JPWO2008078565A1 - 電力増幅器 - Google Patents

Abstract

ＥＥＲ技術もしくはＥＴ技術を適用する電力増幅器において、振幅変調成分及び位相変調成分を含む、入力信号である変調波信号から振幅変調成分を抽出し、該振幅変調成分を、積の値が該振幅変調成分と比例する２つの制御信号に分解する。そして、一方の制御信号は、高効率なアンプで増幅した後、ＲＦアンプ出力の振幅変調に用い、他方の制御信号は、パルス変調器により矩形波信号に変換した後、位相変調成分または変調波信号とミキシングしてＲＦアンプへ入力する。

Description

本発明は、主として無線通信機で用いられる、高い線形性と電力効率を備えた電力増幅器に関する。

無線通信機が備える送信用の電力増幅器は、無線通信機の中でも特に電力を消費する。そのため、電力増幅器の電力効率の改善が無線通信機開発の重要な課題となる。近年の無線通信規格ではスペクトル効率を改善するために線形変調方式を用いる構成が主流になりつつある。この線形変調方式では、信号歪に対する要求が厳しいため、電力増幅器を、良好な線形性が得られる高バックオフ（低入力電力）状態で動作させる必要がある。しかしながら、高バックオフ状態で動作させると電力増幅器の電力効率が低下する。そのため、電力増幅器の電力効率を向上させつつ入出力信号間の線形性を維持する技術として、近年、ＥＥＲ（Envelope Elimination and Restoration）が盛んに研究されている。

ＥＥＲ技術は、振幅変調（ＡＭ：Amplitude Modulation）成分及び位相変調（ＰＭ:Phase modulation）成分を含む入力信号（変調波信号）を高効率で増幅するために、入力信号のＡＭ成分を除去して残ったＰＭ成分のみを増幅し、増幅後のＰＭ成分を、除去したＡＭ成分で振幅変調することで、入力信号を線形増幅しつつ元の波形を復元する手法である。このＥＥＲ技術を適用した背景技術の電力増幅器の構成を図１に示す。

図１はＥＥＲ技術を適用した背景技術の電力増幅器の構成を示すブロック図である。

図１に示すように、ＥＥＲ技術を適用した背景技術の電力増幅器は、信号発生回路１４７、ＲＦ（Radio Frequency）アンプ１０９、パルス変調器１０４、ドライバアンプ１１６、スイッチングアンプ１０５、ローパスフィルタ１０６及びバンドパスフィルタ１０７を有する構成である。

信号発生回路１４７は、入力信号に含まれるＡＭ成分を抽出し、振幅成分信号１１１として端子１４５を介してパルス変調器１０４へ出力する。また、信号発生回路１４７は、入力信号に含まれるＰＭ成分を抽出し、位相成分信号１１２として端子１４６を介してＲＦアンプ１０９へ出力する。

パルス変調器１０４は、振幅成分信号１１１をパルス変調することで矩形波信号を生成し、ドライバアンプ１１６へ出力する。

ドライバアンプ１１６は、パルス変調器１０４から出力された矩形波信号にしたがってスイッチングアンプ１０５を駆動し、該矩形波信号を効率よく増幅する。増幅後の矩形波信号は、ローパスフィルタ１０６によって平滑化され、端子１４２を介してＲＦアンプ１０９へ供給される。

ＲＦアンプ１０９は、トランジスタ１０１、入力電源回路１０８及び出力電源回路１４０を備え、信号発生回路１４７から出力された位相成分信号１１２を増幅する。このとき、ＲＦアンプ１０９の出力信号は、ローパスフィルタ１０６及び端子１４２を介してスイッチングアンプ１０５から供給される平滑後の矩形波信号、すなわち増幅された振幅成分信号１１４によって振幅変調される。

なお、トランジスタ１０１のゲートに接続された入力電源回路１０８には、通常、端子１４１を介して不図示の電源装置から一定の直流電圧が供給される。

ＲＦアンプ１０９によって増幅された信号（出力信号１１５）は、バンドパスフィルタ１０７によって不要な帯域成分が除去され、端子１４４を介して不図示のアンテナ素子等へ供給される。

図２は図１に示した信号発生回路の一構成例を示すブロック図であり、図３は図１に示した信号発生回路の他の構成例を示すブロック図である。図２に示す信号発生回路１４７は電力増幅器の入力端子１４３にＲＦ信号が入力される場合に用いて最適な構成であり、図３に示す信号発生回路１４７は電力増幅器の入力端子１４３にベースバンド信号が入力される場合に用いて最適な構成である。

図２に示す信号発生回路１４７は、入力信号であるＲＦ信号からＡＭ成分を抽出し、振幅成分信号１１１として出力する振幅検出器１０３と、入力信号のＡＭ成分を除去するリミッタ１０２とを有する構成である。振幅検出器１０３は、端子１４３から入力された入力信号（ＲＦ信号）のＡＭ成分を抽出し、振幅成分信号１１１として端子１４５から出力する。リミッタ１０２は、端子１４３から入力された入力信号（ＲＦ信号）のＡＭ成分を除去し、残ったＰＭ成分である位相成分信号１１２を端子１４６から出力する。また、図２に示す信号発生回路１４７は、遅延補正器１５３を備え、該遅延補正器１５３により振幅成分信号１１１と位相成分信号１１２の遅延時間差が調整可能である。

図３に示す信号発生回路１４７は、ベースバンド信号処理回路１５０とＶＣＯ１５１とを備えている。ベースバンド信号処理回路１５０は、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）及びＤ／Ａ（デジタル−アナログ）変換器を備えていることが望ましい。ベースバンド信号処理回路１５０は入力信号であるベースバンド信号のＡＭ成分である振幅成分信号１１１を端子１４５へ出力し、かつベースバンド信号のＰＭ成分である位相成分信号をＶＣＯ１５１へ出力する。ベースバンド信号処理回路１５０は、端子１４３から入力されたベースバンド信号のＡＭ成分をＤＳＰによりデジタル処理にて演算・抽出し、Ｄ／Ａ変換器でアナログ信号に変換した後、端子１４５から振幅成分信号１１１として出力する。また、ベースバンド信号処理回路１５０は、端子１４３から入力されたベースバンド信号のＰＭ成分をＤＳＰによりデジタル処理にて演算・抽出し、Ｄ／Ａ変換器でアナログ信号に変換した後、端子１４５から位相成分信号として出力し、同位相成分信号でＶＣＯ１５１を制御する。

ＶＣＯ１５１は、ベースバンド信号処理回路１５０からの位相成分信号によって制御され、ＲＦ信号にアップコンバートされた位相成分信号を出力する。

図１に示した電力増幅器では、信号発生回路１４７から十分に大きな電力で位相成分信号１１２を出力することで、ＲＦアンプ１０９のトランジスタ１０１を常に飽和動作させる。さらに、ＲＦアンプ１０９が備えるトランジスタ１０１のドレインに、端子１４２及び出力電源回路１４０を介して振幅成分信号１１４を供給することで、トランジスタ１０１によって増幅された位相成分信号１１２を振幅成分信号１１４により振幅変調する。そのため、入力信号を高い電力効率で増幅しつつ、入出力信号間の線形性を維持できる。

一方、電力増幅器の電力効率の向上と線形性を維持するための他の技術として、ＥＴ（Envelope Tracking）技術が知られている。

ＥＴ技術は、ＡＭ成分及びＰＭ成分を含む入力信号を増幅すると共に、入力信号のＡＭ成分を抽出し、増幅後の信号を抽出したＡＭ成分で振幅変調することで、入出力信号間の線形性を保ちつつ電力効率を向上させる手法である。このＥＴ技術を適用した背景技術の電力増幅器の構成を図４に示す。

図４はＥＴ技術を適用した背景技術の電力増幅器の構成を示すブロック図である。

図４に示すように、ＥＴ技術を適用した背景技術の電力増幅器は、信号発生回路１４８の構成及び動作が、図１に示したＥＥＲ技術を適用した電力増幅器と異なっている。その他の構成及び動作は図１に示したＥＥＲ技術を適用した電力増幅器と同様であるため、ここではその説明を省略する。なお、図４では、信号発生回路１４８を除く他の構成要素に対して、図１に示した電力増幅器と同様の符号を付与している。

信号発生回路１４８は、入力信号に含まれるＡＭ成分を抽出し、振幅成分信号１１１として端子１４５を介してパルス変調器１０４へ出力する。また、信号発生回路１４８は、ＡＭ成分及びＰＭ成分を含む入力信号の振幅に比例する変調波信号１４９を、端子１４６を介してＲＦアンプ１０９へ出力する。

図５は図４に示した信号発生回路の一構成例を示すブロック図であり、図６は図４に示した信号発生回路の他の構成例を示すブロック図である。図５に示す信号発生回路１４８は電力増幅器の入力端子１４３にＲＦ信号が入力される場合に用いて最適な構成であり、図６に示す信号発生回路は電力増幅器の入力端子１４３にベースバンド信号が入力される場合に用いて最適な構成である。

図５に示す信号発生回路１４８は、入力信号であるＲＦ信号からＡＭ成分を抽出し、振幅成分信号１１１として出力する振幅検出器１０３を備えた構成である。振幅検出器１０３は、端子１４３から入力された入力信号（ＲＦ信号）のＡＭ成分を抽出し、振幅成分信号１１１として端子１４５から出力する。端子１４３から入力された入力信号は、振幅検出器１０３へ供給されると共に、そのまま端子１４６から変調波信号１４９として出力される。また、図５に示す信号発生回路１４８は、遅延補正器１５３を備え、該遅延補正器１５３により振幅成分信号１１１と変調波信号１４９の遅延時間差が調整可能である。

図６に示す信号発生回路１４８は、ベースバンド信号処理回路１５０と直交変調器１５２とを備えている。ベースバンド信号処理回路１５０は、端子１４３から入力されたベースバンド信号のＡＭ成分をＤＳＰによりデジタル処理にて演算・抽出し、Ｄ／Ａ変換器でアナログ信号に変換した後、端子１４５から振幅成分信号１１１として出力する。また、ベースバンド信号処理回路１５０は、入力ベースバンド信号をＤ／Ａ変換器でアナログ信号に変換した後、直交変調器１５２へ出力する。

直交変調器１５２は、ベースバンド信号処理回路１５０から出力されたベースバンド信号をＲＦ周波数にアップコンバートし、変調波信号１４９として端子１４６から出力する。

図４に示した電力増幅器では、信号発生回路１４８から十分に大きな電力で変調波信号１４９を出力し、ＲＦアンプ１０９のトランジスタ１０１を常に飽和動作させることで、図２に示したリミッタ１０２の機能をＲＦアンプ１０９に持たせている。すなわち、ＥＥＲ技術では入力信号のＰＭ成分をＲＦアンプ１０９へ入力し、ＥＴ技術ではＡＭ成分及びＰＭ成分を含む変調波信号１４９をＲＦアンプ１０９に入力する点を除けば、これらの技術を適用した電力増幅器は共通の原理で動作する。そのため、ＥＴ技術を適用した電力増幅器も入力信号を高い電力効率で増幅しつつ、入出力信号間の線形性を維持できる。

上述した図１または図４に示した電力増幅器をＷ−ＣＤＭＡ（Wideband Code Division Multiple Access）通信方式のように数ＭＨｚの帯域幅を持つＲＦ信号の電力増幅に用いる場合、ドライバアンプ１１６及びスイッチングアンプ１０５を数十〜数百ＭＨｚでスイッチング動作させる必要がある。また、無線基地局が備える電力増幅器に上記ＥＥＲ技術やＥＴ技術を適用する場合、スイッチングアンプ１０５から数十Ｖの高電圧を出力する必要がある。しかしながら、現在のデバイス・回路技術では、数十Ｖの高電圧で動作するドライバアンプ１１６及びスイッチングアンプ１０５のスイッチング速度は数百ｋＨｚ程度が限界である。このようなドライバアンプ１１６及びスイッチングアンプ１０５の動作限界を回避するための手法が、例えば特開２００５−２４４９５０号公報で提案されている。

図７はＥＥＲ技術を適用した背景技術の電力増幅器の他の構成例を示すブロック図である。なお、図７に示す電力増幅器は上記特開２００５−２４４９５０号公報の図２４に記載された構成である。

図７に示すデータ生成部３０１は送信信号の振幅成分信号及び位相成分信号を出力する。位相成分信号は、角度変調部３０３によりＲＦ信号に重畳されて振幅変調部３０５へ出力される。振幅成分信号は、周波数弁別部３０２によって低周波振幅成分信号と高周波振幅成分信号とに分解される。振幅変調部３０５は高周波電圧制御部３０４で生成される高周波振幅成分信号を用いて位相成分信号を振幅変調し、振幅変調部３０７は低周波電圧制御部３０６で生成される低周波振幅成分信号を用いて位相成分信号を振幅変調する。このような構成では、高周波電圧制御部３０４の動作周波数は高くなるが出力電力が比較的小さくて済む。一方、低周波電圧制御部３０６の出力電力は大きくなるが動作周波数が比較的低くて済む。したがって、図７に示す高周波電圧制御部３０４及び低周波電圧制御部３０６は、高電圧出力と高速なスイッチング動作を両立する必要はなく、現在のデバイス・回路技術でも実現できる。

しかしながら上記したような背景技術の電力増幅器では、図１及び図４に示したＲＦアンプ１０９が備える出力電源回路１４０へ供給する電圧（電源電圧）が下がると、ＲＦアンプ１０９の電力効率が低下する問題がある。図８は、図１に示したＲＦアンプ１０９に一定の電源電圧を供給する場合（通常動作時）の電力効率特性、及び図１に示したＲＦアンプ１０９をＥＥＲ動作させる場合の電力効率特性を示している。

図８に示すように、ＲＦアンプ１０９は、ＥＥＲ動作させることで通常動作時よりも電力効率が改善する。しかしながら、ＥＥＲ動作時においても、出力電力が小さいときには電力効率が低下している。このような小出力電力時におけるＲＦアンプ１０９の電力効率の低下は、電力増幅回路全体の平均電力効率を低下させる要因となる。

また、背景技術の電力増幅器では、図１及び図４に示したスイッチングアンプ１０５の出力電圧（平均電圧）が下がると、スイッチングアンプ１０５の電力効率が低下する問題がある。スイッチングアンプ１０５の電力効率が低下すると、上記ＲＦアンプ１０９の電力効率の低下と同様に、電力増幅回路全体の平均電力効率を低下させる要因となる。

すなわち、入力信号の振幅成分のダイナミックレンジが大きく、電力増幅器の出力電力が小さくなることがある場合、背景技術のＥＥＲ技術及びＥＴ技術を適用した電力増幅器では、ＲＦアンプ及びスイッチングアンプの電力効率が低下して電力効率が十分に改善されない問題が発生する。

さらに、背景技術の電力増幅器では、上述したように図１及び図４に示した電力増幅器を広い帯域幅を持つＲＦ信号の電力増幅に用いる場合、ドライバアンプ１１６及びスイッチングアンプ１０５に対して、今日のデバイス技術では実現困難な、高電圧出力と高速なスイッチング動作の両立が要求される。そのため、図１及び図４に示した電力増幅器の利用範囲が制限されてしまう問題がある。

図７に示した電力増幅器は、ドライバアンプ１１６及びスイッチングアンプ１０５に対する、高電圧出力と高速なスイッチング動作の両立を不要にしている。しかしながら、このような構成では、出力信号として、入力信号を精度よく復元した信号を得ることができないという問題がある。

図７に示す構成では、例えば振幅変調部３０７が飽和動作している場合、振幅変調部３０７の出力振幅は振幅変調部３０５の出力振幅にほとんど依存しない。そのため、振幅変調部３０７の出力信号には、高周波電圧制御部３０４で生成された高周波振幅成分信号の振幅が反映されない。逆に、振幅変調部３０７が線形動作している場合、振幅変調部３０７の出力振幅は、低周波電圧変調部３０６で生成された低周波振幅成分信号によってほとんど変化しない。そのため、振幅変調部３０７の出力信号には、低周波電圧制御部３０６で生成された低周波振幅成分信号の振幅が反映されない。したがって、図７に示した電力増幅器では、高周波電圧制御部３０４または低周波電圧制御部３０６で生成された振幅成分信号のいずれか一方しか出力信号に反映されないため、出力信号として、入力信号を精度よく復元した信号を得ることが困難である。

そこで、本発明は、良好な電力効率で信号を増幅しつつ、該信号を精度よく復元できる、ＥＥＲ技術及びＥＴ技術を適用した電力増幅器を提供することを目的とする。

上記目的を達成するため本発明の電力増幅器は、振幅変調成分及び位相変調成分を含む変調波信号を増幅する電力増幅器であって、
前記振幅変調成分を、積の値が前記振幅変調成分と比例する２つの制御信号に分解する分解回路と、
前記分解された一方の制御信号と前記位相変調成分をミキシングするミキシング回路と、
前記分解された他方の制御信号を増幅する増幅回路と、
前記ミキシング回路から出力された信号を増幅すると共に、該増幅後の信号を前記増幅回路の出力信号で振幅変調して出力するＲＦアンプと、
を有する。

または、振幅変調成分及び位相変調成分を含む変調波信号を増幅する電力増幅器であって、
前記振幅変調成分を、積の値が前記振幅変調成分と比例する２つの制御信号に分解する分解回路と、
前記分解された一方の制御信号と前記変調波信号をミキシングするミキシング回路と、
前記分解された他方の制御信号を増幅する増幅回路と、
前記ミキシング回路から出力された信号を増幅すると共に、該増幅後の信号を前記増幅回路の出力信号で振幅変調して出力するＲＦアンプと、
を有する。

図１はＥＥＲ技術を適用した背景技術の電力増幅器の構成を示すブロック図である。 図２は図１に示した信号発生回路の一構成例を示すブロック図である。 図３は図１に示した信号発生回路の他の構成例を示すブロック図である。 図４はＥＴ技術を適用した背景技術の電力増幅器の構成を示すブロック図である。 図５は図４に示した信号発生回路の一構成例を示すブロック図である。 図６は図４に示した信号発生回路の他の構成例を示すブロック図である。 図７はＥＥＲ技術を適用した背景技術の電力増幅器の他の構成例を示すブロック図である。 図８は図１に示したＲＦアンプに一定の電源電圧を供給する場合の電力効率特性、及び図１に示したＲＦアンプをＥＥＲ動作させる場合の電力効率特性を示すグラフである。 図９は本発明の電力増幅器の一構成例を示すブロック図である。 図１０は第１の実施の形態の電力増幅器の構成を示すブロック図である。 図１１は図１０に示した電力増幅器の要部の信号波形を示す波形図である。 図１２は図１１に示した信号の周波数特性を示すグラフである。 図１３は図１０に示した信号発生回路の一構成例を示すブロック図である。 図１４は図１０に示した信号発生回路の他の構成例を示すブロック図である。 図１５は図１０に示したミキサに代わって用いることができるＲＦアンプの構成を示す回路図である。 図１６は図１０に示した電力増幅器の入力信号のＡＭ成分及び第１の制御信号及び第２の制御信号の波形を示す波形図である。 図１７は図１０に示した電力増幅器の入出力信号（ＲＦ）のＡＭ波形を示す波形図である。 図１８は図１０に示した電力増幅器の第１の制御信号及び第２の制御信号の設定例を示すグラフである。 図１９は第１の実施の形態の電力増幅器の第１変形例を示すブロック図である。 図２０は図１９に示した電力増幅器の要部の信号波形を示す波形図である。 図２１は図１９に示した信号の周波数特性を示すグラフである。 図２２は第１の実施の形態の電力増幅器の第２変形例を示すブロック図である。 図２３は図２２に示した信号発生回路の一構成例を示すブロック図である。 図２４は図２２に示した信号発生回路の他の構成例を示すブロック図である。 図２５は第１の実施の形態の電力増幅器の第３変形例を示すブロック図である。 図２６は第２の実施の形態の電力増幅器で用いる信号発生回路の一構成例を示すブロック図である。 図２７は第２の実施の形態の電力増幅器で用いる信号発生回路の他の構成例を示すブロック図である。 図２８は第３の実施の形態の電力増幅器の構成を示すブロック図である。 図２９は第４の実施の形態の電力増幅器の構成を示すブロック図である。 図３０は第４の実施の形態の電力増幅器の第１変形例の構成を示すブロック図である。 図３１は第４の実施の形態の電力増幅器の第２変形例の構成を示すブロック図である。 図３２は第４の実施の形態の電力増幅器の第３変形例の構成を示すブロック図である。

次に本発明について図面を参照して説明する。

図９は本発明の電力増幅器の一構成例を示すブロック図である。

図９に示すように、本発明の電力増幅器は、分解回路１、ミキシング回路２、増幅回路３及びＲＦアンプ４を有する構成である。

分解回路１は、入力信号に含まれるＡＭ成分を、積の値がＡＭ成分と比例する２つの制御信号に分解する。

ミキシング回路２は、上述したＥＥＲ技術を適用する場合、分解回路１によって分解された一方の制御信号と入力信号に含まれるＰＭ成分とをミキシングする。また、ミキシング回路２は、上述したＥＴ技術を適用する場合、分解回路１によって分解された一方の制御信号と入力信号（変調波信号）とをミキシングする。

増幅回路３は、分解回路１によって分解された他方の制御信号を増幅し、ＲＦアンプ４に出力する。

ＲＦアンプ３は、ミキシング回路２から出力された信号を増幅すると共に、該増幅後の信号を増幅回路３の出力信号で振幅変調して出力する。

以下、図９に示した電力増幅器が備える分解回路１、ミキシング回路２、増幅回路３及びＲＦアンプ４の具体例について、第１の実施の形態〜第４の実施の形態を用いて説明する。

（第１の実施の形態）
図１０は第１の実施の形態の電力増幅器の構成を示すブロック図である。図１１は図１０に示した電力増幅器の要部の信号波形を示す波形図であり、図１２は図１１に示した信号の周波数特性を示すグラフである。なお、図１０は上述したＥＥＲ技術を適用した電力増幅器の構成例を示している。

図１０に示すように、第１の実施の形態の電力増幅器は、信号発生回路４４７、ＲＦ（Radio Frequency）アンプ４０９、第１のパルス変調器４２０、第１のドライバアンプ４２１、第２のパルス変調器４０４、第２のドライバアンプ４１６、スイッチングアンプ４０５、ローパスフィルタ４０６、ミキサ４２３及びバンドパスフィルタ４０７を有する構成である。

図９に示した分解回路１は図１０に示す信号発生回路４４７に含まれ（後述する信号分離部あるいは信号生成部）、図９に示したミキシング回路２は図１０に示すミキサ４２３が対応し、図９に示したＲＦアンプ４は図１０に示すＲＦアンプ４０９が対応している。また、図９に示した増幅回路３は、図１０に示す第２のパルス変調器４０４、第２のドライバアンプ４１６、スイッチングアンプ４０５及びローパスフィルタ４０６で構成される。

信号発生回路４４７は、入力信号に含まれるＡＭ成分を抽出し、該ＡＭ成分から生成した第１の制御信号４１８を、端子４５３を介して第１のパルス変調器４２０へ出力し、該ＡＭ成分から生成した第２の制御信号４１９を、端子４４５を介して第２のパルス変調器４０４へ出力する。本実施形態では、入力信号のＡＭ成分をａ（ｔ）としたとき、ＡＭ成分ａ（ｔ）よりもダイナミックレンジが小さくａ（ｔ）∝ａ_１（ｔ）ａ_２（ｔ）の関係を満たす振幅成分ａ_１（ｔ）を第１の制御信号４１８として第１のパルス変調器４２０へ出力し、振幅成分ａ_２（ｔ）を第２の制御信号４１９として第２のパルス変調器４０４へ出力する。また、信号発生回路４４７は、入力信号に含まれるＰＭ成分を抽出し、位相成分信号４１２として端子４４６を介してＲＦアンプ４０９へ出力する。なお、信号発生回路４４７は、第１の制御信号４１８と位相成分信号４１２間、及び第２の制御信号４１９と位相成分信号４１２間の遅延時間差を調整する機能を備えていることが望ましい。

第１のパルス変調器４２０は、第１の制御信号４１８をパルス変調することで振幅が一定の矩形波信号を生成し、第１のドライバアンプ４２１へ出力する。第１のパルス変調器４２０には、ＰＷＭ（Pulse width modulation）変調器、Δ変調器、ΔΣ変調器等を用いることができる。第１のパルス変調器４２０は、信号発生回路４４７から出力された第１の制御信号４１８を、振幅が一定の矩形波信号に変換できればどのような回路を用いてもよい。

第１のドライバアンプ４２１は、第１のパルス変調器４２０から出力された矩形波信号を増幅し、ミキサ４２３へ供給する。なお、第１のパルス変調器４２０がミキサ４２３を駆動するのに十分な強度の信号を出力できる構成であれば、第１のドライバアンプ４２１は無くてもよい。

第２のパルス変調器４０４は、第２の制御信号４１９をパルス変調することで矩形波信号を生成し、第２のドライバアンプ４１６へ出力する。第２のパルス変調器４０４には、第１のパルス変調器４２０と同様に、ＰＷＭ（Pulse width modulation）変調器、Δ変調器、ΔΣ変調器等を用いることができる。

第２のドライバアンプ４１６は、第２のパルス変調器４０４から出力された矩形波信号にしたがってスイッチングアンプ４０５を駆動し、スイッチングアンプ４０５は該矩形波信号を効率よく電流増幅する。増幅後の矩形波信号は、ローパスフィルタ４０６によって平滑化され、端子４４２を介してＲＦアンプ４０９へ供給される。スイッチングアンプ４０５には、矩形波信号を高い電力効率で増幅できる増幅器、例えばＤ級アンプ、Ｅ級アンプ、Ｓ級アンプ等を用いればよい。なお、第２のパルス変調器４０４がスイッチングアンプ４０５を駆動するのに十分な強度の信号を出力できる構成であれば、第２のドライバアンプ４１６は無くてもよい。

ミキサ４２３は、信号発生回路４４７から出力された位相成分信号４１２と第１のドライバアンプ４２１から出力された矩形波信号をミキシングし、ＲＦアンプ４０９へ出力する。

ＲＦアンプ４０９は、トランジスタ４０１、入力電源回路４０８及び出力電源回路４４０を備え、ミキサ４２３の出力信号４２６を増幅する。このとき、ＲＦアンプ４０９の出力信号は、ローパスフィルタ４０６及び端子４４２を介してスイッチングアンプ４０５から供給される平滑後の矩形波信号、すなわち増幅された振幅成分信号４１４によって振幅変調される。トランジスタ４０１のゲートに接続された入力電源回路４０８には、背景技術と同様に、端子４４１を介して不図示の電源装置から一定の直流電圧が供給される。なお、トランジスタ４０１には、電界効果トランジスタ及びバイポーラトランジスタのいずれを用いてもよい。

ＲＦアンプ４０９によって増幅された信号（出力信号４１５）は、バンドパスフィルタ４０７によって不要な帯域成分が除去され、端子４４４を介して不図示のアンテナ素子等へ供給される。

図１３は図１０に示した信号発生回路の一構成例を示すブロック図であり、図１４は図１０に示した信号発生回路の他の構成例を示すブロック図である。図１３に示す信号発生回路４４７は図１０に示した電力増幅器にＲＦ信号が入力される場合に用いて最適な構成であり、図１４に示す信号発生回路４４７は図１０に示した電力増幅器にベースバンド信号が入力される場合に用いて最適な構成である。

図１３に示す信号発生回路４４７は、入力信号であるＲＦ信号からＡＭ成分を抽出する振幅検出器４０３と、入力信号のＡＭ成分を除去するリミッタ４０２と、振幅検出器４０３によって抽出された入力信号のＡＭ成分を分解する信号分離部４１７ａとを有する構成である。また、図１３に示す信号発生回路４４７は、遅延補正器４５４を備え、該遅延補正器４５４により振幅検出器４０３で抽出される入力信号のＡＭ成分とリミッタ４０２で抽出されるＰＭ成分の遅延時間差を調整可能である。

振幅検出器４０３は、端子４４３から入力された入力信号（ＲＦ信号）のＡＭ成分を抽出し、信号分離部４１７ａへ出力する。信号分離部４１７ａは、入力信号のＡＭ成分ａ（ｔ）を上記ａ（ｔ）∝ａ_１（ｔ）ａ_２（ｔ）の関係を満たす振幅成分ａ_１（ｔ）とａ_２（ｔ）に分解し、振幅成分ａ_１（ｔ）を持つ第１の制御信号４１８を端子４５３へ出力し、振幅成分ａ_２（ｔ）を持つ第２の制御信号４１９を端子４４５へ出力する。リミッタ４０２は、端子４４３から入力された入力信号（ＲＦ信号）のＡＭ成分を除去し、残ったＰＭ成分である位相成分信号４１２を端子４４６から出力する。

信号分離部４１７ａは、論理回路、Ａ／Ｄ（アナログ−デジタル）変換器やＤ／Ａ変換器を備えたデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）、あるいはアナログ回路で構成された演算回路等によって実現できる。

図１４に示す信号発生回路４４７は、ベースバンド信号処理回路４５０とＶＣＯ４５１とを備えている。ベースバンド信号処理回路４５０は、ＤＳＰ及びＤ／Ａ変換器を備えていることが望ましい。ベースバンド信号処理回路４５０は、端子４４３から入力されたベースバンド信号のＡＭ成分ａ（ｔ）に対し、上記ａ（ｔ）∝ａ_１（ｔ）ａ_２（ｔ）の関係を満たす振幅成分ａ_１（ｔ）とａ_２（ｔ）をそれぞれＤＳＰによりデジタル処理にて演算・抽出し、Ｄ／Ａ変換器でアナログ信号に変換した後、振幅成分ａ_１（ｔ）を第１の制御信号４１８として端子４５３へ出力し、振幅成分ａ_２（ｔ）を第２の制御信号４１９として端子４４５へ出力する。また、ベースバンド信号処理回路４５０は、端子４４３から入力されたベースバンド信号のＰＭ成分をＤＳＰによりデジタル処理にて演算・抽出し、該ＰＭ成分をＤ／Ａ変換器でアナログ信号に変換した後、端子１４５から位相成分信号として出力する。さらに、ベースバンド信号処理回路４５０は、ベースバンド信号のＡＭ成分とＰＭ成分の遅延時間差を計算して補正する機能をＤＳＰにより実現することが望ましい。

ＶＣＯ４５１は、ベースバンド信号処理回路４５０の出力信号によって制御され、ＲＦ信号にアップコンバートされた位相成分信号を出力する。

なお、図１０では、信号発生回路４４７にＤ／Ａ変換器を備え、第１の制御信号４１８及び第２の制御信号４１９をアナログ信号として出力する例を示しているが、信号発生回路４４７が図１３に示したＤＳＰで構成された信号分離部４１７ａを備える構成、または図１４に示したベースバンド信号処理回路４５０を備える構成の場合、第１の制御信号４１８及び第２の制御信号４１９をデジタル信号で出力してもよい。その場合、第１のパルス変調器４２０及び第２のパルス変調器４０４にＤ／Ａ変換器を備えていてもよい。また、信号発生回路４４７が備えるベースバンド信号処理回路４５０や信号分離部４１７ａに、第１のパルス変調器４２０及び第２のパルス変調器４０４の機能を備えていてもよい。その場合、第１のパルス変調器４２０及び第２のパルス変調器４０４を無くすことも可能である。

また、図１０に示した第１の実施の形態の電力増幅器では、ミキサ４２３を用いて位相成分信号４１２に第１の制御信号４１８を重畳させる例を示しているが、このような機能は図１５に示すＲＦアンプ４７８でも実現できる。図１５に示す電力増幅器は、図９に示した電力増幅器のＲＦアンプ４にミキシング回路２を含む構成である。

図１５に示すＲＦアンプ４７８は、図１０に示したＲＦアンプ４０９と同様の構成であり、トランジスタ４７１、入力電源回路４７２及び出力電源回路４７３を備えている。

ミキサ４２３に代わって図１５に示すＲＦアンプ４７８を用いる場合、位相成分信号４１２を図１５に示す端子４７６から入力し、第１のドライバアンプ４２１から出力された矩形波信号を図１５に示す入力電源端子４７４または出力電源端子４７５へ入力すればよい。この場合、端子４７７から位相成分信号４１２と矩形波信号をミキシングした信号が得られる。

図１０に示すＲＦアンプ４０９は、飽和動作時に高い電力効率が得られるため、ＲＦアンプ４０９への入力信号はＲＦアンプ４０９が飽和動作する程度に高い電力であることが望ましい。但し、ＲＦアンプ４０９を飽和動作させると、ＲＦアンプ４０９の入力信号の振幅成分がＲＦアンプ４０９の出力信号に反映されない。そこで、第１の制御信号４１８を振幅が一定の矩形波信号４２２に変換し、ミキサ４２３を用いて位相成分信号４１２に重畳させた後、ＲＦアンプ４０９に入力する。このように処理することで、第１の制御信号４１８の振幅成分をＲＦアンプ４０９の出力信号に反映させることができる。

さらに、本実施形態の電力増幅器では、図１に示した背景技術の電力増幅器と同様に、ＲＦアンプ４０９が備えるトランジスタ４０１のドレインに、端子４４２及び出力電源回路４４０を介して振幅成分信号４１４を供給することで、トランジスタ４０１によって増幅された信号を振幅成分信号４１４により振幅変調する。図１１に示すように、この振幅変調により、ＲＦアンプ４０９からは、位相成分信号４１２と矩形波信号４２２とを乗算し、さらに、その乗算結果にローパスフィルタ４０６の出力信号（出力電源変調信号）４１４を乗算した信号４２５が出力される。

図１２に示すように、ＲＦアンプ４０９から出力される信号４２５は、増幅・再生されたベースバンド信号成分４２８を中心周波数ｆｃとし、その両側波帯に矩形波信号４２２に起因するスプリアス成分４２９ａ及び４２９ｂを持つ周波数特性となる。

このＲＦアンプ４０９から出力される信号４２５を、ベースバンド信号の周波数帯域４２８よりも広く、かつ矩形波信号４２２に起因するスプリアス成分４２９ａ及び４２９ｂを除去できる周波数帯域を持つバンドパスフィルタ４０７を通過させることで、ＲＦアンプ４０９から出力される信号４２５に重畳している不要なスプリアス成分４２９ａ及び４２９ｂが除去され、入力信号を線形増幅した所望のＲＦ信号４１５が得られる。

上述したように、第１の実施の形態の電力増幅器では、第１の制御信号４１８及び第２の制御信号４１９のダイナミックレンジを、元になる入力信号のＡＭ成分ａ（ｔ）よりも小さくしている。したがって、スイッチングアンプ４０５の平均出力電圧及びＲＦアンプ４０９の出力電圧の低下が抑制され、ＲＦアンプ４０９及びスイッチングアンプ４０５の電力効率の低下を抑制できる。

また、第１の制御信号４１８を振幅が一定の矩形波信号に変換してＲＦアンプ４０９に入力しているため、ＲＦアンプ４０９が飽和動作していても第１の制御信号４１８の情報は消えることなくＲＦアンプ４０９の出力信号に正しく反映される。

このため、振幅成分信号の一部が反映されずに正しく信号が再生できない図７に示した背景技術の電力増幅器に比べて、本実施形態の電力増幅器では、出力信号として、その入力信号の波形がより高い精度で復元された信号が得られる。

例えば１００ｋＨｚの正弦波で振幅変調したＲＦ信号（中心周波数１．９５ＧＨｚ）を入力信号とし、第１の制御信号（ａ_１（ｔ））４１８及び第２の制御信号（ａ_２（ｔ））４１９をａ_１（ｔ）＝ａ_２（ｔ）∝ｓｑｒｔ（ａ（ｔ）)の関係とした場合の本実施形態の電力増幅器の要部の信号波形を図１６及び図１７に示す。

図１６は入力信号のＡＭ成分ａ（ｔ）及び第１の制御信号４１８及び第２の制御信号４１９の波形をそれぞれ示す波形図である。

図１６に示すように、本実施形態の電力増幅器では、第１の制御信号（ａ_１（ｔ））４１８及び第２の制御信号（ａ_２（ｔ））４１９が、入力信号のＡＭ成分ａ（ｔ）よりもダイナミックレンジが小さくなっている。具体的には、入力信号の振幅成分の最大／最小比は３．０であるのに対し、第１の制御信号（ａ_１（ｔ））４１８及び第２の制御信号（ａ_２（ｔ））４１９の最大／最小比は１．７に縮小している。これによりスイッチングアンプ４０５の平均出力電圧及びＲＦアンプ４０９の出力電圧の低下が抑制され、ＲＦアンプ４０９及びスイッチングアンプ４０５の電力効率の低下が抑制される。

また、ａ_１（ｔ）＝ａ_２（ｔ）∝ｓｑｒｔ（ａ（ｔ））を満たすとき、第１の制御信号４１８及び第２の制御信号４１９はａ（ｔ）∝ａ_１（ｔ）ａ_２（ｔ）の関係を満たす。なお、ｓｑｒｔ（ａ（ｔ）)は、ａ（ｔ）の冪根（例えば、平方根）を示す。したがって、図１０に示した電力増幅器は、第１の制御信号４１８及び第２の制御信号４１９から元のＡＭ成分ａ（ｔ）を精度よく復元することができる。

図１７は図１０に示した電力増幅器の入出力信号（ＲＦ）のＡＭ波形を示す波形図である。

図１７に示すように、本実施形態の電力増幅器では、入力信号を所定の定数倍にして出力信号とスケーリングを一致させた場合、それぞれの波形がほぼ一致し、入力信号が線形増幅されていることが分かる。

なお、第１の制御信号（ａ_１（ｔ））４１８及び第２の制御信号（ａ_２（ｔ））４１９は、ａ_１（ｔ）＝ａ_２（ｔ）∝ｓｑｒｔ（ａ（ｔ））の関係に限定されるものではなく、例えばａ_１（ｔ）∝[ａ（ｔ）]^ｎ１、ａ_２（ｔ）∝[ａ（ｔ）]^ｎ２（ｎ１＋ｎ２＝１）の関係にあってもよい。この場合、ＡＭ成分ａ（ｔ）よりも振幅成分ａ_１（ｔ）及びａ_２（ｔ）のダイナミックレンジが小さいという条件を満たすために、ｎ１、ｎ２＜１であることが望ましい。

また、第１の制御信号（ａ_１（ｔ））４１８及び第２の制御信号（ａ_２（ｔ））４１９は、図１８に示すように設定することもできる。

例えば、ＡＭ成分ａ（ｔ）に対して予め所定のしきい値ａ_ｒｅｆを設定し、ａ（ｔ）が該しきい値ａ_ｒｅｆよりも小さい場合、第１の制御信号４１８をａ（ｔ）と比例する値とし、第２の制御信号４１９を一定値ａ_ｒｅｆ２としてよい。また、ａ（ｔ）がしきい値ａ_ｒｅｆ以上の場合、第１の制御信号４１８を一定値ａ_ｒｅｆ１とし、第２の制御信号４１９をａ（ｔ）と比例する値としてもよい。

すなわち、第１の制御信号４１８は、ａ（ｔ）がしきい値ａ_ｒｅｆ以上のときは一定値とし、ａ（ｔ）がしきい値ａ_ｒｅｆよりも小さいときはａ（ｔ）と比例する値に設定する。この場合、第２の制御信号４１９は、ａ（ｔ）がしきい値ａ_ｒｅｆ以上のときはａ（ｔ）と比例する値とし、ａ（ｔ）がしきい値ａ_ｒｅｆよりも小さいときは一定値に設定する。

このように第１の制御信号４１８及び第２の制御信号４１９を設定した場合も、これらの信号は、元のＡＭ成分ａ（ｔ）に対してダイナミックレンジが小さくなるため、スイッチングアンプ４０５の出力電圧及びＲＦアンプ４０９の出力電圧の低下が抑制され、ＲＦアンプ４０９及びスイッチングアンプ４０５の電力効率の低下が抑制される。また、第１の制御信号４１８（ａ_１（ｔ））及び第２の制御信号４１９（ａ_２（ｔ））がａ（ｔ）∝ａ_１（ｔ）ａ_２（ｔ）の関係を満たしているため、入力信号の線形増幅が実現される。同様の動作は、上記ａ_１（ｔ）とａ_２（ｔ）の関係を入れ替えても実現できる。

なお、第１の制御信号４１８及び第２の制御信号４１９の設定方法については、上記例に限定されるものではなく、第１の制御信号４１８及び第２の制御信号４１９のうち、少なくとも一方が元のＡＭ成分ａ（ｔ）よりもダイナミックレンジが小さければ（但し、ａ（ｔ）∝ａ_１（ｔ）ａ_２（ｔ））、どのような値であってもよい。

図１９は第１の実施の形態の電力増幅器の第１変形例を示すブロック図である。図２０は図１９に示した電力増幅器の要部の信号波形を示す波形図であり、図２１は図１９に示した信号の周波数特性を示すグラフである。なお、図１９はＥＥＲ技術を適用した電力増幅器の構成例を示している。

図１９に示す電力増幅器は、図１０に示した構成からミキサ４２３を除去し、信号発生回路４４７から出力される位相成分信号４１２をＲＦアンプ４０９へ入力し、かつ第１のドライバアンプ４２１から出力される矩形波信号４２２をＲＦアンプ４０９に入力する構成である。矩形波信号４２２は、端子４４１及び入力電源回路４０８を介してトランジスタ４０１のゲートに印加される。

図１９に示す電力増幅器では、矩形波信号４２２によりトランジスタ４０１をｏｎ／ｏｆｆすることで、図１０に示した電力増幅器と同様に、位相成分信号４１２に対して矩形波信号４２２を重畳する。

このような構成でも、図２０に示すように、ＲＦアンプ４０９からは、位相成分信号４１２と矩形波信号４２２とを乗算し、さらに、その乗算結果にローパスフィルタ４０６の出力信号（出力電源変調信号）４１４を乗算した信号４２５が出力される。

図２１に示すように、ＲＦアンプ４０９から出力される信号４２５は、増幅・再生されたベースバンド信号成分４２８を中心周波数ｆｃとし、その両側波帯に矩形波信号４２２に起因するスプリアス成分４２９ａ及び４２９ｂを持つ周波数特性となる。

図１９に示した電力増幅器でも、図１０に示した電力増幅器と同様に、信号発生回路４４７から、ＡＭ成分ａ（ｔ）よりもダイナミックレンジが小さく、ａ（ｔ）∝ａ_１（ｔ）ａ_２（ｔ）の関係を満たす第１の制御信号４１８（ａ_１（ｔ））及び第２の制御信号４１９（ａ_２（ｔ））を出力することで、スイッチングアンプ４０５の出力電圧及びＲＦアンプ４０９の出力電圧の低下が抑制され、ＲＦアンプ４０９及びスイッチングアンプ４０５の電力効率の低下が抑制される。また、図７に示した背景技術の電力増幅器に比べて、出力信号に、その入力信号の波形がより高い精度で復元される。さらに、図１９で示した電力増幅器は、ミキサ４２３が不要であるため、図１０に示した電力増幅器に比べて部品点数が低減し、消費電力及び製造コストが低減する。

図２２は第１の実施の形態の電力増幅器の第２変形例を示すブロック図である。図２２は上述したＥＴ技術を適用した電力増幅器の構成例を示している。

ＥＴ技術を適用した電力増幅器は、図２２に示す信号発生回路４４７の構成及び動作が、図１０に示したＥＥＲ技術を適用した電力増幅器と異なっている。その他の構成及び動作は図１０に示したＥＥＲ技術を適用した電力増幅器と同様であるため、ここではその説明を省略する。なお、図２２では、電力増幅器を構成する各構成要素に対して、図１０に示した電力増幅器と同様の符号を付与している。

図２２に示す信号発生回路４４７は、図１０に示した電力増幅器と同様に、入力信号に含まれるＡＭ成分を抽出し、該ＡＭ成分から生成した第１の制御信号４１８を、端子４５３を介して第１のパルス変調器４２０へ出力し、該ＡＭ成分から生成した第２の制御信号４１９を、端子４４５を介して第２のパルス変調器４０４へ出力する。ここで、入力信号の振幅成分をａ（ｔ）としたとき、ＡＭ成分ａ（ｔ）よりもダイナミックレンジが小さくａ（ｔ）∝ａ_１（ｔ）ａ_２（ｔ）の関係を満たす振幅成分ａ_２（ｔ）を第１の制御信号４１８として第１のパルス変調器４２０へ出力し、振幅成分ａ_２（ｔ）を第２の制御信号４１９として第２のパルス変調器４０４へ出力する。また、図２２に示す信号発生回路４４７は、ＡＭ成分及びＰＭ成分を含む入力信号の振幅に比例する変調波信号４１０を、端子４４６を介してミキサ４２３へ出力する。信号発生回路４４７は、第１の制御信号４１８と位相成分信号４１２間、及び第２の制御信号４１９と位相成分信号４１２間の遅延時間差を調整する機能を備えていることが望ましい。

図２３は図２２に示した信号発生回路の一構成例を示すブロック図であり、図２４は図２２に示した信号発生回路の他の構成例を示すブロック図である。図２３に示す信号発生回路４４７は電力増幅器の入力端子４４３にＲＦ信号が入力される場合に用いて最適な構成であり、図２４に示す信号発生回路は電力増幅器の入力端子４４３にベースバンド信号が入力される場合に用いて最適な構成である。

図２３に示す信号発生回路４４７は、入力信号であるＲＦ信号からＡＭ成分を抽出する振幅検出器４０３と、振幅検出器４０３によって抽出された入力信号のＡＭ成分を分解する信号分離部４１７ａとを有する構成である。端子４４３から入力された入力信号は、振幅検出器４０３へ供給されると共に、そのまま端子４４６から変調波信号４１０として出力される。

振幅検出器４０３は、端子４４３から入力された入力信号（ＲＦ信号）のＡＭ成分を抽出し、信号分離部４１７ａへ出力する。信号分離部４１７ａは、入力信号のＡＭ成分ａ（ｔ）を上記ａ（ｔ）∝ａ_１（ｔ）ａ_２（ｔ）の関係を満たす振幅成分ａ_１（ｔ）とａ_２（ｔ）に分解し、振幅成分ａ_１（ｔ）を持つ第１の制御信号４１８を端子４５３へ出力し、振幅成分ａ_２（ｔ）を持つ第２の制御信号４１９を端子４４５へ出力する。

信号分離部４１７ａは、論理回路、Ａ／Ｄ（アナログ−デジタル）変換器やＤ／Ａ変換器を備えたデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）、あるいはアナログ回路で構成された演算回路等によって実現できる。

図２３に示す信号発生回路４４７は、遅延補正器４５４を備え、該遅延補正器４５４により振幅検出器４０３で抽出される入力信号のＡＭ成分と端子４４６へ出力される変調波信号４１０の遅延時間差を調整可能である。

図２４に示す信号発生回路４４７は、ベースバンド信号処理回路４５０と直交変調器４５２とを備えている。ベースバンド信号処理回路４５０は端子４４３から入力されたベースバンド信号のＡＭ成分ａ（ｔ）に対し、上記ａ（ｔ）∝ａ_１（ｔ）ａ_２（ｔ）の関係を満たす振幅成分ａ_１（ｔ）とａ_２（ｔ）をそれぞれＤＳＰによりデジタル処理にて演算・抽出し、Ｄ／Ａ変換器でアナログ信号に変換した後、振幅成分ａ_１（ｔ）を第１の制御信号４１８として端子４５３へ出力し、振幅成分ａ_２（ｔ）を第２の制御信号４１９として端子４４５へ出力する。また、ベースバンド信号処理回路４５０は、端子４４３から入力されたベースバンド信号をＤ／Ａ変換器でアナログ信号に変換した後、該信号を直交変調器４５２へ出力する。さらに、ベースバンド信号処理回路４５０は、制御信号４１８及び４１９と直交変調器４５２へ出力されるベースバンド信号の遅延時間差を計算して補正する機能をＤＳＰにより実現することが望ましい。

直交変調器４５２は、ベースバンド信号処理回路４５０から出力されたベースバンド信号をＲＦ周波数にアップコンバートし、変調波信号４１０として端子４４５から出力する。

なお、図２２では、信号発生回路４４７にＤ／Ａ変換器を備え、第１の制御信号４１８及び第２の制御信号４１９をアナログ信号として出力する例を示しているが、信号発生回路４４７が図２３に示したＤＳＰで構成された信号分離部４１７ａを備える構成、または図２４に示したベースバンド信号処理回路４５０を備える構成の場合、第１の制御信号４１８及び第２の制御信号４１９をデジタル信号で出力してもよい。その場合、第１のパルス変調器４２０及び第２のパルス変調器４０４にＤ／Ａ変換器を備えていてもよい。また、信号発生回路４４７が備えるベースバンド信号処理回路４５０や信号分離部４１７ａに、第１のパルス変調器４２０及び第２のパルス変調器４０４の機能を備えていてもよい。その場合、第１のパルス変調器４２０及び第２のパルス変調器４０４を無くすことも可能である。

図２２に示す構成でも、図１０に示した電力増幅器と同様に、信号発生回路４４７は、入力信号のＡＭ成分ａ（ｔ）よりもダイナミックレンジが小さい（但し、ａ（ｔ）∝ａ_１（ｔ）ａ_２（ｔ））の関係を満たす）第１の制御信号４１８（ａ_１（ｔ））を第１のパルス変調器４２０へ出力し、第２の制御信号４１９（ａ_２（ｔ））を第２のパルス変調器４０４へ出力する。したがって、スイッチングアンプ４０５の平均出力電圧及びＲＦアンプ４０９の出力電圧の低下が抑制され、ＲＦアンプ４０９及びスイッチングアンプ４０５の電力効率の低下を抑制できる。

また、第１の制御信号４１８を振幅が一定の矩形波信号に変換してＲＦアンプ４０９に入力しているため、ＲＦアンプ４０９が飽和動作していても第１の制御信号４１８の情報は消えることなくＲＦアンプ４０９の出力信号に正しく反映される。

このため、振幅成分信号の一部が反映されずに正しく信号が再生できない図７に示した背景技術の電力増幅器に比べて、本実施形態の電力増幅器では、出力信号に、その入力信号の波形がより高い精度で復元される。

図２５は第１の実施の形態の電力増幅器の第３変形例を示すブロック図である。図２５は上述したＥＴ技術を適用した電力増幅器の構成例を示している。

図２５に示す電力増幅器は、図２２に示した構成からミキサ４２３を除去し、信号発生回路４４７から出力される変調波信号４１０をＲＦアンプ４０９へ入力し、かつ第１のドライバアンプ４２１から出力される矩形波信号４２２をＲＦアンプ４０９に入力する構成である。矩形波信号４２２は、端子４４１及び入力電源回路４０８を介してトランジスタ４０１のゲートに印加される。

図２５に示す電力増幅器は、矩形波信号４２２によりトランジスタ４０１をｏｎ／ｏｆｆすることで、図２２に示した電力増幅器と同様に、変調波信号４１０に対して矩形波信号４２２を重畳する。

このような構成でも、図２２に示した電力増幅器と同様に、信号発生回路４４７から、ＡＭ成分ａ（ｔ）よりもダイナミックレンジが小さく、ａ（ｔ）∝ａ_１（ｔ）ａ_２（ｔ）の関係を満たす第１の制御信号４１８（ａ_１（ｔ））及び第２の制御信号４１９（ａ_２（ｔ））を出力することで、スイッチングアンプ４０５の出力電圧及びＲＦアンプ４０９の出力電圧の低下が抑制され、ＲＦアンプ４０９及びスイッチングアンプ４０５の電力効率の低下が抑制される。また、図７に示した背景技術の電力増幅器に比べて、出力信号に、その入力信号の波形がより高い精度で復元される。さらに、図２５で示した電力増幅器は、ミキサ４２３が不要であるため、図２２に示した電力増幅器に比べて部品点数が低減し、消費電力及び製造コストが低減する。

本実施形態の電力増幅器によれば、振幅変調成分及び位相変調成分を含む入力信号（変調波信号）の振幅変調成分を抽出し、積の値が該振幅変調成分と比例する２つの制御信号に分解し、一方の制御信号（第２の制御信号）を用いてＲＦアンプの出力電源を変調しつつ、他方の制御信号（第１の制御信号）を振幅が一定の矩形波信号に変換し、その信号でＲＦアンプの入力信号を変調しているため、ＲＦアンプが飽和動作していても第１の制御信号の情報は消えることなくＲＦアンプの出力信号に正しく反映される。

したがって、本実施形態の電力増幅器では、振幅成分信号の一部が反映されずに正しく信号が再生できない、図７に示した背景技術の電力増幅器に比べて、出力信号として、入力信号の波形がより高い精度で復元された信号が得られる。

よって、良好な電力効率で信号増幅しつつ、該信号を精度よく復元できる、ＥＥＲ技術及びＥＴ技術を適用した電力増幅器が得られる。

また、本実施形態の電力増幅器では、第１の制御信号４１８及び第２の制御信号４１９（またはいずれか一方）が元のＡＭ成分ａ（ｔ）よりもダイナミックレンジが小さいため、スイッチングアンプ４０５の平均出力電圧及びＲＦアンプ４０９の出力電圧の低下が抑制され、ＲＦアンプ４０９及びスイッチングアンプ４０５の電力効率の低下をより抑制できる。
（第２の実施の形態）
次に第２の実施の形態の電力増幅器について図面を用いて説明する。

第２の実施の形態の電力増幅器は、信号発生回路４４７の構成及び動作が、図１０に示した第１の実施の形態の電力増幅器と異なっている。その他の構成及び動作は図１０に示した第１の実施の形態の電力増幅器と同様であるため、ここではその説明を省略する。

本実施形態の信号発生回路４４７は、図１０に示した電力増幅器と同様に、入力信号に含まれるＡＭ成分を抽出し、該ＡＭ成分から生成した第１の制御信号４１８を、端子４５３を介して第１のパルス変調器４２０へ出力し、該ＡＭ成分から生成した第２の制御信号４１９を、端子４４５を介して第２のパルス変調器４０４へ出力する。本実施形態では、入力信号の振幅成分をａ（ｔ）としたとき、ＡＭ成分ａ（ｔ）よりもダイナミックレンジが小さく、ａ（ｔ）∝ａ_ｓ（ｔ）ａ_ｆ（ｔ）の関係を満たす振幅成分ａ_ｓ（ｔ）を第１の制御信号４１８として第１のパルス変調器４２０へ出力し、振幅成分ａ_ｆ（ｔ）を第２の制御信号４１９として第２のパルス変調器４０４へ出力する。ａ_ｓ（ｔ）は入力信号のＡＭ成分ａ（ｔ）の低周波成分であり、ａ_ｆ（ｔ）はａ（ｔ）からａ_ｓ（ｔ）を除去した残りの周波数成分（ａ_ｆ（ｔ）∝ａ（ｔ）／ａ_ｓ（ｔ））である。また、本実施形態の信号発生回路４４７は、入力信号に含まれるＰＭ成分を抽出し、位相成分信号４１２として端子４４６を介してＲＦアンプ４０９へ出力する。なお、本実施形態の信号発生回路４４７も、第１の実施の形態と同様に、第１の制御信号４１８と位相成分信号４１２間、及び第２の制御信号４１９と位相成分信号４１２間の遅延時間差を調整する機能を備えていることが望ましい。

図２６は第２の実施の形態の電力増幅器で用いる信号発生回路の一構成例を示すブロック図である。なお、図２６に示す信号発生回路４４７は、本実施形態の電力増幅器の入力端子４４３にＲＦ信号が入力される場合に用いて最適な構成である。また、図２６はＥＥＲ技術を適用する本実施形態の電力増幅器に用いて最適な構成である。

図２６に示す信号発生回路４４７は、入力信号であるＲＦ信号からＡＭ成分を抽出する振幅検出器４０３と、入力信号のＡＭ成分を除去するリミッタ４０２と、振幅検出器４０３によって抽出された入力信号のＡＭ成分ａ（ｔ）の低周波成分ａ_ｓ（ｔ）を通過させるローパスフィルタ４２７と、ａ（ｔ）からａ_ｓ（ｔ）を除去した残りの周波数成分であるａ_ｆ（ｔ）を生成する信号生成部４１７ｂとを有する構成である。

振幅検出器４０３は、端子４４３から入力された入力信号（ＲＦ信号）のＡＭ成分ａ（ｔ）を抽出し、ローパスフィルタ４２７へ出力する。ローパスフィルタ４２７は、振幅検出器４０３によって抽出されたＡＭ成分ａ（ｔ）の低周波成分を通過させ、振幅成分ａ_ｓ（ｔ）を持つ第２の制御信号４１９を端子４４５へ出力する。

信号生成部４１７ｂは、入力信号のＡＭ成分ａ（ｔ）とローパスフィルタ４２７から出力された低周波成分ａ_ｓ（ｔ）からａ（ｔ）∝ａ_ｓ（ｔ）ａ_ｆ（ｔ）を満たす、すなわちａ_ｆ（ｔ）∝ａ（ｔ）／ａ_ｓ（ｔ）を満たすａ_ｆ（ｔ）を生成し、振幅成分ａ_ｆ（ｔ）を持つ第１の制御信号４１８を端子４５３へ出力する。リミッタ４０２は、端子４４３から入力された入力信号（ＲＦ信号）のＡＭ成分を除去し、残ったＰＭ成分である位相成分信号４１２を端子４４６から出力する。

信号生成部４１７ｂは、論理回路、Ａ／Ｄ（アナログ−デジタル）変換器やＤ／Ａ変換器を備えたデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）、あるいはアナログ回路で構成された演算回路等によって実現できる。

本実施形態の電力増幅器の入力端子４４３にベースバンド信号が入力される場合、信号発生回路４４７には、図１４に示したベースバンド信号処理回路４５０及びＶＣＯ４５１を備えた構成を用いてもよい。その場合、ベースバンド信号処理回路４５０は、端子４４３から入力された入力信号（ベースバンド信号）をＤ／Ａ変換し、Ｄ／Ａ変換後の信号をアップコンバートしてＲＦ信号に変換する。そして、該ＲＦ信号のＡＭ成分を抽出し、該ＡＭ成分ａ（ｔ）を上記ａ（ｔ）∝ａ_ｓ（ｔ）ａ_ｆ（ｔ）の関係を満たす振幅成分ａ_ｓ（ｔ）とａ_ｆ（ｔ）に分解し、振幅成分ａ_ｆ（ｔ）を持つ第１の制御信号４１８を端子４５３へ出力し、振幅成分ａ_ｓ（ｔ）を持つ第２の制御信号４１９を端子４４５へ出力する。ＶＣＯ４５１は、ベースバンド信号処理回路４５０から出力された制御電圧にしたがって、アップコンバート後のＲＦ信号のＰＭ成分に等しい位相成分信号４１２を端子４４６から出力する。

なお、本実施形態の電力増幅器の信号発生回路４４７が、図２６に示したＤＳＰで構成された信号生成部４１７ｂを備える構成、または図１４に示したベースバンド信号処理回路４５０を備える構成の場合、第１の制御信号４１８及び第２の制御信号４１９をデジタル信号で出力してもよい。その場合、第１のパルス変調器４２０及び第２のパルス変調器４０４にＤ／Ａ変換器を備えていてもよい。また、信号発生回路４４７が備えるベースバンド信号処理回路４５０や信号分離部４１７ａに第１のパルス変調器４２０及び第２のパルス変調器４０４の機能を備えていてもよい。その場合、第１のパルス変調器４２０及び第２のパルス変調器４０４を無くすことも可能である。

第２の実施の形態の電力増幅器においても、第１の実施の形態と同様に、信号発生回路４４７から出力された位相成分信号４１２と第１のドライバアンプ４２１から出力された矩形波信号をミキシングし、その出力信号をＲＦアンプ４０９へ入力すると共に、第１の制御信号４１９を増幅した出力電源変調信号４１４によりＲＦアンプ４０９の出力信号を振幅変調することで、ＲＦアンプ４０９からは、位相成分信号４１２と矩形波信号４２２とを乗算し、さらに、その乗算結果にローパスフィルタ４０６の出力信号（出力電源変調信号）４１４を乗算した信号４２５が出力される。

このＲＦアンプ４０９から出力される信号４２５を、ベースバンド信号の周波数帯域４２８よりも広く、かつ矩形波信号４２２に起因するスプリアス成分を除去できる周波数帯域を持つバンドパスフィルタ４０７を通過させることで、ＲＦアンプ４０９から出力される信号４２５に重畳している不要なスプリアス成分が除去され、入力信号を線形増幅した所望のＲＦ信号４１５が得られる。

第２の実施の形態の電力増幅器では、第２の制御信号４１９が低い周波数になるため、第２のドライバアンプ４１６及びスイッチングアンプ４０５を数十Ｖ程度の高い電圧で動作させることができる。

一方、第１の制御信号４１８は、入力信号のＡＭ成分と同程度に高い周波数であるが、ＲＦアンプ４０９の入力電圧は、電力増幅器を無線基地局で用いる場合のように、出力電力を大きくする場合でも、通常、数Ｖ程度の比較的低い電圧で済む 。そのため、第１のドライバアンプ４１８を比較的低い電圧で動作させることが可能であり、所望する高い周波数で動作させることが可能になる。

このように、第２の実施の形態の電力増幅器は、スイッチングアンプ４０５、第１のドライバアンプ４１６及び第２のドライバアンプ４２１にて、高電圧動作及び高速動作を両立する必要がないため、第１の実施の形態と同様の効果に加えて、広帯域、かつ高出力電力が要求される装置にも適用できる。

第２の実施の形態の電力増幅器においても、第１の実施の形態で示した第１変形例〜第３変形例をそれぞれ適用することが可能であり、これらの変形例においても第１の実施の形態で示した効果だけでなく、上記と同様の効果を得ることができる。

なお、第２の実施の形態の電力増幅器に、第１の実施の形態で示した第２変形例及び第３変形例（ＥＴ技術）を適用する場合、信号発生回路４４７には、図２７に示す構成あるいは図２４に示した構成を用いることができる。図２７に示す信号発生回路４４７は、本実施形態の電力増幅器にＲＦ信号が入力される場合に用いて最適な構成である。

図２７に示す信号発生回路４４７は、入力信号であるＲＦ信号からＡＭ成分を抽出する振幅検出器４０３と、振幅検出器４０３によって抽出された入力信号のＡＭ成分ａ（ｔ）の低周波成分ａ_ｓ（ｔ）を通過させるローパスフィルタ４２７と、ａ（ｔ）からａ_ｓ（ｔ）を除去した残りの周波数成分であるａ_ｆ（ｔ）を生成する信号生成部４１７ｂとを有する構成である。

端子４４３から入力された入力信号は、振幅検出器４０３へ供給されると共に、そのまま端子４４６から変調波信号４１０として出力される。

振幅検出器４０３は、端子４４３から入力された入力信号（ＲＦ信号）のＡＭ成分ａ（ｔ）を抽出し、ローパスフィルタ４２７へ出力する。ローパスフィルタ４２７は、振幅検出器４０３によって抽出されたＡＭ成分ａ（ｔ）の低周波成分を通過させ、振幅成分ａ_ｓ（ｔ）を持つ第２の制御信号４１９を端子４４５へ出力する。

信号生成部４１７ｂは、入力信号のＡＭ成分ａ（ｔ）とローパスフィルタ４２７から出力された低周波成分ａ_ｓ（ｔ）からａ（ｔ）∝ａ_ｓ（ｔ）ａ_ｆ（ｔ）を満たす、すなわちａ_ｆ（ｔ）∝ａ（ｔ）／ａ_ｓ（ｔ）を満たすａ_ｆ（ｔ）を生成し、振幅成分ａ_ｆ（ｔ）を持つ第１の制御信号４１８を端子４５３へ出力する。

信号生成部４１７ｂは、論理回路、Ａ／Ｄ（アナログ−デジタル）変換器やＤ／Ａ変換器を備えたデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）、あるいはアナログ回路で構成された演算回路等によって実現できる。

本実施形態の第２変形例及び第３変形例の電力増幅器の入力端子４４３にベースバンド信号が入力される場合、信号発生回路４４７には、上述したように図２４に示したベースバンド信号処理回路４５０及び直交変調器４５２を備えた構成を用いてもよい。その場合、ベースバンド信号処理回路４５０は、端子４４３から入力された入力信号（ベースバンド信号）をＤ／Ａ変換し、Ｄ／Ａ変換後の信号をアップコンバートしてＲＦ信号に変換する。そして、該ＲＦ信号のＡＭ成分を抽出し、該ＡＭ成分ａ（ｔ）を上記ａ（ｔ）∝ａ_ｓ（ｔ）ａ_ｆ（ｔ）の関係を満たす振幅成分ａ_ｓ（ｔ）とａ_ｆ（ｔ）に分解し、振幅成分ａ_ｆ（ｔ）を持つ第１の制御信号４１８を端子４５３へ出力し、振幅成分ａ_ｓ（ｔ）を持つ第２の制御信号４１９を端子４４５へ出力する。また、ベースバンド信号処理回路４５０は、直交変調器４５２の出力信号を制御するための制御信号を出力する。

直交変調器４５２は、ベースバンド信号処理回路４５０から出力された制御信号にしたがって、アップコンバート後のＲＦ信号の振幅に比例する変調波信号４１０を端子４４６から出力する。
（第３の実施の形態）
次に第３の実施の形態の電力増幅器について図面を用いて説明する。

図２８は第３の実施の形態の電力増幅器の構成を示すブロック図である。

図２８に示すように、第３の実施の形態の電力増幅器は、第１の制御信号４１８及び第２の制御信号４１９を生成する信号発生回路１４７、パルス変調器４０４及び信号分離部４１７ａの構成及び動作が、図１０に示した第１の実施の形態の電力増幅器と異なっている。その他の構成及び動作は第１の実施の形態の電力増幅器と同様であるため、ここではその詳しい説明を省略する。

図９に示した分解回路１は図２８に示す信号分離部４１７ａが対応し、図９に示したミキシング回路２は図２８に示すミキサ４２３が対応し、図９に示したＲＦアンプ４は図２８に示すＲＦアンプ４０９が対応している。また、図９に示した増幅回路３は、図２８に示す第２のドライバアンプ４１６、スイッチングアンプ４０５及びローパスフィルタ４０６で構成される。

本実施形態の信号発生回路１４７は、図２または図３に示した背景技術の信号発生回路と同様の構成により、入力信号に含まれるＡＭ成分を抽出し、振幅成分信号１１１として端子１４５から出力する。

信号発生回路１４７から出力された振幅成分信号１１１は、パルス変調器４０４により、振幅が一定の矩形波信号（１ビットのパルス信号）１１１ａに変換される。パルス変調器４０４で変換された１ビットのパルス信号１１１ａは信号分離部４１７ａにより第１の制御信号４１８と第２の制御信号４１９とに分解される。

ここで、入力信号の振幅成分をａ（ｔ）とし、１ビットのパルス信号１１１ａをＤ［ａ（ｔ）］とすると、信号分離部４１７ａは、入力信号のＡＭ成分ａ（ｔ）を上記ａ（ｔ）∝ａ_１（ｔ）ａ_２（ｔ）の関係を満たす１ビットのパルス信号Ｄ［ａ_１（ｔ）］とＤ［ａ_２（ｔ）］に分解する。そして、１ビットのパルス信号Ｄ［ａ_１（ｔ）］を第１の制御信号４１８として第１のドライバアンプ４２１へ出力し、１ビットのパルス信号Ｄ［ａ_２（ｔ）］を第２の制御信号４１９として第２のドライバアンプ４１６に出力する。なお、信号分離部４１７ａは、例えばＤＳＰで構成するものとする。

図１０に示した第１の実施の形態の電力増幅器では、第１の制御便号４１８及び第２の制御信号４１９がアナログ信号であるのに対し、本実施形態では第１の制御便号４１８及び第２の制御信号４１９がそれぞれ１ビットのパルス信号となる。但し、第１の実施の形態と同様に、分解された制御信号ａ_１（ｔ）とａ_２（ｔ）のうち、少なくとも一方は元の入力信号の振幅成分ａ（ｔ）よりもダイナミックレンジが小さくなるように選ぶものとする。パルス変調器４０４には、ＰＷＭ（Pulse width modulation）変調器、Δ変調器、ΔΣ変調器等を用いることができ、これらは、オペアンプやスイッチトキャパシタ回路等を組み合わせたアナログ回路で実現できる。

第１のドライバアンプ４２１は、信号分離部４１７ａから出力された第１の制御信号４１８を増幅し、ミキサ４２３へ供給する。信号分離部４１７ａがミキサ４２３を駆動するのに十分な強度の信号を出力できる構成であれば、第１のドライバアンプ４２１は無くてもよい。

第２のドライバアンプ４１６は、信号分離部４１７ａから出力された矩形波信号（第２の制御信号４１９）にしたがってスイッチングアンプ４０５を駆動し、スイッチングアンプ４０５は該矩形波信号を効率よく電流増幅する。増幅後の矩形波信号は、ローパスフィルタ４０６によって平滑化され、端子４４２を介してＲＦアンプ４０９へ供給される。スイッチングアンプ４０５には、矩形波信号を高い電力効率で増幅できる増幅器、例えばＤ級アンプ、Ｅ級アンプ、Ｓ級アンプ等を用いればよい。信号分離部４１７ａがスイッチングアンプ４０５を駆動するのに十分な強度の信号を出力できる構成であれば、第２のドライバアンプ４１６は無くてもよい。

ミキサ４２３は、信号発生回路４４７から出力された位相成分信号４１２と第１のドライバアンプ４２１から出力された矩形波信号をミキシングし、ＲＦアンプ４０９へ出力する。

ＲＦアンプ４０９は、トランジスタ４０１、入力電源回路４０８及び出力電源回路４４０を備え、ミキサ４２３の出力信号４２６を増幅する。このとき、ＲＦアンプ４０９の出力信号は、ローパスフィルタ４０６及び端子４４２を介してスイッチングアンプ４０５から供給される平滑後の矩形波信号、すなわち増幅された第２の制御信号４１４によって振幅変調される。そのため、ＲＦアンプ４０９からは、位相成分信号４１２と矩形波信号４２２とを乗算し、さらに、その乗算結果にローパスフィルタ４０６の出力信号４１４を乗算した信号４２５が出力される。

このＲＦアンプ４０９から出力される信号４２５を、ベースバンド信号の周波数帯域４２８よりも広く、かつ矩形波信号４２２に起因するスプリアス成分を除去できる周波数帯域を持つバンドパスフィルタ４０７を通過させることで、ＲＦアンプ４０９から出力される信号４２５に重畳している不要なスプリアス成分が除去され、入力信号を線形増幅した所望のＲＦ信号４１５が得られる。

上述したように、第３の実施の形態の電力増幅器では、第１の制御信号４１８及び第２の制御信号４１９のダイナミックレンジを、元になる入力信号のＡＭ成分ａ（ｔ）よりも小さくしている。したがって、スイッチングアンプ４０５の平均出力電圧及びＲＦアンプ４０９の出力電圧の低下が抑制され、ＲＦアンプ４０９及びスイッチングアンプ４０５の電力効率の低下を抑制できる。

また、第１の制御信号４１８を振幅が一定の矩形波信号に変換してＲＦアンプ４０９に入力しているため、ＲＦアンプ４０９が飽和動作していても第１の制御信号４１８の情報は消えることなくＲＦアンプ４０９の出力信号に正しく反映される。

このため、本実施形態の電力増幅器では、振幅成分信号の一部が反映されずに正しく信号が再生できない図７に示した背景技術の電力増幅器に比べて、入力信号の波形をより高い精度で復元した出力信号が得られる。

本実施形態の電力増幅器は、信号分離部４１７ａの入力信号及び出力信号が共に１ビットのデジタル信号であるため、信号分離部４１７ａを、カウンタ、デジタルフィルタ、論理演算等の処理を組み合わせたＤＳＰによる処理で実現できる。そのため、入力信号から制御信号ａ_１（ｔ）とａ_２（ｔ）への分解を柔軟に実行できる利点がある。

また、比較的大きな回路面積を必要とし、かつ比較的大きな電力を消費するアナログ回路であるパルス変調器が１つで済むため、電力増幅器全体のサイズや消費電力を低減できる。

第３の実施の形態の電力増幅器においても、第１の実施の形態で示した第１変形例〜第３変形例をそれぞれ適用することが可能であり、これらの変形例においても第１の実施の形態で示した効果だけでなく、上記と同様の効果を得ることができる。

なお、第３の実施の形態の電力増幅器に、第１の実施の形態で示した第２変形例及び第３変形例（ＥＴ技術）を適用する場合、信号発生回路には図５または図６に示した背景技術の構成をそのまま用いることができる。図５に示した信号発生回路１４８は電力増幅器の入力端子１４３にＲＦ信号が入力される場合に用いて最適な構成であり、図６に示す信号発生回路は電力増幅器の入力端子１４３にベースバンド信号が入力される場合に用いて最適な構成である。

また、第３の実施の形態においても、第２の実施の形態で示したように、入力信号の振幅成分ａ（ｔ）を、信号分離部４１７ａを用いて、低周波成分（第２の制御信号）Ｄ[ａ_ｓ（ｔ）]と、ａ（ｔ）からａ_ｓ（ｔ）を除去した残りの周波数成分（第１の制御信号）Ｄ[ａ_ｆ（ｔ）]（ａ_ｆ（ｔ）∝ａ（ｔ）／ａ_ｓ（ｔ））とに分解することも可能である。

この場合も、信号分離部４１７ａは、入力信号及び出力信号が共に１ビットのデジタル信号になるため、カウンタ、デジタルフィルタ、論理演算等の処理を組み合わせたＤＳＰによる処理で実現できる。その他の構成や動作は第２の実施の形態と同様であるため、ここでは省略する。

第３の実施の形態と第２の実施の形態とを組み合わせた構成では、第２の制御信号４１９に含まれる信号成分ａ_ｓ（ｔ）が低い周波数であるため、第２の制御信号４１９の平均的なスイッチング周波数も低くなり、第２のドライバアンプ４１６及びスイッチングアンプ４０５を数十Ｖ程度の高い電圧で動作させることが可能となる。一方、第１の制御信号４１８は、入力信号のＡＭ成分と同程度の高い周波数であるが、本発明の電力増幅器を無線基地局で用いる場合のように、ＲＦアンプ４０９の入力電圧は、出力電力を大きくする場合でも、通常、数Ｖ程度の比較的低い電圧で済む。そのため、第１のドライバアンプ４１８を比較的低い電圧で動作させることが可能であり、所望する高い周波数で動作させることが可能である。

このように、第３の実施の形態と第２の実施の形態とを組み合わせた場合は、スイッチングアンプ４０５、第１のドライバアンプ４１６及び第２のドライバアンプ４２１にて、高電圧動作及び高速動作を両立する必要がないため、広帯域、かつ高出力電力が要求される装置にも適用できる。また、比較的大きな回路面積を必要とし、かつ比較的大きな電力を消費するアナログ回路であるパルス変調器が１つで済むため、電力増幅器全体のサイズや消費電力を低減できる。

（第４の実施の形態）
次に第４の実施の形態の電力増幅器について図面を用いて説明する。

図２９は第４の実施の形態の電力増幅器の構成を示すブロック図である。なお、図２９は上述したＥＥＲ技術を適用した電力増幅器の構成例を示している。

図２９に示すように、第４の実施の形態の電力増幅器は、信号発生回路６４７、ＲＦ（Radio Frequency）アンプ６０９、第１のパルス変調器６２０、第１のドライバアンプ６２１、ミキサ６２３、出力電源変調回路６３３及びバンドパスフィルタ６０７を有する構成である。

図９に示した分解回路１は図２９に示す信号発生回路４４７に含まれ、図９に示したミキシング回路２は図２９に示すミキサ６２３が対応し、図９に示したＲＦアンプ４は図２９に示すＲＦアンプ６０９が対応し、図９に示した増幅回路３は図２９に示す出力電源変調回路６３３が対応している。

信号発生回路６４７は、入力信号に含まれるＡＭ成分を抽出し、該ＡＭ成分から生成した第１の制御信号６１８を、端子６５３を介して第１のパルス変調器６２０へ出力し、該ＡＭ成分から生成した第２の制御信号６１９を、端子６４５を介して出力電源変調回路６３３へ出力する。

本実施形態では、入力信号のＡＭ成分をａ（ｔ）としたとき、ａ（ｔ）∝ａ_ｄ（ｔ）ａ_ｅ（ｔ）の関係を満たす振幅成分ａ_ｅ（ｔ）を第１の制御信号６１８として第１のパルス変調器６２０へ出力し、ＡＭ成分ａ（ｔ）よりもＡＣ成分に対するＤＣ成分の比率が高い振幅成分ａ_ｄ（ｔ）を第２の制御信号６１９として出力電源変調回路６３３へ出力する。

第２の制御信号６１９としては、例えばａ_ｄ（ｔ）∝ｓｑｒｔ（ａ（ｔ））の関係を満たす信号がある。入力信号として、Ｗ−ＣＤＭＡ（down link）方式のＲＦ信号を想定した場合、入力信号の振幅成分ａ（ｔ）の電力のうち、６３％がＤＣ成分で占められている。第２の制御信号６１９としてａ_ｄ（ｔ）∝ｓｑｒｔ（ａ（ｔ））の関係を満たす振幅成分ａ_ｄ（ｔ）を用いる場合、ａ_ｄ（ｔ）はＤＣ成分の割合が８６％となる。このとき、第１の制御信号６１８は、ａ（ｔ）∝ａ_ｄ（ｔ）ａ_ｅ（ｔ）の関係からａ_ｅ（ｔ）∝ｓｑｒｔ（ａ（ｔ））となる。

また。第２の制御信号６１９の他の例としては、振幅成分ａ（ｔ）にＤＣ成分を付加した信号が考えられる。この場合も、第１の制御信号６１８は、ａ（ｔ）∝ａ_ｄ（ｔ）ａ_ｅ（ｔ）の関係から、ａ_ｅ（ｔ）∝ａ（ｔ）／ａ_ｄ（ｔ）となる。

第２の制御信号６１９は、上記例に限らず、振幅成分ａ（ｔ）よりも、ＡＣ成分に対するＤＣ成分の比率が高くなれば、どのような信号を用いてもよい。

また、信号発生回路６４７は、入力信号に含まれるＰＭ成分を抽出し、位相成分信号６１２として端子６４６を介してミキサ６２３へ出力する。なお、本実施形態の信号発生回路６４７は、第１の実施の形態及び第２の実施の形態と同様に、第１の制御信号６１８と位相成分信号６１２間、及び第２の制御信号６１９と位相成分信号６１２間の遅延時間差を調整する機能を備えていることが望ましい。

第１のパルス変調器６２０は、第１の制御信号６１８をパルス変調することで振幅が一定の矩形波信号を生成し、第１のドライバアンプ６２１へ出力する。第１のパルス変調器６２０には、ＰＷＭ（Pulse width modulation）変調器、Δ変調器、ΔΣ変調器等を用いることができる。第１のパルス変調器６２０は、信号発生回路６４７から出力される第１の制御信号６１８を振幅が一定の矩形波信号に変換できればどのような回路を用いてもよい。

第１のドライバアンプ６２１は、第１のパルス変調器６２０から出力された矩形波信号を増幅し、ミキサ６２３へ供給する。第１のパルス変調器６２０がミキサ６２３を駆動するのに十分な強度の信号が出力できる構成であれば、第１のドライバアンプ６２１は無くてもよい。

出力電源変調回路６３３は、第１のローパスフィルタ６２８、第２のパルス変調器６０４、第２のドライバアンプ６１６、スイッチングアンプ６０５、第２のローパスフィルタ６０６、減算器６３４、アッテネータ６２７、線形アンプ６２４及び加算器６３２を備えた構成である。

第１のローパスフィルタ６２８は、信号発生回路６４７から出力された第２の制御信号６１９（ａ_ｄ（ｔ））の低周波成分を通過させ、第２のパルス変調器６０４へ出力する。

第２のパルス変調器６０４は、第１のローパスフィルタ６２８を通過した第２の制御信号６１９（低周波成分）をパルス変調することで矩形波信号を生成し、第２のドライバアンプ６１６へ出力する。第２のパルス変調器６０４には、第１のパルス変調器６２０と同様に、ＰＷＭ（Pulse width modulation）変調器、Δ変調器、ΔΣ変調器等を用いることができる。

第２のドライバアンプ６１６は、第２のパルス変調器６０４から出力された矩形波信号にしたがってスイッチングアンプ６０５を駆動し、スイッチングアンプ６０５は該矩形波信号を効率よく電流増幅する。増幅後の矩形波信号は、第２のローパスフィルタ６０６によって平滑化され、加算器６３２及び端子６４２を介してＲＦアンプ６０９へ供給される。スイッチングアンプ６０５には、矩形波信号を高い電力効率で増幅できる増幅器、例えばＤ級アンプ、Ｅ級アンプ、Ｓ級アンプ等を用いればよい。第２のパルス変調器６０４、第２のドライバアンプ６１６及びスイッチングアンプ６０５を含むスイッチングレギュレータ部６３５は、周知のＤＣ−ＤＣコンバータに置き換えてもよい。また、第２のパルス変調器６０４がスイッチングアンプ６０５を駆動するのに十分な強度の信号を出力できる構成であれば、第２のドライバアンプ６１６は無くてもよい。

減算器６３４は、信号発生回路６４７から出力された第２の制御信号６１９（ａ_ｄ（ｔ））から、アッテネータ６２７を介して帰還される、加算器６３２の出力信号を減算し、その減算結果を線形アンプ６２４に出力する。線形アンプ６２４は、減算器６３４から出力信号を増幅し、加算器６３２へ出力する。

加算器６３２は、第２のローパスフィルタ６０６から出力された信号６３１と線形アンプ６２４から出力された信号６２９とを加算し、ＲＦアンプ６０９へ出力する。

本実施形態では、信号発生回路６４７から出力された第２の制御信号６１９（ａ_ｄ（ｔ））を、フィードバック回路を備えた線形アンプ６２４を用いて比較的高い周波数成分を補正するための補正信号６２９を生成し、この補正信号６２９を加算器６３２により第２のローパスフィルタ６０６の出力信号６３１に加算することで、第１の制御信号６１９を精度良く増幅した信号６１４を得る。この信号６１４によりＲＦアンプ６０９の出力信号を振幅変調する。

ミキサ６２３は、信号発生回路６４７から出力された位相成分信号６１２と第１のドライバアンプ６２１から出力された矩形波信号をミキシングし、ＲＦアンプ６０９へ出力する。

ＲＦアンプ６０９は、トランジスタ６０１、入力電源回路６０８及び出力電源回路６４０を備え、ミキサ６２３の出力信号６２６を増幅する。このとき、ＲＦアンプ６０９の出力信号は、出力電源変調回路６３３から供給される補正後の矩形波信号、すなわち増幅された振幅成分信号６１４によって振幅変調される。トランジスタ６０１のゲートに接続された入力電源回路６０８には、背景技術と同様に、端子６４１を介して不図示の電源装置から一定の直流電圧が供給される。なお、トランジスタ６０１には、電界効果トランジスタ及びバイポーラトランジスタのいずれを用いてもよい。

ＲＦアンプ６０９によって増幅された信号（出力信号６２５）は、バンドパスフィルタ６０７によって不要な帯域成分が除去され、端子６４４を介して不図示のアンテナ素子等へ供給される。

なお、図２９に示す信号発生回路６４７には、例えば図２６及び図２７等に示した第２の実施の形態と同様の構成あるいは図１４及び図２４に示したベースバンド信号処理回路を含む構成を用いることができる。但し、図１４及び図２４並びに図２６及び図２７に示した端子４４３、４４５、４４６、４５３には、図２９に示した端子６４３、６４５、６４６、６５３が対応する。これら信号発生回路６４７の構成及び動作は、第１の実施の形態及び第２の実施の形態で説明した構成及び動作と同様であるため、ここではその説明を省略する。

また、図２９では、信号発生回路６４７にＤ／Ａ変換器を備え、第１の制御信号６１８及び第２の制御信号６１９をアナログ信号として出力する例を示しているが、信号発生回路６４７が図１３に示したＤＳＰで構成された信号分離部を備える構成、または図１４に示したベースバンド信号処理回路を備える構成の場合、第１の制御信号６１８及び第２の制御信号６１９をデジタル信号で出力してもよい。その場合、第１のパルス変調器６２０及び出力電源変調回路６３３にＤ／Ａ変換器を備えていてもよい。また、信号発生回路６４７が備えるベースバンド信号処理回路や信号分離部に、第１のパルス変調器６２０及び出力電源変調回路６３３の機能を備えていてもよい。その場合、第１のパルス変調器６２０及び出力電源変調回路６３３を無くすことも可能である。

また、図２９に示した電力増幅器では、ミキサ６２３を用いて位相成分信号６１２に第１の制御信号６２２を重畳させる例を示しているが、このような機能は第１の実施の形態と同様に、図１５に示したＲＦアンプ４７８でも実現できる。

ミキサ６２３に代わって図１５に示したＲＦアンプ４７８を用いる場合、位相成分信号６１２を図１５に示す端子４７６から入力し、第１のドライバアンプ６２１から出力された矩形波信号を図１５に示す入力電源端子４７４または出力電源端子４７５へ入力すればよい。

図２９に示すＲＦアンプ６０９は、飽和動作時に高い電力効率が得られるため、ＲＦアンプ６０９への入力信号はＲＦアンプ６０９が飽和動作する程度に高い電力であることが望ましい。但し、ＲＦアンプ６０９を飽和動作させると、ＲＦアンプ６０９の入力信号の振幅成分がＲＦアンプ６０９の出力信号に反映されない。そこで、第１の制御信号６１８を振幅が一定の矩形波信号６２２に変換し、ミキサ６２３を用いて位相成分信号６１２に重畳させた後、ＲＦアンプ６０９に入力する。このように処理することで、第１の制御信号６１８の振幅成分をＲＦアンプ６０９の出力信号に反映させることができる。

また、本実施形態の電力増幅器では、ＲＦアンプ６０９が備えるトランジスタ６０１のドレインに、端子６４２及び出力電源回路６４０を介して振幅成分信号６１４を供給することで、トランジスタ６０１によって増幅された信号を振幅成分信号６１４により振幅変調する。この振幅変調により、ＲＦアンプ６０９からは、位相成分信号６１２と矩形波信号６２２とを乗算し、その乗算結果に第２のローパスフィルタ６０６の出力信号（出力電源変調信号）６１４を乗算した信号６２５が出力される。

本実施形態では、入力信号のＡＭ成分をａ（ｔ）としたとき、ａ（ｔ）∝ａ_ｄ（ｔ）ａ_ｅ（ｔ）の関係を満たし、かつＡＭ成分ａ（ｔ）よりもＡＣ成分に対するＤＣ成分の比率が高い振幅成分ａ_ｄ（ｔ）を第２の制御信号６１９として出力電源変調回路６３３へ供給しているため、線形アンプ６２４から出力される補正信号６２９の振幅が小さくなる。そのため、第１の実施の形態及び第２の実施の形態と同様の効果に加えて、線形アンプの消費電力を低減できる。また、線形アンプには動作電圧が低いものを用いることができるため、線形アンプのコストを低減できる。

図３０は第４の実施の形態の電力増幅器の第１変形例の構成を示すブロック図であり、図３１は第４の実施の形態の電力増幅器の第２変形例の構成を示すブロック図であり、図３２は第４の実施の形態の電力増幅器の第３変形例の構成を示すブロック図である。

第４の実施の形態の電力増幅器においても、第１の実施の形態で示した第１変形例〜第３変形例をそれぞれ適用することが可能であり、これらの変形例においても第１の実施の形態で示した効果だけでなく、上記と同様の効果を得ることができる。

なお、第４の実施の形態の電力増幅器に、第１の実施の形態で示した第２変形例及び第３変形例（ＥＴ技術）を適用する場合、信号発生回路６４７には、図２７に示した構成あるいは図２４に示した構成を用いることができる。図２７に示した信号発生回路４４７は、本実施形態の電力増幅器にＲＦ信号が入力される場合に用いて最適な構成である。

この出願は、２００６年１２月２６日に出願された特願２００６−３４９７２４号および２００７年１１月３０日に出願された特願２００７−３１０８９９号を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。

Claims (22)

1. 振幅変調成分及び位相変調成分を含む変調波信号を増幅する電力増幅器であって、
   前記振幅変調成分を、積の値が前記振幅変調成分と比例する２つの制御信号に分解する分解回路と、
   前記分解された一方の制御信号と前記位相変調成分をミキシングするミキシング回路と、
   前記分解された他方の制御信号を増幅する増幅回路と、
   前記ミキシング回路から出力された信号を増幅すると共に、該増幅後の信号を前記増幅回路の出力信号で振幅変調して出力するＲＦアンプと、
   を有する電力増幅器。
2. 振幅変調成分及び位相変調成分を含む変調波信号を増幅する電力増幅器であって、
   前記振幅変調成分を、積の値が前記振幅変調成分と比例する２つの制御信号に分解する分解回路と、
   前記分解された一方の制御信号と前記変調波信号をミキシングするミキシング回路と、
   前記分解された他方の制御信号を増幅する増幅回路と、
   前記ミキシング回路から出力された信号を増幅すると共に、該増幅後の信号を前記増幅回路の出力信号で振幅変調して出力するＲＦアンプと、
   を有する電力増幅器。
3. 前記変調波信号の前記振幅変調成分を抽出し、前記変調波信号の位相変調成分を抽出して出力する、前記分解回路を備えた信号発生回路と、
   前記分解された一方の制御信号をパルス変調する第１のパルス変調器と、
   をさらに有し、
   前記ミキシング回路は、前記信号発生回路で抽出された前記位相変調成分と第１のパルス変調器から出力される矩形波信号をミキシングするミキサを備え、
   前記増幅回路は、前記分解された他方の制御信号をパルス変調する第２のパルス変調器、前記第２のパルス変調器から出力される矩形波信号を電流増幅するスイッチングアンプ及び前記スイッチングアンプの出力信号を平滑化するローパスフィルタを備え、
   前記ＲＦアンプは、前記ミキサの出力信号を増幅すると共に、該増幅後の信号を前記ローパスフィルタの出力信号で振幅変調して出力する請求項１記載の電力増幅器。
4. 前記変調波信号の前記振幅変調成分を抽出し、前記変調波信号の位相変調成分を抽出して出力する、前記分解回路を備えた信号発生回路と、
   前記分解された一方の制御信号をパルス変調する第１のパルス変調器と、
   をさらに有し、
   前記増幅回路は、前記分解された他方の制御信号をパルス変調する第２のパルス変調器、前記第２のパルス変調器から出力される矩形波信号を電流増幅するスイッチングアンプ及び前記スイッチングアンプの出力信号を平滑化するローパスフィルタを備え、
   前記ＲＦアンプは、前記信号発生回路で抽出された前記位相変調成分と前記第１のパルス変調器から出力された矩形波信号をミキシングする前記ミキシング回路を含み、該ミキシング後の信号を増幅すると共に該増幅後の信号を前記ローパスフィルタの出力信号で振幅変調して出力する請求項１記載の電力増幅器。
5. 前記変調波信号の前記振幅変調成分及び前記位相変調成分を抽出して出力する信号発生回路と、
   前記信号発生回路で抽出された前記振幅変調成分をパルス変調するパルス変調器と、
   をさらに有し、
   前記分解回路は、前記パルス変調器から出力されるパルス変調信号を、矩形波成分を除去した信号成分の積の値が前記振幅変調成分と比例する、矩形波状の２つの制御信号に分解して出力する信号分離部を備え、
   前記ミキシング回路は、前記分解された一方の制御信号と前記信号発生回路で抽出された前記位相変調成分とミキシングするミキサを備え、
   前記増幅回路は、前記分解された他方の制御信号を電流増幅するスイッチングアンプ及び前記スイッチングアンプの出力信号を平滑化するローパスフィルタを備え、
   前記ＲＦアンプは、前記ミキサの出力信号を増幅すると共に、該増幅後の信号を前記ローパスフィルタの出力信号で振幅変調して出力する請求項１記載の電力増幅器。
6. 前記変調波信号の前記振幅変調成分及び前記位相変調成分を抽出して出力する信号発生回路と、
   前記信号発生回路で抽出された前記振幅変調成分をパルス変調するパルス変調器と、
   をさらに有し、
   前記分解回路は、前記パルス変調器から出力されるパルス変調信号を、矩形波成分を除去した信号成分の積の値が前記振幅変調成分と比例する、矩形波状の２つの制御信号に分解して出力する信号分離部を備え、
   前記増幅回路は、前記分解された他方の制御信号を電流増幅するスイッチングアンプ及び前記スイッチングアンプの出力信号を平滑化するローパスフィルタを備え、
   前記ＲＦアンプは、前記信号発生回路で抽出された前記位相変調成分と前記分解された一方の制御信号をミキシングするミキシング回路を含み、該ミキシング後の信号を増幅すると共に、該増幅後の信号を前記ローパスフィルタの出力信号で振幅変調して出力する請求項１記載の電力増幅器。
7. 前記変調波信号の前記振幅変調成分を抽出する、前記分解回路を備えた信号発生回路と、
   前記分解された一方の制御信号をパルス変調する第１のパルス変調器と、
   をさらに有し、
   前記ミキシング回路は、前記変調波信号と第１のパルス変調器から出力される矩形波信号をミキシングするミキサを備え、
   前記増幅回路は、前記分解された他方の制御信号をパルス変調する第２のパルス変調器、前記第２のパルス変調器から出力される矩形波信号を電流増幅するスイッチングアンプ及び前記スイッチングアンプの出力信号を平滑化するローパスフィルタを備え、
   前記ＲＦアンプは、前記ミキサの出力信号を増幅すると共に、該増幅後の信号を前記ローパスフィルタの出力信号で振幅変調して出力する請求項２記載の電力増幅器。
8. 前記変調波信号の前記振幅変調成分を抽出する、前記分解回路を備えた信号発生回路と、
   前記分解された一方の制御信号をパルス変調する第１のパルス変調器と、
   をさらに有し、
   前記増幅回路は、前記分解された他方の制御信号をパルス変調する第２のパルス変調器、前記第２のパルス変調器から出力される矩形波信号を電流増幅するスイッチングアンプ及び前記スイッチングアンプの出力信号を平滑化するローパスフィルタを備え、
   前記ＲＦアンプは、前記変調波信号と前記第１のパルス変調器から出力された矩形波信号をミキシングする前記ミキシング回路を含み、該ミキシング後の信号を増幅すると共に該増幅後の信号を前記ローパスフィルタの出力信号で振幅変調して出力する請求項２記載の電力増幅器。
9. 前記変調波信号の前記振幅変調成分を抽出する信号発生回路と、
   前記信号発生回路で抽出された前記振幅変調成分をパルス変調するパルス変調器と、
   をさらに有し、
   前記分解回路は、前記パルス変調器から出力されるパルス変調信号を、矩形波成分を除去した信号成分の積の値が前記振幅変調成分と比例する、矩形波状の２つの制御信号に分解して出力する信号分離部を備え、
   前記ミキシング回路は、前記分解された一方の制御信号と前記変調波信号とミキシングするミキサを備え、
   前記増幅回路は、前記分解された他方の制御信号を電流増幅するスイッチングアンプ及び前記スイッチングアンプの出力信号を平滑化するローパスフィルタを備え、
   前記ＲＦアンプは、前記ミキサの出力信号を増幅すると共に、該増幅後の信号を前記ローパスフィルタの出力信号で振幅変調して出力するＲＦアンプと、
   を有する請求項２記載の電力増幅器。
10. 前記変調波信号の前記振幅変調成分を抽出する信号発生回路と、
    前記信号発生回路で抽出された前記振幅変調成分をパルス変調するパルス変調器と、
    をさらに有し、
    前記分解回路は、前記パルス変調器から出力されるパルス変調信号を、矩形波成分を除去した信号成分の積の値が前記振幅変調成分と比例する、矩形波状の２つの制御信号に分解して出力する信号分離部を備え、
    前記増幅回路は、前記分解された他方の制御信号を電流増幅するスイッチングアンプ及び前記スイッチングアンプの出力信号を平滑化するローパスフィルタを備え、
    前記ＲＦアンプは、前記変調波信号と前記分解された一方の制御信号をミキシングするミキシング回路を含み、該ミキシング後の信号を増幅すると共に、該増幅後の信号を前記ローパスフィルタの出力信号で振幅変調して出力する請求項１記載の電力増幅器。
11. 前記変調波信号を通過させ、かつ前記スイッチングアンプから出力される矩形波信号に起因するスプリアス成分を除去する通過帯域を持つ、前記ＲＦアンプの出力信号が通過する帯域通過フィルタを有する請求項１から１０のいずれか１項記載の電力増幅器。
12. 前記２つの制御信号の少なくとも一方が、前記変調波信号の振幅変調成分よりもダイナミックレンジが小さい請求項３から１１のいずれか１項記載の電力増幅器。
13. 前記２つの制御信号の少なくとも一方が、前記変調波信号の振幅変調成分よりもダイナミックレンジが小さく、該変調波信号の振幅変調成分よりもダイナミックレンジが小さい制御信号が前記第２のパルス変調器へ供給される請求項３、４、７、または８のいずれか１項記載の電力増幅器。
14. 前記２つの制御信号のいずれか一方が、前記変調波信号の振幅変調成分の冪根で与えられる請求項１２または１３記載の電力増幅器。
15. 前記２つの制御信号のいずれか一方は、前記変調波信号の振幅変調成分が予め設定したしきい値以上のとき、前記変調波信号の振幅変調成分に比例する信号であり、前記変調波信号の振幅変調成分が前記しきい値より小さいとき、一定値の信号である請求項１２または１３記載の電力増幅器。
16. 前記２つの制御信号のいずれか一方は、前記変調波信号の振幅変調成分が予め設定したしきい値以上のとき、一定値の信号であり、前記変調波信号の振幅変調成分が前記しきい値より小さいとき、前記変調波信号の振幅変調成分に比例する信号である請求項１２または１３記載の電力増幅器。
17. 前記２つの制御信号のいずれか一方が、前記変調波信号の振幅変調成分よりもＡＣ成分に対するＤＣ成分の比率が高い信号である３から１１のいずれか１項記載の電力増幅器。
18. 前記ＲＦアンプの出力信号の振幅変調に用いる信号を帰還信号とする、前記変調波信号の振幅変調成分よりもＡＣ成分に対するＤＣ成分の比率が高い制御信号を増幅する線形アンプと、
    前記ローパスフィルタの出力信号と前記線形アンプの出力信号を加算し、前記振幅変調に用いる信号としてＲＦアンプへ出力する加算器と、
    をさらに有する請求項１７記載の電力増幅器。
19. 前記２つの制御信号のうち、前記変調波信号の振幅変調成分よりもＡＣ成分に対するＤＣ成分の比率が高い制御信号が前記第２のパルス変調器へ供給される請求項１７または１８記載の電力増幅器。
20. 前記２つの制御信号のいずれか一方が、前記変調波信号の振幅変調成分の冪根で与えられる請求項１７記載の電力増幅器。
21. 前記２つの制御信号の少なくとも一方が、前記変調波信号の振幅変調成分よりも信号帯域が狭い請求項３から１１のいずれか１項記載の電力増幅器。
22. 前記信号発生回路は、
    前記変調波信号の振幅変調成分よりも帯域が狭い一方の制御信号として、前記変調波信号の振幅変調成分をローパスフィルタに通過させた信号を出力し、
    他方の制御信号として、前記変調波信号の振幅変調成分を前記一方の制御信号の振幅成分で除算した値を持つ信号を出力する請求項１７、１８、１９または２１のいずれか１項記載の電力増幅器。

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