から７のいずれか一項に記載したコヒーレント光受信器と、光９０度ハイブリッド回路を有し、
前記光９０度ハイブリッド回路は、前記光受信信号と前記第１の局部発振光を干渉させて前記第１の干渉光信号を出力し、前記光受信信号と前記第２の局部発振光を干渉させて前記第２の干渉光信号を出力する
光受信装置。 - 請求項１に記載した光受信器において、
前記第１の光信号は、１ビット遅延干渉計の第１の出力端から送出される正相の光信号であり、
前記第２の光信号は、前記１ビット遅延干渉計の第２の出力端から送出される逆相の光信号である
光受信器。 - 請求項９に記載した光受信器において、
前記レベル調整部は、
前記正相の光信号により発生する光電流に基づいて、前記補信号に対する帰還閉ループにおける信号レベルを調整し、
前記逆相の光信号により発生する光電流に基づいて、前記正信号に対する帰還閉ループにおける信号レベルを調整する
光受信器。 - 請求項９または１０に記載した光受信器において、
前記差動型トランスインピーダンスアンプは、前記正信号と前記補信号を入力とする差動アンプと、前記差動アンプの出力に接続されたエミッタフォロワ回路またはソースフォロワ回路を備え、
前記帰還閉ループは、前記エミッタフォロワ回路またはソースフォロワ回路の出力と前記差動アンプの入力との間に接続された帰還抵抗を備え、
前記レベル調整部は、前記差動アンプの出力と前記エミッタフォロワ回路またはソースフォロワ回路の入力との間に接続された差動回路を備え、
前記光電流検出部は、前記第１のフォトダイオードまたは前記第２のフォトダイオードで発生する光電流に比例した比例電流をそれぞれ出力するカレントミラー回路と、前記比例電流に応じて調整電圧を発生する調整電圧発生部をそれぞれ備え、前記調整電圧が前記差動回路の入力に正補反転して入力される
光受信器。 - 請求項９に記載した光受信器において、
前記レベル調整部は、
前記正相の光信号により発生する光電流に応じて発生する電圧の反転値に基づいて、前記正信号に対する帰還閉ループにおける信号レベルを調整し、
前記逆相の光信号により発生する光電流に応じて発生する電圧の反転値に基づいて、前記補信号に対する帰還閉ループにおける信号レベルを調整する
光受信器。 - 請求項９または１２に記載した光受信器において、
前記差動型トランスインピーダンスアンプは、前記正信号と前記補信号を入力とする差動アンプと、前記差動アンプの出力に接続されたエミッタフォロワ回路またはソースフォロワ回路を備え、
前記帰還閉ループは、前記エミッタフォロワ回路またはソースフォロワ回路の出力と前記差動アンプの入力に接続された帰還抵抗を備え、
前記レベル調整部は、前記差動アンプの出力と前記エミッタフォロワ回路またはソースフォロワ回路の入力との間に接続された差動回路を備え、
前記光電流検出部は、前記第１のフォトダイオードまたは前記第２のフォトダイオードで発生する光電流に比例した比例電流をそれぞれ出力するカレントミラー回路と、前記比例電流に応じて調整電圧を発生する調整電圧発生部と、前記調整電圧を反転してレベル調整したレベル調整電圧を出力するインバータ回路部を備え、前記レベル調整電圧が前記差動回路に入力される
光受信器。 - 請求項９から１３に記載の光受信器と１ビット遅延干渉計を有し、
前記１ビット遅延干渉計はゼロ復帰符号を用いた差動位相偏移変調された光変調信号を受光し、前記正相の光信号および前記逆相の光信号を出力する
光受信装置。 - 第１の光信号を受光し、電気信号に変換して正信号を出力し、
第２の光信号を受光し、電気信号に変換して補信号を出力し、
前記正信号と前記補信号を入力とし正信号電圧と補信号電圧を出力するとともに入力側に帰還させ、
前記第１の光信号および前記第２の光信号による光電流を検出し、
前記光電流に基づいて前記帰還時における信号レベルを調整する
光受信強度補正方法。 - 請求項１５に記載した光受信強度補正方法において、
前記第１の光信号は、光受信信号と、前記光受信信号と略同一波長の第１の局部発振光が干渉して得られる第１の干渉光信号であり、
前記第２の光信号は、前記光受信信号と、前記第１の局部発振光と位相が反転した第２の局部発振光が干渉して得られる第２の干渉光信号である
光受信強度補正方法。 - 請求項１６に記載した光受信強度補正方法において、
前記帰還時における信号レベルの調整は、
前記第１の干渉光信号により発生する光電流に基づいて、前記正信号に対する帰還時における信号レベルを調整し、
前記第２の干渉光信号により発生する光電流に基づいて、前記補信号に対する帰還時における信号レベルを調整する
光受信強度補正方法。 - 請求項１６に記載した光受信強度補正方法において、
前記帰還時における信号レベルの調整は、
前記第１の干渉光信号により発生する光電流に応じて発生する電圧の反転値に基づいて、前記補信号に対する帰還時における信号レベルを調整し、
前記第２の干渉光信号により発生する光電流に応じて発生する電圧の反転値に基づいて、前記正信号に対する帰還時における信号レベルを調整する
光受信強度補正方法。 - 請求項１５に記載した光受信強度補正方法において、
前記第１の光信号は、１ビット遅延干渉計の第１の出力端から送出される正相の光信号であり、
前記第２の光信号は、前記１ビット遅延干渉計の第２の出力端から送出される逆相の光信号である
光受信強度補正方法。 - 請求項１９に記載した光受信強度補正方法において、
前記帰還時における信号レベルの調整は、
前記正相の光信号により発生する光電流に基づいて、前記補信号に対する帰還時における信号レベルを調整し、
前記逆相の光信号により発生する光電流に基づいて、前記正信号に対する帰還時における信号レベルを調整する
光受信強度補正方法。 - 請求項１９に記載した光受信強度補正方法において、
前記帰還時における信号レベルの調整は、
前記正相の光信号により発生する光電流に応じて発生する電圧の反転値に基づいて、前記正信号に対する帰還時における信号レベルを調整し、
前記逆相の光信号により発生する光電流に応じて発生する電圧の反転値に基づいて、前記補信号に対する帰還時における信号レベルを調整する
光受信強度補正方法。
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|---|---|---|---|
| JP2013539545A JPWO2013057967A1 (ja) | 2011-10-21 | 2012-02-17 | 光受信器、光受信装置および光受信強度補正方法 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US10608748B2 (en) | 2016-02-29 | 2020-03-31 | National Institute Of Information And Communications Technology | Common mode rejection ratio measurement device for coherent optical receiver, and measurement method |
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|---|---|---|---|---|
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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