JPWO2007055028A1 - 直線偏波アンテナ及びそれを用いるレーダ装置 - Google Patents

Abstract

直線偏波アンテナは、誘電体基板と、前記誘電体基板の一面側に重合される地板導体と、前記誘電体基板の反対面に形成された直線偏波型のアンテナ素子と、それぞれの一端側が前記地板導体に接続され、前記誘電体基板をその厚さ方向に沿って貫通し、且つそれぞれの他端側が前記誘電体基板の反対面まで延びて、前記アンテナ素子を囲むように所定間隔で設けられることにより、キャビティを構成する複数の金属ポストと、前記誘電体基板の反対面側に、前記複数の金属ポストの各他端側をその並び方向に沿って短絡し、且つ前記アンテナ素子方向に所定距離延びて設けられる、例えば、三角形部分を有する枠状導体とを有する。この直線偏波アンテナは、キャビティと枠状導体とにより、表面波の発生を抑制して、アンテナの放射特性を所望の特性にすることができると共に、キャビティの共振現象を利用することにより、アンテナ利得の周波数特性がＲＲ電波発射禁止帯で鋭い落ち込み（ノッチ）を持つようにすることができるので、ＥＥＳＳや電波天文業務との電波干渉を低減するのに有効である。

Description

本発明は高性能化、高い量産性及び低コスト化を実現するための技術を採用した直線偏波アンテナ（ｌｉｎｅａｒｌｙ ｐｏｌａｒｉｚｅｄ ａｎｔｅｎｎａ）及びそれを用いるレーダ装置に係り、特に、車載レーダ（ａｕｔｏｍｏｔｉｖｅ ｒａｄａｒｓ）として今後使用されるＵＷＢ（Ｕｌｔｒａ−ｗｉｄｅｂａｎｄ）レーダに適した直線偏波アンテナ及びそれを用いるレーダ装置に関する。

主に、車載用あるいは携帯用の短距離用レーダ（ｓｈｏｒｔ ｒａｎｇｅ ｒａｄａｒ：ＳＲＲ）として、２２〜２９ＧＨｚの準ミリ波帯を使用するＵＷＢを利用することが提案されている。

このようなＵＷＢで使用されるレーダ装置のアンテナとしては、放射特性が広帯域であることの他に、車載時に、例えば、車体とバンパーとの隙間等に設置されることを考慮して、小型で且つ薄型平面構造であることが必要である。

また、このアンテナとしては、ＵＷＢで規定されている微弱電波で探査が行え、バッテリ駆動可能なように無駄な電力消費を抑えるために、低損失、高利得が要求されており、そのためにアレー化を容易に達成できることが必要である。

また、このアンテナとしては、低コスト化のために、アンテナ素子の給電部がパターン印刷技術で製作できることが望ましい。

ところで、前述のように、ＵＷＢレーダでは２２〜２９ＧＨｚ帯を使用することになっているが、この帯域の中には電波天文や地球探査衛星業務（ＥＥＳＳ）のパッシブセンサを保護するためのＲＲ電波発射禁止帯（２３．６〜２４．０ＧＨｚ）が含まれている。

２００２年、ＦＣＣ（米国連邦通信委員会）は、次の非特許文献１において、２２〜２９ＧＨｚに置ける平均電力密度を−４１．３ｄＢｍ以下、ピーク電力密度が０ｄＢｍ／５０ＭＨｚとする規定を公開している。

この規定の中には、前記ＥＥＳＳへの電波干渉を抑えるため、仰角サイドロ−プを数年毎に−２５ｄＢから−３５ｄＢへと低減することも併せて規定されている。
ＦＣＣ ０２−４８ Ｎｅｗ Ｐａｒｔ １５ Ｒｕｌｅｓ，ＦＩＲＳＴ ＲＥＰＯＲＴ ＡＮＤ ＯＲＤＥＲ

しかしながら、これを実現するためには、ＵＷＢレーダに用いるアンテナの垂直方向の寸法が大きくなり、一般の乗用車に搭載することが困難になることが想定される。

このため、ＦＣＣは、アンテナのサイドローブに頼らない方法として、２００４年に下記非特許文献２で、前記ＲＲ電波発射禁止帯の放射電力密度をこれまでより２０ｄＢ小さい−６１．３ｄＢｍ／ＭＨｚとする改定ルールを追加している。
"Ｓｅｃｏｎｄ Ｒｅｐｏｒｔ ａｎｄ Ｏｒｄｅｒ ａｎｄ Ｓｅｃｏｎｄ Ｍｅｍｏｒａｎｄｕｍ Ｏｐｉｎｉｏｎ ａｎｄ Ｏｒｄｅｒ"ＦＣＣ ０４−２８５，Ｄｅｃ．１６，２００４

従来のＵＷＢレーダは、連続発振器からの連続波（ＣＷ）を半導体スイッチでオン／オフする方式を採用している。

この方式では、スイッチのアイソレーションの不完全性により、大きな残留キャリアが発生するため、図１８に破線で示すように、前記残留キャリアを、ドップラーレーダ用に割り当てられている２４．０５〜２４．２５ＧＨｚのＳＲＤ（Ｓｈｏｒｔ Ｒａｎｇｅ Ｄｅｖｉｃｅ）バンドに避難させている。

しかしながら、ＳＲＤバンドは前記ＲＲ電波発射禁止帯と極めて接近しており、ＥＥＳＳなどとの干渉が避けられないという深刻な問題がある。

この問題を解決するため、下記の非特許文献３に示すバースト発振器をＵＷＢレーダに用いる方法が提案されている。
"Ｒｅｓｉｄｕａｌ−ｃａｒｒｉｅｒ ｆｒｅｅ ｂｕｒｓｔ ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ ｆｏｒ ａｕｔｏｍｏｔｉｖｅ ＵＷＤ ｒａｄａｒ ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ，"Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｌｅｔｔｅｒｓ，２８ ｔｈ Ａｐｒｉｌ ２００５，Ｖｏｌ．４１，Ｎｏ．９

バースト発振器はパルスがオンのときのみ発振し、オフでは発振が停止するもので、このようなバースト発振器をＵＷＢレーダに使えば残留キャリアは発生しない。

このため、任意のスペクトル配置ができるので、図１８に実線で示すような帯域をＵＷＢレーダに用いることができる結果、ＲＲ電波発射禁止帯での放射電力密度を十分低く抑えることが可能となる。

しかし、バースト発振器のみで上記の放射電力密度をスペクトルピークより２０ｄＢ以上低くするのは容易でない。

この場合、もし、アンテナが上記ＲＲ電波発射禁止帯で利得に鋭い落ち込み（ノッチ）を持つ特性を有するものであれば、このアンテナを前記バースト発振器と組み合わせて使用することにより、ＦＣＣの新規定を満たすＵＷＢレーダを実現することができる。

本発明は、このようなＲＲ電波発射禁止帯に利得のノッチを有するＵＷＢレーダ用として好適なアンテナを提供することを意図している。

これらの諸要求を満足するアンテナとして、まず、第１に、広帯域の薄型平面アンテナを実現する必要がある。

薄型平面アンテナとしては、誘電体基板上に矩形や円形の平板状のアンテナ素子をパターン形成して構成した所謂パッチアンテナが知られている。

しかるに、このパッチアンテナは一般的に狭帯域であり、これを広帯域化するためには、誘電率の低い基板を用い、その厚さを厚くしなければならない。

また、準ミリ波帯で使用するには低損失の基板が必要であり、このような基板としてテフロン（登録商標）が知られている。

しかるに、このテフロンは金属膜の接合に難点があるため、アンテナの製作が難しく、コスト高になるという問題がある。

そこで、ＵＷＤに必要な広帯域の素子アンテナとして、円偏波や直線偏波を用いることが考えられており、円偏波の場合には、スパイラルアンテナ等の良好な特性を有するアンテナがある。

しかるに、最近、実現化が検討されている通信機能を含んだ車載用短距離用レーダの場合には、円偏波を使用することができないので、直線偏波を使用するＵＷＤアンテナが必要となる。

しかるに、直線偏波の場合には、一般的に、広帯域の素子アンテナを得るのが容易ではないという問題がある。

ところで、比較的に広帯域の直線偏波の素子アンテナとしては、ボウタイ（ｂｏｗ ｔｉｅ）アンテナと呼ばれる三角形の対で構成するダイポールアンテナが知られている。

しかるに、このボウタイアンテナをアレーアンテナに用いた場合、各アンテナ間の相互結合のため指向性が乱れやすいという問題がある。

通常、誘電体基板を用いた平面アンテナで広帯域化をはかるには、基板の厚みを伝搬波長の１／４程度に厚くする方法がとられており、これは単一素子で使う場合には有効である。

しかしながら、複数の素子を配列したアレーアンテナの場合には、誘電体基板を厚くすると、誘電体基板表面に沿って伝搬する表面波が励振されて、各エレメントが表面波の影響を互いに受けて所望の特性が得られないという問題がある。

本発明の目的は、上述したような表面波による影響を抑え、広帯域にわたって良好な放射特性を有し、且つＲＲ電波発射禁止帯における放射を抑圧すると共に、高い量産性および低コスト化を実現することが可能な直線偏波アンテナ及びそれを用いるレーダ装置を提供することである。

前記目的を達成するために、本発明の第１の態様によると、
誘電体基板（２１、２１′、２１″）と、
前記誘電体基板の一面側に重合される地板導体（２２、２２′）と、
前記誘電体基板の反対面に形成された直線偏波型のアンテナ素子（２３、２３′）と、
それぞれの一端側が前記地板導体に接続され、前記誘電体基板をその厚さ方向に沿って貫通し、且つそれぞれの他端側が前記誘電体基板の反対面まで延びて、前記アンテナ素子を囲むように所定間隔で設けられることにより、キャビティを構成する複数の金属ポスト（３０）と、
前記誘電体基板の反対面側に、前記複数の金属ポストの各他端側をその並び方向に沿って短絡し、且つ前記アンテナ素子方向に所定距離延びて設けられる枠状導体（３２、３２′）とを具備する直線偏波アンテナが提供される。

また、前記目的を達成するために、本発明の第２の態様によると、
前記アンテナ素子が、一対の入力端子（２５ａ、２５ｂ）を有するダイポール型のアンテナ素子で形成され、
一端側が、前記ダイポール型のアンテナ素子の前記一対の入力端子の一方に接続され、他端側が、前記誘電体基板及び前記地板導体を貫通して設けられる給電ピン（２５）をさらに具備し、
前記ダイポール型のアンテナ素子の前記一対の入力端子の他方が、前記誘電体基板を貫通して前記地板導体を短絡することを特徴とする第１の態様に従う直線偏波アンテナが提供される。

また、前記目的を達成するために、本発明の第３の態様によると、
前記枠状導体（３２、３２′）が、前記アンテナ素子を挟んで対向する少なくとも一対の不均等幅部分を有していることを特徴とする第１の態様に従う直線偏波アンテナ提供される。

また、前記目的を達成するために、本発明の第４の態様によると、
前記一対の不均等幅部分が、一対の三角形部分であることを特徴とする第３の態様に従う直線偏波アンテナ提供される。

また、前記目的を達成するために、本発明の第５の態様によると、
前記誘電体基板に形成される前記アンテナ素子と該アンテナ素子の前記一対の入力端子の一方に一端側が接続される前記給電ピンとがそれぞれ複数組設けられ、
前記キャビティを構成する複数の金属ポスト及び前記枠状導体が前記複数組の各アンテナ素子を囲むように格子状に形成され、
前記地板導体側に設けられ、前記複数組の各アンテナ素子に前記複数組の給電ピンを介して励振信号を分配供給するための給電部（４０）をさらに具備することを特徴とする第３の態様に従う直線偏波アンテナが提供される。

また、前記目的を達成するために、本発明の第６の態様によると、
前記給電部は、前記地板導体を挟んで前記誘電体基板の反対側に設けられた給電用誘電体基板（４１）と、前記給電用誘電体基板の表面に形成されたマイクロストリップ型の給電ライン（４２）とにより構成されていることを特徴とする第５の態様に従う直線偏波アンテナが提供される。

また、前記目的を達成するために、本発明の第７の態様によると、
前記ダイポール型のアンテナ素子は、それぞれ、所定の底辺幅Ｗ_Ｂと所定の高さＬ_Ｂ／２を有して三角形状に形成され、互いに頂部が対向して配置されたボウタイアンテナを構成することを特徴とする第２の態様に従う直線偏波アンテナが提供される。

また、前記目的を達成するために、本発明の第８の態様によると、
前記ダイポール型のアンテナ素子は、それぞれ、所定の突出幅Ｗ_Ｂで所定の高さＬ_Ｂ／２を有して変形菱形形状に形成され、互いに一方の頂部が対向して配置されたボウタイアンテナを構成することを特徴とする第２の態様に従う直線偏波アンテナが提供される。

また、前記目的を達成するために、本発明の第９の態様によると、
前記アンテナ素子として、第１の直線偏波型のアンテナ素子（２３、２３′）と、第２の直線偏波型のアンテナ素子（２３′、２３）とが前記誘電体基板（２１″）に形成され、前記複数の金属ポスト（３０）が、それぞれの一端側が前記地板導体に接続され、前記誘電体基板をその厚さ方向に沿って貫通し、且つそれぞれの他端側が前記誘電体基板の反対面まで延びて、前記第１の直線偏波型のアンテナ素子及び前記第２の直線偏波型のアンテナ素子とを分離して囲むように所定間隔で設けられることにより、それぞれ、分離したキャビティを構成し、
前記枠状導体（３２、３２′）として、それぞれ、前記第１の直線偏波型のアンテナ素子及び前記第２の直線偏波型のアンテナ素子とを分離して囲むように所定間隔で設けられる前記複数の金属ポストの各他端側をその並び方向に沿って短絡し、且つ前記第１の直線偏波型のアンテナ素子及び前記第２の直線偏波型のアンテナ素子方向に所定距離延びて前記誘電体基板の反対面側に第１の枠状導体（３２）及び第２の枠状導体（３２′）とが設けられていることを特徴とする第１の態様に従う直線偏波アンテナが提供される。

また、前記目的を達成するために、本発明の第１０の態様によると、
前記第１の直線偏波型のアンテナ素子及び前記第２の直線偏波型のアンテナ素子の一方がレーダ装置（５０）の送信アンテナ（５１）として適用され、他方が前記レーダ装置（５０）の受信アンテナ（５２）として適用されことを特徴とする第９の態様に従う直線偏波アンテナが提供される。

また、前記目的を達成するために、本発明の第１１の態様によると、
前記キャビティ及び枠状導体とで共振器を構成し、前記共振器と前記アンテナ素子との構造パラメータを調整して、前記共振器の共振周波数を所望の値に設定することにより、当該直線偏波アンテナの利得が所定範囲で低下する周波数特性となるようにしたことを特徴とする第１乃至第１０の態様のいずれか一に従う直線偏波アンテナが提供される。

また、前記目的を達成するために、本発明の第１２の態様によると、
前記構造パラメータは、前記キャビティの内寸Ｌｗ、前記枠状導体のリム幅Ｌ_Ｒ、前記アンテナ素子の全長Ｌ_Ｂ、前記アンテナ素子の横幅Ｗ_Ｂの少なくとも一つを含むことを特徴とする第１１の態様に従う直線偏波アンテナが提供される。

また、前記目的を達成するために、本発明の第１３の態様によると、
レーダパルスを送信アンテナ（５１）を介して空間へ放射する送信部（５４）と、
前記空間から戻ってくる前記レーダパルスの反射波を受信アンテナ（５２）を介して受信する受信部（５５）と、
前記受信部からの受信出力に基づいて前記空間に存在する物体を探査する解析処理部（５６）と、
解析処理部からの出力に基づいて前記送信部及び受信部の少なくとも一方を制御する制御部（５３）とを具備し、
前記受信アンテナ及び送信アンテナが、第１及び第２の直線偏波型のアンテナ素子（２３、２３′）で構成され、前記第１及び第２の直線偏波型のアンテナ素子（２３、２３′）が、それぞれ、
誘電体基板（２１、２１′、２１″）と、
前記誘電体基板の一面側に重合される地板導体（２２、２２′）と、
前記誘電体基板の反対面に形成された直線偏波型のアンテナ素子（２３、２３′）と、
それぞれの一端側が前記地板導体に接続され、前記誘電体基板をその厚さ方向に沿って貫通し、且つそれぞれの他端側が前記誘電体基板の反対面まで延びて、前記アンテナ素子を囲むように所定間隔で設けられることにより、キャビティを構成する複数の金属ポスト（３０）と、
前記誘電体基板の反対面側に、前記複数の金属ポストの各他端側をその並び方向に沿って短絡し、且つ前記アンテナ素子方向に所定距離延びて設けられる枠状導体（３２、３２′）とを具備し、
前記複数の金属ポスト（３０）が、それぞれの一端側が前記地板導体に接続され、前記誘電体基板をその厚さ方向に沿って貫通し、且つそれぞれの他端側が前記誘電体基板の反対面まで延びて、前記第１の直線偏波型のアンテナ素子及び前記第２の直線偏波型のアンテナ素子とを分離して囲むように所定間隔で設けられることにより、それぞれ、分離したキャビティを構成し、
前記枠状導体（３２、３２′）として、それぞれ、前記第１の直線偏波型のアンテナ素子及び前記第２の直線偏波型のアンテナ素子とを分離して囲むように所定間隔で設けられる前記複数の金属ポストの各他端側をその並び方向に沿って短絡し、且つ前記第１の直線偏波型のアンテナ素子及び前記第２の直線偏波型のアンテナ素子方向に所定距離延びて前記誘電体基板の反対面側に第１の枠状導体（３２）及び第２の枠状導体（３２′）とが設けられていることを特徴とするレーダ装置（５０）が提供される。

また、前記目的を達成するために、本発明の第１４の態様によると、
前記アンテナ素子が、一対の入力端子（２５ａ、２５ｂ）を有するダイポール型のアンテナ素子で形成され、
一端側が、前記ダイポール型のアンテナ素子の前記一対の入力端子の一方に接続され、他端側が、前記誘電体基板及び前記地板導体を貫通して設けられる給電ピン（２５）をさらに具備し、
前記ダイポール型のアンテナ素子の前記一対の入力端子の他方が、前記誘電体基板を貫通して前記地板導体を短絡することを特徴とする第１３の態様に従うレーダ装置（５０）が提供される。

また、前記目的を達成するために、本発明の第１５の態様によると、
前記枠状導体（３２、３２′）が、前記アンテナ素子を挟んで対向する少なくとも一対の不均等幅部分を有していることを特徴とする第１３の態様に従うレーダ装置（５０）が提供される。

また、前記目的を達成するために、本発明の第１６の態様によると、
前記一対の不均等幅部分が、一対の三角形部分であることを特徴とする第１５の態様に従うレーダ装置（５０）が提供される。

また、前記目的を達成するために、本発明の第１７の態様によると、
前記誘電体基板に形成される前記アンテナ素子と該アンテナ素子の前記一対の入力端子の一方に一端側が接続される前記給電ピンとがそれぞれ複数組設けられ、
前記キャビティを構成する複数の金属ポスト及び前記枠状導体が前記複数組の各アンテナ素子を囲むように格子状に形成され、
前記地板導体側に設けられ、前記複数組の各アンテナ素子に前記複数組の給電ピンを介して励振信号を分配供給するための給電部（４０）をさらに具備することを特徴とする第１４の態様に従うレーダ装置（５０）が提供される。

また、前記目的を達成するために、本発明の第１８の態様によると、
前記給電部は、前記地板導体を挟んで前記誘電体基板の反対側に設けられた給電用誘電体基板（４１）と、前記給電用誘電体基板の表面に形成されたマイクロストリップ型の給電ライン（４２）とにより構成されていることを特徴とする第１７の態様に従うレーダ装置（５０）が提供される。

また、前記目的を達成するために、本発明の第１９の態様によると、
前記ダイポール型のアンテナ素子は、それぞれ、所定の底辺幅Ｗ_Ｂと所定の高さＬ_Ｂ／２を有して三角形状に形成され、互いに頂部が対向して配置されたボウタイアンテナを構成することを特徴とする第１４の態様に従うレーダ装置（５０）が提供される。

また、前記目的を達成するために、本発明の第２０の態様によると、
前記ダイポール型のアンテナ素子は、それぞれ、所定の突出幅Ｗ_Ｂで所定の高さＬ_Ｂ／２を有して変形菱形形状に形成され、互いに一方の頂部が対向して配置されたボウタイアンテナを構成することを特徴とする第１４の態様に従うレーダ装置（５０）が提供される。

また、前記目的を達成するために、本発明の第２１の態様によると、
前記キャビティ及び枠状導体とで共振器を構成し、前記共振器と前記アンテナ素子との構造パラメータを調整して、前記共振器の共振周波数を所望の値に設定することにより、当該直線偏波アンテナの利得が所定範囲で低下する周波数特性となるようにしたことを特徴とする第１３乃至第２０の態様のいずれか一に従うレーダ装置（５０）が提供される。また、前記目的を達成するために、本発明の第２２の態様によると、
前記構造パラメータは、前記キャビティの内寸Ｌｗ、前記枠状導体のリム幅Ｌ_Ｒ、前記アンテナ素子の全長Ｌ_Ｂ、前記アンテナ素子の横幅Ｗ_Ｂの少なくとも一つを含むことを特徴とする第２１の態様に従うレーダ装置（５０）が提供される。

以上のように構成される本発明の直線偏波アンテナでは、誘電体基板を貫通する金属ポストをアンテナ素子を囲むように並べてキャビティ構造とし、さらに、この金属ポストの先端を並び方向に沿って短絡し、且つアンテナ素子方向に所定距離延びた枠状導体（ｒｉｍ／ｃｏｎｄｕｃｔｉｎｇ ｒｉｍ）を設けているので、表面波の発生を抑制でき、アンテナの放射特性を所望の特性にすることができる。

また、本発明の直線偏波アンテナでは、キャビティの共振現象を利用することにより、アンテナ利得の周波数特性がＲＲ電波発射禁止帯で鋭い落ち込み（ノッチ）を持つようにすることができ、上述したＥＥＳＳや電波天文業務との電波干渉を低減するのに有効である。

さらに、本発明の直線偏波アンテナでは、アレー化した場合でも、アンテナ素子間で表面波の影響による特性の暴れを防止することができる。

図１は、本発明による直線偏波アンテナの第１の実施形態の構成を説明するために示す斜視図である。 図２は、本発明による直線偏波アンテナの第１の実施形態の構成を説明するために示す正面図である。 図３は、本発明による直線偏波アンテナの第１の実施形態の構成を説明するために示す背面図である。 図４Ａは、図２の４Ａ−４Ａ線拡大断面図である。 図４Ｂは、図２の変形例における４Ｂ−４Ｂ線拡大断面図である。 図５は、図２の５−５線拡大断面図である。 図６は、本発明による直線偏波アンテナの第１の実施形態の要部の構成を説明するために示す拡大正面図である。 図７は、本発明による直線偏波アンテナの第１の実施形態の要部の変形例の構成を説明するために示す拡大正面図である。 図８は、本発明による直線偏波アンテナの第１の実施形態の要部の構成を除いたとき及び要部の構成を用いたときの特性図である。 図９は、本発明による直線偏波アンテナの第２の実施形態が適用されるアレーの構成を説明するために示す正面図である。 図１０は、本発明による直線偏波アンテナの第２の実施形態が適用されるアレーの構成を説明するために示す側面図である。 図１１は、本発明による直線偏波アンテナの第２の実施形態が適用されるアレーの構成を説明するために示す背面図である。 図１２Ａは、本発明による直線偏波アンテナの第３の実施形態が適用される要部の構成を説明するために示す拡大正面図である。 図１２Ｂは、本発明による直線偏波アンテナの第３の実施形態が適用される要部の変形例の構成を説明するために示す拡大正面図である。 図１２Ｃは、本発明による直線偏波アンテナの第３の実施形態が適用される要部の他の変形例の構成を説明するために示す拡大正面図である。 図１３は、図１２Ｃに示す本発明による直線偏波アンテナの第３の実施形態の変形例が適用される要部の構成を用いたときと、図２に示す本発明による直線偏波アンテナの第１の実施形態が適用される要部の構成を用いたときの特性図である。 図１４は、本発明による直線偏波アンテナの第４の実施形態が適用されるアレーの構成を説明するために示す正面図である。 図１５は、本発明による直線偏波アンテナの第４の実施形態が適用されるアレーの構成を用いたときの特性図である。 図１６は、本発明による第５の実施形態が適用されるレーダ装置の構成を説明するために示すブロック図である。 図１７は、本発明による第５の実施形態が適用されるレーダ装置に用いられる直線偏波アンテナの構成を説明するために示す正面図である。 図１８は、準ミリ波帯ＵＷＢのスペクトラムマスクと望ましい使用周波数帯（推奨帯域）を示す図である。

以下、図面に基づいて本発明の幾つかの実施の形態を説明する。

（第１実施形態）
図１乃至図５は、本発明を適用した第１実施形態による直線偏波アンテナ２０の基本構造を示している。

すなわち、図１は、本発明による直線偏波アンテナの第１の実施形態の構成を説明するために示す斜視図である。

また、図２は、本発明による直線偏波アンテナの第１の実施形態の構成を説明するために示す正面図である。

また、図３は、本発明による直線偏波アンテナの第１の実施形態の構成を説明するために示す背面図である。

また、図４Ａは、図２の４Ａ−４Ａ線拡大断面図である。

また、図４Ｂは、図２の変形例における４Ｂ−４Ｂ線拡大断面図である。

また、図５は、図２の５−５線拡大断面図である。

本発明による直線偏波アンテナは、基本的には、図１乃至図５に示すように、誘電体基板２１と、前記誘電体基板２１の一面側に重合される地板導体２２と、前記誘電体基板２１の反対面に形成された直線偏波型のアンテナ素子２３と、それぞれの一端側が前記地板導体２２に接続され、前記誘電体基板２１をその厚さ方向に沿って貫通し、且つそれぞれの他端側が前記誘電体基板２１の反対面まで延びて、前記アンテナ素子２３を囲むように所定間隔で設けられることにより、キャビティを構成する複数の金属ポスト３０と、前記誘電体基板２１の反対面側に、前記複数の金属ポスト３０の各他端側をその並び方向に沿って短絡し、且つ前記アンテナ素子２３方向に所定距離延びて設けられる枠状導体３２とを有している。

この直線偏波アンテナ２０は、具体的には、低誘電率（３．５前後）を有する材質からなる基板で、例えば、その厚さが１．２ｍｍの誘電体基板２１と、その誘電体基板２１の一面側（図１、図２で背面側）に設けられた地板導体２２と、誘電体基板２１の反対面側（図１、図２で前面側）に、例えば、パターン印刷技術によって形成された前記キャビティを直線偏波で励振するための一対の素子アンテナ２３ａ、２３ｂからなるダイポール型のアンテナ素子２３と、このアンテナ素子２３に給電するため１つの給電ピン（ｆｅｅｄ ｐｉｎ）２５と１つの短絡ピン（ｓｈｏｒｔ ｐｉｎ）２６とを有している。

これらの給電ピン２５と短絡ピン２６とは、それぞれ誘電体基板２１をその厚さ方向に貫通し、給電ピン２５はさらに地板導体２２の穴２２ａを貫通し、短絡ピン２６は地板導体２２に短絡される。

上記ダイポール型のアンテナ素子２３は、平衡型素子のアンテナであるので、平衡給電も可能である。

その場合には、上記１つの給電ピン２５と１つの短絡ピン２６の代わりに、２つの給電ピンを設け、この２つの共に地板導体２２に形成する２つの穴を通過させるように構成すればよい。

しかしながら、通常は、同軸線路やマイクロストリップ線路等を用いてアンテナに給電する場合が多い。

これらの同軸線路やマイクロストリップ線路等は、いわゆる不平衡線路であるので、上述したダイポール型のアンテナ素子２３のような平衡型素子のアンテナに給電する場合には、給電ピンとアンテナとの間にバラン（ｂａｌｕｎ）を挿入する必要がある。

しかしながら、ＵＷＤで必要とする広帯域特性を実現するためには、バランが非常に大きくなってしまうので、実用的ではない。

そこで、この問題を解決するために、本発明では、上述したように、ダイポール型のアンテナ素子２３を構成する一対の素子アンテナ２３ａ、２３ｂの一方の素子アンテナ２３ｂに給電ピン２５を介して、例えば、同軸ケーブルや、地板導体２２をアースラインとするコプレーナ線路あるいは後述するマイクロストリップ線路等により給電すると共に、他方の素子アンテナ２３ａを短絡ピン２６を介して地板導体２２に短絡する構成とすることにより、実質的には不平衡型の給電線であっても、バランを用いることなく給電することができるようにしている。

これにより、アンテナ素子２３から直線偏波の電波を放射することができる。

上記の誘電体基板２１の材質としては、準ミリ波帯で低損失のＲ０４００３（Ｒｏｇｅｒｓ社）などの材料を用いることができる。

この誘電体基板２１の材質としては、低損失で誘電率が２〜５程度の材料であれば使用可能であり、例えば、ガラスクロステフロン基板や各種熱硬化樹脂基板が候補となる。

ただし、これだけの構造のみによる直線偏波アンテナでは、前記したように、誘電体基板２１の表面に沿った表面波が励振されるため、その表面波の影響によって直線偏波アンテナとして所望の特性が得られない。

そこで、この実施形態の直線偏波アンテナ２０では、上記構造に加えて、図４Ａ、図５に示しているように、一端側が地板導体２２に接続され、誘電体基板２１を貫通して、他端側が誘電体基板２１の反対面まで延びた、例えば、円柱状の金属ポスト３０を、アンテナ素子２３を囲むように所定間隔で設けることによって形成される、キャビティ構造を採用している。

さらに、この実施形態の直線偏波アンテナ２０では、上記キャビティ構造に加えて、誘電体基板２１の反対面側に、各金属ポスト３０の他端側をその並び方向に沿って順次短絡し、且つ各金属ポスト３０との接続位置からアンテナ素子２３方向に所定距離延びた枠状導体３２を設けている。

そして、この実施形態の直線偏波アンテナ２０では、このキャビティ構造と、枠状導体３２との相乗効果によって、表面波を抑圧することができるようにしている。

なお、複数の金属ポスト３０は、図４Ｂに示すように、誘電体基板２１を貫通する複数の穴３０１を形成し、この複数の穴３０１の内壁にメッキ加工（スルーホールメッキ）することによって複数の中空状の金属ポスト３０′として実現することもできる。

この場合、スルーホールメッキによる複数の中空状の金属ポスト３０′の下端部は、誘電体基板２１の一端側にパターン印刷技術によって形成されるランド３０２を介して地板導体２２に接続されるようになされている。

以下、上記のキャビティ構造と枠状導体３２とによる表面波抑圧の効果を説明するために、各部の構造パラメータと、当該構造パラメータを変えて得られた直線偏波アンテナ２０の特性についてのシミュレーション結果について説明する。

先ず、各部の構造パラメータとなり得る要素について説明する。

この直線偏波アンテナ２０の使用周波数はＵＷＢ内の２６ＧＨｚであり、ダイポール型のアンテナ素子２３は、図６に示すよう、一対の入力端子２５ａ、２５ｂを有すると共に、横幅Ｗ_Ｂが約１．８ｍｍ、全長Ｌ_Ｂが約３．５ｍｍの三角形状のボウタイアンテナを用いている。

なお、以下の説明および実施形態では、直線偏波アンテナ２０に採用すべきとしてアンテナ素子２３として三角形状の例を示している。

しかるに、図７に示すように、直線偏波アンテナ２０に採用すべきアンテナ素子２３としては、三角形状に代えて、一対の入力端子２５ａ、２５ｂを有すると共に、所定の突出幅Ｗ_Ｂ、全長Ｌ_Ｂを有する変形菱形形状のアンテナ素子２３を用いることもできる。

また、誘電体基板２１の外形はアンテナ素子２３の中心を中心とする正方形で、図２に示すように、その一辺の長さをＬ（以下、外形長と記す）とし、キャビティの外形もこれと同心の正方形としている。

また、キャビティは、図４Ａ，Ｂに示すように、その内寸をＬｗとし、さらに、枠状導体３２のキャビティ内壁から内側へ延びる距離（以下、リム幅と記す）をＬ_Ｒとする。

また、キャビティを形成する複数の金属ポスト３０の直径は、それぞれ、０．３ｍｍであり、各金属ポスト３０の間隔は０．９ｍｍである。

図８は、ボウタイアンテナを用いた３種類のアンテナの垂直面（図１、図２でｙｚ面）の放射指向性を示している。

図８で、Ｆ１は複数の金属ポスト３０によるキャビティ及び枠状導体３２が設けられていない場合の放射指向性のシミュレーション結果を示している。

また、Ｆ２は複数の金属ポスト３０によるキャビティはあるが枠状導体３２がない場合の放射指向性を示している。

また、Ｆ３は複数の金属ポスト３０によるキャビティ及び枠状導体３２の両方を設けた場合の放射指向性を示している。

ここで、直線偏波アンテナとして要求される放射特性は、０°方向を中心として対称でブロードな単峰特性である。

図８から明らかなように、複数の金属ポスト３０によるキャビティ及び枠状導体３２が設けられていない場合の放射指向性Ｆ１では、０°方向を中心としての非対称性が大きく、単峰特性とは言えない指向性になっている。

これは、容易に想像されるように、複数の金属ポスト３０によるキャビティが存在しないために、ボウタイアンテナで励振された波が表面波として誘電体基板２１内を拡散されてしまう結果である。

一方、複数の金属ポスト３０によるキャビティはあるが枠状導体３２がない場合の放射指向性Ｆ２では金属ポスト３０によるキャビティが存在しているので、特性のよいアンテナが得られるように想像されるが、実際には、図８に示されているようにやはり０°方向を中心として非対称である。

これは複数の金属ポスト３０によるキャビティだけでは十分に表面波を抑圧できないことを示している。

これに対して、複数の金属ポスト３０によるキャビティ及び枠状導体３２の両方を設けた場合の放射指向性Ｆ３は、０°方向を中心として対称でブロードな単峰特性の指向性になっている。

これは、複数の金属ポスト３０によるキャビティと枠状導体３２の両方によって、キャビティの外側に伝送していく表面波が抑圧され、キャビティの開口からだけ電波放射が起きるためであり、枠状導体３２を設けていることの効果が大きいことが分かる。

なお、リム幅Ｌ_Ｒは、表面波を抑圧すると共に、後述するように、ＲＲ電波発射禁止帯でアンテナ利得にノッチが生じるようにシミュレーションまたは実験により決定される。

典型的なリム幅Ｌ_Ｒの値は、１．２ｍｍである。

このリム幅Ｌ_Ｒ＝１．２ｍｍは、表面波の波長のほぼ１／４に相当している。

つまり、このリム幅Ｌ_Ｒ＝１．２ｍｍの部分は、その先端側からポスト壁側を見たとき、表面波に対してインピーダンスが無限大となるλｇ／４（λｇは管内波長）の長さの伝送路を形成する。

したがって、誘電体基板２１の表面に沿った電流が流れないことになり、この電流阻止作用によって表面波の励振が抑圧され、放射特性の暴れを防いでいることになる。

よって、直線偏波アンテナ２０を上記した以外の他の周波数帯に適用する場合には、その周波数に応じてリム幅Ｌ_Ｒを変更設定すればよい。

そして、上記実施形態の直線偏波アンテナ２０は、ＵＷＢの各種通信システムに用いることができる。

（第２実施形態）
上記第１実施形態の直線偏波アンテナ２０では、ＵＷＢレーダ等として必要とされる利得が不足する場合や、ビームを絞る必要がある場合には、上記直線偏波アンテナ２０をアレー化にすればよい。

図９乃至図１１は、本発明による直線偏波アンテナの第２の実施形態として、アレー化した直線偏波アンテナ２０′の構成を示している。

すなわち、図９は、本発明による直線偏波アンテナの第２の実施形態が適用されるアレーの構成を説明するために示す正面図である。

また、図１０は、本発明による直線偏波アンテナの第２の実施形態が適用されるアレーの構成を説明するために示す側面図である。

また、図１１は、本発明による直線偏波アンテナの第２の実施形態が適用される回転アレーの構成を説明するために示す背面図である。

この第２の実施形態による直線偏波アンテナ２０′は、縦長矩形の共通の誘電体基板２１′及び地板導体２２′に、前記第１の実施形態のアンテナ素子２３を、２列４段にアレー化して構成されている。

また、この直線偏波アンテナ２０′の地板導体２２′側には、複数のアンテナ素子に励振信号を分配給電するための給電部４０が形成されている。

誘電体基板２１′の表面には、前記第１の実施形態と同様に形成された三角形状のボウタイアンテナによる８つのアンテナ素子２３（１）〜２３（８）が２列４段に設けられている。

また、各アンテナ素子２３（１）〜２３（８）は、前記第１の実施形態と同様に、一端側が地板導体２２′に接続されている複数の金属ポスト３０を並べて形成したキャビティにより囲まれている。

さらに、各アンテナ素子２３（１）〜２３（８）は、各金属ポスト３０との接続位置から各アンテナ素子２３方向に所定距離（前記したリム幅Ｌ_Ｒ分）延びた枠状導体３２′により、各金属ポスト３０の他端側をその並び方向に沿って連結している。

すなわち、各アンテナ素子２３（１）〜２３（８）は、各アンテナ素子毎に表面波の発生を抑圧可能な構成となれている。

なお、この直線偏波アンテナ２０′のように複数のアンテナ素子２３（１）〜２３（８）を縦横に配列した場合、隣合うアンテナ素子の間のキャビティ及び枠状導体３２′を共通化して、全体として格子状に形成することができる。

ただし、２つの隣合う２つのアンテナ素子の間に設けられる枠状導体３２′は、その両アンテナ素子へ所定距離（前記したリム幅Ｌ_Ｒ）延びるように形成される。

各アンテナ素子２３（１）〜２３（８）の給電点に一端側を接続された各給電ピン２５（１）〜２５（８）は、誘電体基板２１′を貫通し、地板導体２２′の穴２２ａ′を非導通に通過し、さらに給電部４０を構成する給電用誘電体基板４１を貫通してその表面に他端側を突出させている。

そして、給電用誘電体基板４１の表面には、図１１に示しているように、地板導体２２′をアースとするマイクロストリップ型の給電ライン４２（ａ）〜４２（ｈ）及び４２（ｂ′）〜４２（ｈ′）が形成されている。

この給電ライン４２（ａ）〜４２（ｈ）及び４２（ｂ′）〜４２（ｈ′）は、図示しない送信部または受信部に接続される入出力用の給電ライン４２ａから左右に２分岐された２つの給電ライン４２ｂ、４２ｂ′と、そのうち左方への延びたライン４２ｂから上下に２分岐された２つのライン４２ｃ、４２ｄと、その２つのライン４２ｃ、４２ｄからそれぞれ２分岐された４つの給電ライン４２ｅ〜４２ｈとを有している。

そして、この４つの給電ライン４２ｅ〜４２ｈは、図１１において右列のアンテナ素子２３（１）〜２３（４）の各給電ピン２５（１）〜２５（４）に接続されている。

また、入出力用の給電ライン４２ａから右方に分岐したライン４２ｂ′も、左方側とほぼ同様に、上下に２分岐された２つの給電ライン４２ｃ′、４２ｄ′と、その２つのライン４２ｃ′、４２ｄ′からそれぞれ２分岐された４つの給電ライン４２ｅ′〜４２ｈ′とを有している。

そして、この４つの給電ライン４２ｅ′〜４２ｈ′は、図９において左列のアンテナ素子２３（５）〜２３（８）の各給電ピン２５（５）〜２５（８）に接続されている。

ここで、入出力用の給電ライン４２ａからみて各給電ピン２５（１）〜２５（８）までの線路長はすべて等しく設定されているので、各アンテナ素子は同位相で給電され、放射ビームはアンテナ正面を向くことになる。

このように構成された第２の実施形態による直線偏波アンテナ２０′では、個々のアンテナ素子２３は、複数の金属ポスト３０によるキャビティと枠状導体３２′によって表面波の発生が抑圧されるため、素子間の相互結合が小さくなり、前述した第１の実施形態と同様に単峰の指向性となる所望の放射特性が得られる。

また、この第２の実施形態による直線偏波アンテナ２０′では、アンテナ素子を縦方向に４段設けてアレー化しているので、垂直面のビーム広がりを適度に狭めることができ、ＵＷＢ帯におけるＲＲ電波発射禁止帯への成分が含まれている場合であっても、問題となる高仰角方向への放射を抑えることができるので、ＲＲ電波発射禁止帯への妨害を低減する効果もある。

上記のアレー化した直線偏波アンテナ２０′の給電部４０は、給電用誘電体基板４１上に形成したマイクロストリップ型の給電ライン４２によって各アンテナ素子へ励振信号の分配供給を行っているが、コプレーナ線路で給電部を構成することも可能である。

この場合、前記同様に給電用誘電体基板４１の表面上にコプレーナ線路型の給電ラインを形成する方法と、地板導体２２′に直接コプレーナ線路型の給電ラインを形成する方法のいずれであってもよい。

特に、後者の方法では、給電用誘電体基板４１を省略できるという利点がある。

ところで、本発明の直線偏波アンテナは、誘電体基板２１に、複数の金属ポスト３０によるキャビティと枠状導体３２を設けることによって共振器を構成し、この共振器を直線偏波アンテナ素子２３で励振していると考えることができる。

本発明の直線偏波アンテナは、共振器を構成しているので、共振周波数が存在し、その共振周波数では直線偏波アンテナの入力インピーダンスが非常に大きくなり、放射をしなくなる。

この場合、共振器の共振周波数は、前記共振器と直線偏波のアンテナ素子の構造パラメータで決まる。

この構造パラメータは、前述したように、キャビティの内寸Ｌｗ、リム幅Ｌ_Ｒのほか、素子アンテナの巻数、素子の基本長ａ０、線路幅Ｗなどである。

したがって、アンテナ利得の周波数特性は、前記共振周波数付近で急激に深い落ち込み（ノッチ）が生じることになる。

この共振周波数を、例えば、前記したＲＲ電波発射禁止帯（２３．６〜２４．０ＧＨｚ）に一致させることができればこのようなアンテナをＵＷＢレーダの送信アンテナとして用いることにより、地球探査衛星などとの干渉を大幅に低減することができる。

しかしながら、上記のノッチは一般には狭帯域であるので、製作誤差なども考慮して上記のＲＲ電波発射禁止帯をカパーするためには、ノッチの帯域を十に分広げることが重要となる。

（第３実施形態）
次に、上記ノッチを広帯域化するための構成を採用した本発明による直線偏波アンテナの第３の実施形態について説明する。

図１２Ａ、Ｂ、Ｃは、それぞれ、本発明による直線偏波アンテナ２０の第３の実施形態が適用される要部の構成及びそれとは異なる２つの変形例の構成を説明するために示す正面図である。

すなわち、図１２Ａ、Ｂ、Ｃに示す直線偏波アンテナ２０は、いずれも枠状導体３２の幅を不均等にしているのが特徴である。

図１２Ａに示す直線偏波アンテナ２０は、枠状導体３２の幅を不均等にするためにとり得る任意の形状として波型した場合の一例を示している。

図１２Ｂに示す直線偏波アンテナ２０は、枠状導体３２の幅を不均等にするためにとり得る任意の形状として円弧で構成される場合の一例を示している。

図１２Ｃに示す直線偏波アンテナ２０は、枠状導体３２の幅を不均等にするためにとり得る任意の形状として三角形で構成される場合の一例を示している。

これは、前述の図２に示すように枠状導体３２が方形の均等幅である場合には、その先端側からポスト壁側を見たとき、共振周波数においてはインピーダンス無限大のλ／４伝送路を形成し、共振が極めて鋭くなるのに対し、枠状導体３２の幅を図１２Ａ、Ｂ、Ｃに示すように不均等とすることにより共振が鈍くなるためである。

図１３は、直線偏波アンテナ２０のうち、枠状導体３２の構成が最も単純な図１２Ｃに示す前記枠状導体３２の形状が三角形の場合の効果を説明する図である。

この場合の具体例として、図１２Ｃ中のｈ１を約０．２６ｍｍ．ｈ２を約１．２６ｍｍに選んでいる。

図１３中、破線で示す特性は、リム幅Ｌ_Ｒ＝１．０ｍｍの方形の均等幅である図２に示すような枠状導体３２の場合のアンテナ利得の周波数特性である。

また、実線で示す特性は、上述したように、ｈ１＝０．２６ｍｍ、ｈ２＝１．２６ｍｍの三角形の不均等幅である図１２Ｃに示すような枠状導体３２の場合のアンテナ利得の周波数特性である。

図１３から明らかなように、２６ＧＨｚにおける利得から１０ｄＢｉ低下したところでの周波数幅は、破線で示す方形の枠状導体３２の場合には、約２６０ＭＨｚであるのに対し、実線で示す三角形の枠状導体３２の場合には、５００ＭＨｚ以上に及んでいる。

すなわち、ＲＲ電波発射禁止帯の幅は４００ＭＨｚであるから、破線で示す方形の枠状導体３２の場合にはノッチの帯域幅がＲＲ電波発射禁止帯の幅４００ＭＨｚをカバーするのに不十分であるのに対し、実線で示す三角形の枠状導体３２の場合にはノッチの帯域幅がＲＲ電波発射禁止帯の幅４００ＭＨｚを十分にカバーしていることが分かる。

（第４実施形態）
図１４は、本発明による直線偏波アンテナの第４の実施形態が適用される要部の構成を説明するために示す正面図である。

すなわち、第４の実施形態が適用される直線偏波アンテナは、図１２Ｃに示したように、前記枠状導体３２の形状を三角形にしたアンテナ素子を用いてアレーアンテナを構成した場合である。

図１４に示すアレーアンテナの構成は、図９と同じ２×４素子アレーである。

図１５は、図１４に示すアレーアンテナのアンテナ利得の周波数特性を示している。

この例では、２５〜２９ＧＨｚにわたって利得が１５ｄＢｉに保たれており、且つ２３．６〜２４．０ＧＨｚに、ピークレベルから約１０ｄＢｉ以上低下した鋭いノッチが生じていると共に、このノッチも必要な帯域幅が得られていることが分かる。

すなわち、本発明による直線偏波アンテナは、共振器、枠状導体あるいはボウタイ型のアンテナ素子のいずれかの構造パラメータを適切に選択することにより、ノッチが生じる周波数やその帯域幅が前記したＲＲ電波発射禁止帯を覆うようにすることができる。

このように、本発明による直線偏波アンテナでは、共振器またはアンテナ素子のいずれか一方、あるいは両方の構造パラメータを適切に選択することにより、ノッチが生じる周波数を前記したＲＲ電波発射禁止帯に容易に一致させることができる。

そして、本発明による直線偏波アンテナは、上記の基本構成に加えて、好ましくは、前記アンテナ素子２３、２３′が、一対の入力端子２５ａ、２５ｂを有するダイポール型のアンテナ素子２３、２３′で形成され、一端側が、前記ダイポール型のアンテナ素子２３、２３′の前記一対の入力端子２５ａ、２５ｂの一方に接続され、他端側が、前記誘電体基板２１、２１′及び前記地板導体２２、２２′を貫通して設けられる給電ピン２５をさらに具備し、前記ダイポール型のアンテナ素子２３、２３′の前記一対の入力端子２５ａ、２５ｂの他方が、前記誘電体基板２１、２１′を貫通して前記地板導体２２、２２′を短絡することを特徴としている。

また、本発明による直線偏波アンテナは、上記の基本構成に加えて、好ましくは、前記枠状導体３２、３２′が、前記アンテナ素子２３、２３′を挟んで対向する少なくとも一対の不均等幅部分、例えば、一対の三角形状部分を有していることを特徴としている。

また、本発明による直線偏波アンテナは、上記の基本構成に加えて、好ましくは、前記誘電体基板２１、２１′に形成される前記アンテナ素子２３、２３′と該アンテナ素子２３、２３′の前記一対の入力端子２５ａ、２５ｂの一方に一端側が接続される前記給電ピン２５とがそれぞれ複数組設けられ、前記キャビティを構成する複数の金属ポスト３０及び前記枠状導体３２、３２′が前記複数組の各アンテナ素子２３、２３′を囲むように格子状に形成され、前記地板導体２２、２２′側に設けられ、前記複数組の各アンテナ素子２３、２３′に前記複数組の給電ピン２５を介して励振信号を分配供給するための給電部４０をさらに具備することを特徴としている。

また、本発明による直線偏波アンテナは、上記の基本構成に加えて、好ましくは、前記給電部４０が、前記地板導体２２、２２′を挟んで前記誘電体基板２１、２１′の反対側に設けられた給電用誘電体基板４１と、前記給電用誘電体基板４１の表面に形成されたマイクロストリップ型の給電ライン４２とにより構成されていることを特徴としている。

また、本発明による直線偏波アンテナは、上記の基本構成に加えて、好ましくは、前記ダイポール型のアンテナ素子２３、２３′が、それぞれ、所定の底辺幅Ｗ_Ｂと所定の高さＬ_Ｂ／２を有して三角形状に形成され、互いに頂部が対向して配置されたボウタイアンテナを構成することを特徴としている。

また、本発明による直線偏波アンテナは、上記の基本構成に加えて、好ましくは、前記ダイポール型のアンテナ素子２３、２３′が、それぞれ、所定の突出幅Ｗ_Ｂで所定の高さＬ_Ｂ／２を有して変形菱形形状に形成され、互いに一方の頂部が対向して配置されたボウタイアンテナを構成することを特徴としている。

また、本発明による直線偏波アンテナは、上記の基本構成に加えて、好ましくは、前記キャビティ及び枠状導体とで共振器を構成し、前記共振器と前記アンテナ素子２３、２３′との構造パラメータを調整して、前記共振器の共振周波数を所望の値に設定することにより、当該直線偏波アンテナの利得が所定範囲で低下する周波数特性となるようにしたことを特徴としている。

また、本発明による直線偏波アンテナは、上記の基本構成に加えて、好ましくは、前記構造パラメータは、前記キャビティの内寸Ｌｗ、前記枠状導体のリム幅Ｌ_Ｒ、前記アンテナ素子２３、２３′の全長Ｌ_Ｂ、前記アンテナ素子の横幅Ｗ_Ｂの少なくとも一つを含むことを特徴としている。

（第５の実施形態）
図１６は、本発明による第５の実施形態が適用されるレーダ装置の構成を説明するために示すブロック図である。

すなわち、図１６は、上記した各実施形態による直線偏波アンテナ２０、２０′を送信アンテナ５１及び受信アンテナ５２として使用したＵＷＢのレーダ装置５０の構成を示している。

この図１６に示すレーダ装置５０は車載用のレーダ装置であり、制御部５３によるタイミング制御を受ける送信部５４が、キャリア周波数２６ＧＨｚのパルス波を所定周期で生成して送信アンテナ５１から探査対象の空間１へ放射する。

空間１の物体１ａで反射して戻ってきたパルス波は、受信アンテナ５２で受信され、その受信信号が受信部５５に入力される。

この受信部５５は、制御部５３によるタイミング制御を受けて受信信号の検波処理を行う。

この検波処理で得られた信号は、解析処理部５６に出力され、探査対象の空間１に対する解析処理がなされ、必要であれはその解析結果が制御部５３に通知される。

このような構成のレーダ装置５０の送信アンテナ５１と受信アンテナ５２として、前記した直線偏波アンテナ２０、２０′を用いることができる。

しかるに、車載用とする場合、送信アンテナ５１と受信アンテナ５２を一体的に形成することが望ましい。

図１７は、上記の点を考慮した直線偏波アンテナ６０であり、構造的には前記した図１５の直線偏波アンテナ２０′と同構成の第１及び第２の直線偏波アンテナ２０′による送信アンテナ５１と受信アンテナ５２とを、横長の共通の誘電体基板２１″の左右に設けたものである。

すなわち、図１７は、本発明による第５の実施形態が適用されるレーダ装置に用いられる直線偏波アンテナ６０の構成を説明するために示す正面図である。

この直線偏波アンテナ６０に設けられている送信アンテナ５１及び受信アンテナ５２は、前述したように、複数の金属ポスト３０によるキャビティ構造と枠状導体３２′で各アンテナ素子２３を囲っており、表面波の影響がないため、広帯域で、かつＲＲ電波発射禁止帯への放射を抑圧する利得特性を有している。

しかも、図１７に示す送信アンテナ５１及び受信アンテナ５２の給電部（図示せず）は、それぞれ、前記した図１５に示したアレー構造としているので、前述したような良好な直線偏波特性となり、送信アンテナ５１から探査空間へ放射された直線偏波の、物体１ａによる反射波を受信アンテナ５２によって高感度に受信することができる。

なお、レーダ装置５０の送信アンテナ５１及び受信アンテナ５２として、前記直線偏波アンテナ２０、２０″と同等のものを採用してもよい。

すなわち、本発明によるレーダ装置は、基本的には、レーダパルスを送信アンテナ５１を介して空間１へ放射する送信部５４と、前記空間１から戻ってくる前記レーダパルスの反射波を受信アンテナ５２を介して受信する受信部５５と、前記受信部５５からの受信出力に基づいて前記空間１に存在する物体１ａを探査する解析処理部５６と、解析処理部５６からの出力に基づいて前記送信部５４及び受信部５５の少なくとも一方を制御する制御部５３とを具備し、前記送信アンテナ５１及び受信アンテナ５２が第１及び第２の直線偏波型のアンテナ素子２３、２３′で構成され、前記第１及び第２の直線偏波型のアンテナ素子２３、２３′が、それぞれ、誘電体基板２１、２１′、２１″と、前記誘電体基板２１、２１′、２１″の一面側に重合される地板導体２２、２２′と、前記誘電体基板２１、２１′、２１″の反対面に形成された直線偏波型のアンテナ素子２３、２３′と、それぞれの一端側が前記地板導体２２、２２′に接続され、前記誘電体基板２１、２１′、２１″をその厚さ方向に沿って貫通し、且つそれぞれの他端側が前記誘電体基板２１、２１′、２１″の反対面まで延びて、前記アンテナ素子２３、２３′を囲むように所定間隔で設けられることにより、キャビティを構成する複数の金属ポスト３０と、前記誘電体基板２１、２１′、２１″の反対面側に、前記複数の金属ポスト３０の各他端側をその並び方向に沿って短絡し、且つ前記アンテナ素子２３、２３′方向に所定距離延びて設けられる枠状導体３２、３２′とを具備し、前記複数の金属ポスト３０が、それぞれの一端側が前記地板導体２２、２２′に接続され、前記誘電体基板２１″をその厚さ方向に沿って貫通し、且つそれぞれの他端側が前記誘電体基板２１″の反対面まで延びて、前記第１の直線偏波型のアンテナ素子２３、２３′及び前記第２の直線偏波型のアンテナ素子２３、２３′とを分離して囲むように所定間隔で設けられることにより、それぞれ、分離したキャビティを構成し、前記枠状導体３２、３２′として、それぞれ、前記第１の直線偏波型のアンテナ素子２３、２３′及び前記第２の直線偏波型のアンテナ素子２３、２３′とを分離して囲むように所定間隔で設けられる前記複数の金属ポスト３０の各他端側をその並び方向に沿って短絡し、且つ前記第１の直線偏波型のアンテナ素子２３、２３′及び前記第２の直線偏波型のアンテナ素子２３、２３′方向に所定距離延びて前記誘電体基板２１″の反対面側に第１の枠状導体３２及び第２の枠状導体３２′とが設けられていることを特徴としている。

また、本発明によるレーダ装置は、上記の基本構成に加えて、好ましくは、前記アンテナ素子２３、２３′が、一対の入力端子２５ａ、２５ｂを有するダイポール型のアンテナ素子２３、２３′で形成され、一端側が、前記ダイポール型のアンテナ素子２３、２３′の前記一対の入力端子２５ａ、２５ｂの一方に接続され、他端側が、前記誘電体基板２１″及び前記地板導体２２、２２′を貫通して設けられる給電ピン２５をさらに具備し、前記ダイポール型のアンテナ素子２３、２３′の前記一対の入力端子２５ａ、２５ｂの他方が、前記誘電体基板２１″を貫通して前記地板導体２２、２２′を短絡することを特徴としている。

また、本発明によるレーダ装置は、上記の基本構成に加えて、好ましくは、前記枠状導体３２、３２′が、前記アンテナ素子２３、２３′を挟んで対向する少なくとも一対の不均等幅部分、例えば、一対の三角形状部分を有していることを特徴としている。

また、本発明によるレーダ装置は、上記の基本構成に加えて、好ましくは、前記誘電体基板２１″に形成される前記アンテナ素子２３、２３′と該アンテナ素子２３、２３′の前記一対の入力端子２５ａ、２５ｂの一方に接続される前記給電ピン２５とがそれぞれ複数組設けられ、前記キャビティを構成する複数の金属ポスト３０及び前記枠状導体３２、３２′が前記複数組の各アンテナ素子２３、２３′を囲むように格子状に形成され、前記地板導体２２、２２′側に設けられ、前記複数組の各アンテナ素子２３、２３′に前記複数組の給電ピン２５を介して励振信号を分配供給するための給電部４０をさらに具備することを特徴としている。

また、本発明によるレーダ装置は、上記の基本構成に加えて、好ましくは、前記給電部４０は、前記地板導体２２、２２′を挟んで前記誘電体基板２１″の反対側に設けられた給電用誘電体基板４１と、前記給電用誘電体基板４１の表面に形成されたマイクロストリップ型の給電ライン４２とにより構成されていることを特徴としている。

また、本発明によるレーダ装置は、上記の基本構成に加えて、好ましくは、前記ダイポール型のアンテナ素子２３、２３′は、それぞれ、所定の底辺幅Ｗ_Ｂと所定の高さＬ_Ｂ／２を有して三角形状に形成され、互いに頂部が対向して配置されたボウタイアンテナを構成することを特徴としている。

また、本発明によるレーダ装置は、上記の基本構成に加えて、好ましくは、前記ダイポール型のアンテナ素子２３、２３′は、それぞれ、所定の突出幅Ｗ_Ｂで所定の高さＬ_Ｂ／２を有して変形菱形形状に形成され、互いに一方の頂部が対向して配置されたボウタイアンテナを構成することを特徴としている。

また、本発明によるレーダ装置は、上記の基本構成に加えて、好ましくは、前記キャビティ及び枠状導体３２、３２′とで共振器を構成し、前記共振器と前記アンテナ素子２３、２３′との構造パラメータを調整して、前記共振器の共振周波数を所望の値に設定することにより、当該直線偏波アンテナの利得が所定範囲で低下する周波数特性となるようにしたことを特徴としている。

また、本発明によるレーダ装置は、上記の基本構成に加えて、好ましくは、前記構造パラメータは、前記キャビティの内寸Ｌｗ、前記枠状導体３２、３２′のリム幅Ｌ_Ｒ、前記アンテナ素子２３、２３′の全長Ｌ_Ｂ、前記アンテナ素子の２３、２３′横幅Ｗ_Ｂの少なくとも一つを含むことを特徴としている。

また、本発明による直線偏波アンテナは、上記直線偏波アンテナの基本構成に加えて、好ましくは、前記アンテナ素子として、第１の直線偏波型のアンテナ素子２３、２３′と、第２の直線偏波型のアンテナ素子２３′、２３とが前記誘電体基板２１″に形成され、前記複数の金属ポスト３０が、それぞれの一端側が前記地板導体２２に接続され、前記誘電体基板２１″をその厚さ方向に沿って貫通し、且つそれぞれの他端側が前記誘電体基板２１″の反対面まで延びて、前記第１の直線偏波型のアンテナ素子２３、２３′及び前記第２の直線偏波型のアンテナ素子２３、２３′とを分離して囲むように所定間隔で設けられることにより、それぞれ、分離したキャビティを構成し、前記枠状導体３２、３２′として、それぞれ、前記第１の直線偏波型のアンテナ素子及び前記第２の直線偏波型のアンテナ素子とを分離して囲むように所定間隔で設けられる前記複数の金属ポスト３０の各他端側をその並び方向に沿って短絡し、且つ前記第１の直線偏波型のアンテナ素子２３、２３′及び前記第２の直線偏波型のアンテナ素子２３、２３′方向に所定距離延びて前記誘電体基板２１″の反対面側に第１の枠状導体３２及び第２の枠状導体３２′とが設けられることを特徴としている。

また、本発明による直線偏波アンテナは、上記の基本構成に加えて、好ましくは、前記第１の直線偏波型のアンテナ素子２３、２３′及び前記第２の直線偏波型のアンテナ素子２３、２３′の一方がレーダ装置５０の送信アンテナ５１として適用され、他方が前記レーダ装置５０の受信アンテナ５２として適用されることを特徴としている。

なお、上記第５の実施形態は、本発明による直線偏波アンテナをＵＷＢのレーダ装置に用いた例であるが、本発明による直線偏波アンテナは、ＵＷＢのレーダ装置だけでなく、ＵＷＢ以外の周波数帯で、各種の通信システムにも適用することが可能である。

Claims (22)

1. 誘電体基板と、
   前記誘電体基板の一面側に重合される地板導体と、
   前記誘電体基板の反対面に形成された直線偏波型のアンテナ素子と、
   それぞれの一端側が前記地板導体に接続され、前記誘電体基板をその厚さ方向に沿って貫通し、且つそれぞれの他端側が前記誘電体基板の反対面まで延びて、前記アンテナ素子を囲むように所定間隔で設けられることにより、キャビティを構成する複数の金属ポストと、
   前記誘電体基板の反対面側に、前記複数の金属ポストの各他端側をその並び方向に沿って短絡し、且つ前記アンテナ素子方向に所定距離延びて設けられる枠状導体とを具備する直線偏波アンテナ。
2. 前記アンテナ素子が、一対の入力端子を有するダイポール型のアンテナ素子で形成され、
   一端側が、前記ダイポール型のアンテナ素子の前記一対の入力端子の一方に接続され、他端側が、前記誘電体基板及び前記地板導体を貫通して設けられる給電ピンをさらに具備し、
   前記ダイポール型のアンテナ素子の前記一対の入力端子の他方が、前記誘電体基板を貫通して前記地板導体を短絡することを特徴とする請求項１に記載の直線偏波アンテナ。
3. 前記枠状導体が、前記アンテナ素子を挟んで対向する少なくとも一対の不均等幅部分を有していることを特徴とする請求項１に記載の直線偏波アンテナ。
4. 前記一対の不均等幅部分が、一対の三角形状部分であることを特徴とする請求項３に記載の直線偏波アンテナ。
5. 前記誘電体基板に形成される前記アンテナ素子と該アンテナ素子の前記一対の入力端子の一方に一端側が接続される前記給電ピンとがそれぞれ複数組設けられ、
   前記キャビティを構成する複数の金属ポスト及び前記枠状導体が前記複数組の各アンテナ素子を囲むように格子状に形成され、
   前記地板導体側に設けられ、前記複数組の各アンテナ素子に前記複数組の給電ピンを介して励振信号を分配供給するための給電部をさらに具備することを特徴とする請求項３に記載の直線偏波アンテナ。
6. 前記給電部は、前記地板導体を挟んで前記誘電体基板の反対側に設けられた給電用誘電体基板と、前記給電用誘電体基板の表面に形成されたマイクロストリップ型の給電ラインとにより構成されていることを特徴とする請求項５に記載の直線偏波アンテナ。
7. 前記ダイポール型のアンテナ素子は、それぞれ、所定の底辺幅Ｗ_Ｂと所定の高さＬ_Ｂ／２を有して三角形状に形成され、互いに頂部が対向して配置されたボウタイアンテナを構成することを特徴とする請求項２に記載の直線偏波アンテナ。
8. 前記ダイポール型のアンテナ素子は、それぞれ、所定の突出幅Ｗ_Ｂで所定の高さＬ_Ｂ／２を有して変形菱形形状に形成され、互いに一方の頂部が対向して配置されたボウタイアンテナを構成することを特徴とする請求項２に記載の直線偏波アンテナ。
9. 前記アンテナ素子として、第１の直線偏波型のアンテナ素子と、第２の直線偏波型のアンテナ素子とが前記誘電体基板に形成され、
   前記複数の金属ポストが、それぞれの一端側が前記地板導体に接続され、前記誘電体基板をその厚さ方向に沿って貫通し、且つそれぞれの他端側が前記誘電体基板の反対面まで延びて、前記第１の直線偏波型のアンテナ素子及び前記第２の直線偏波型のアンテナ素子とを分離して囲むように所定間隔で設けられることにより、それぞれ、分離したキャビティを構成し、
   前記枠状導体として、それぞれ、前記第１の直線偏波型のアンテナ素子及び前記第２の直線偏波型のアンテナ素子とを分離して囲むように所定間隔で設けられる前記複数の金属ポストの各他端側をその並び方向に沿って短絡し、且つ前記第１の直線偏波型のアンテナ素子及び前記第２の直線偏波型のアンテナ素子方向に所定距離延びて前記誘電体基板の反対面側に第１の枠状導体及び第２の枠状導体とが設けられていることを特徴とする請求項１に記載の直線偏波アンテナ。
10. 前記第１の直線偏波型のアンテナ素子及び前記第２の直線偏波型のアンテナ素子の一方がレーダ装置の送信アンテナとして適用され、他方が前記レーダ装置の受信アンテナとして適用されことを特徴とする請求項９に記載の直線偏波アンテナ。
11. 前記キャビティ及び枠状導体とで共振器を構成し、前記共振器と前記アンテナ素子との構造パラメータを調整して、前記共振器の共振周波数を所望の値に設定することにより、当該直線偏波アンテナの利得が所定範囲で低下する周波数特性となるようにしたことを特徴とする請求項１乃至１０のいずれか一に記載の直線偏波アンテナ。
12. 前記構造パラメータは、前記キャビティの内寸Ｌｗ、前記枠状導体のリム幅Ｌ_Ｒ、前記アンテナ素子の全長Ｌ_Ｂ、前記アンテナ素子の横幅Ｗ_Ｂの少なくとも一つを含むことを特徴とする請求項１１に記載の直線偏波アンテナ。
13. レーダパルスを送信アンテナを介して空間へ放射する送信部と、
    前記空間から戻ってくる前記レーダパルスの反射波を受信アンテナを介して受信する受信部と、
    前記受信部からの受信出力に基づいて前記空間に存在する物体を探査する解析処理部と、
    解析処理部からの出力に基づいて前記送信部及び受信部の少なくとも一方を制御する制御部とを具備し、
    前記受信アンテナ及び送信アンテナが、第１及び第２の直線偏波型のアンテナ素子で構成され、前記第１及び第２の直線偏波型のアンテナ素子が、それぞれ、
    誘電体基板と、
    前記誘電体基板の一面側に重合される地板導体と、
    前記誘電体基板の反対面に形成された直線偏波型のアンテナ素子と、
    それぞれの一端側が前記地板導体に接続され、前記誘電体基板をその厚さ方向に沿って貫通し、且つそれぞれの他端側が前記誘電体基板の反対面まで延びて、前記アンテナ素子を囲むように所定間隔で設けられることにより、キャビティを構成する複数の金属ポストと、
    前記誘電体基板の反対面側に、前記複数の金属ポストの各他端側をその並び方向に沿って短絡し、且つ前記アンテナ素子方向に所定距離延びて設けられる枠状導体とを具備し、
    前記複数の金属ポストが、それぞれの一端側が前記地板導体に接続され、前記誘電体基板をその厚さ方向に沿って貫通し、且つそれぞれの他端側が前記誘電体基板の反対面まで延びて、前記第１の直線偏波型のアンテナ素子及び前記第２の直線偏波型のアンテナ素子とを分離して囲むように所定間隔で設けられることにより、それぞれ、分離したキャビティを構成し、
    前記枠状導体として、それぞれ、前記第１の直線偏波型のアンテナ素子及び前記第２の直線偏波型のアンテナ素子とを分離して囲むように所定間隔で設けられる前記複数の金属ポストの各他端側をその並び方向に沿って短絡し、且つ前記第１の直線偏波型のアンテナ素子及び前記第２の直線偏波型のアンテナ素子方向に所定距離延びて前記誘電体基板の反対面側に第１の枠状導体及び第２の枠状導体とが設けられていることを特徴とするレーダ装置。
14. 前記アンテナ素子が、一対の入力端子を有するダイポール型のアンテナ素子で形成され、
    一端側が、前記ダイポール型のアンテナ素子の前記一対の入力端子の一方に接続され、他端側が、前記誘電体基板及び前記地板導体を貫通して設けられる給電ピンをさらに具備し、
    前記ダイポール型のアンテナ素子の前記一対の入力端子の他方が、前記誘電体基板を貫通して前記地板導体を短絡することを特徴とする請求項１３に記載のレーダ装置。
15. 前記枠状導体が、前記アンテナ素子を挟んで対向する少なくとも一対の不均等幅部分を有していることを特徴とする請求項１３に記載のレーダ装置。
16. 前記一対の不均等幅部分が、一対の三角形状部分であることを特徴とする請求項１５に記載のレーダ装置。
17. 前記誘電体基板に形成される前記アンテナ素子と該アンテナ素子の前記一対の入力端子の一方に一端側が接続される前記給電ピンとがそれぞれ複数組設けられ、
    前記キャビティを構成する複数の金属ポスト及び前記枠状導体が前記複数組の各アンテナ素子を囲むように格子状に形成され、
    前記地板導体側に設けられ、前記複数組の各アンテナ素子に前記複数組の給電ピンを介して励振信号を分配供給するための給電部をさらに具備することを特徴とする請求項１４に記載のレーダ装置。
18. 前記給電部は、前記地板導体を挟んで前記誘電体基板の反対側に設けられた給電用誘電体基板と、前記給電用誘電体基板の表面に形成されたマイクロストリップ型の給電ラインとにより構成されていることを特徴とする請求項１７に記載のレーダ装置。
19. 前記ダイポール型のアンテナ素子は、それぞれ、所定の底辺幅Ｗ_Ｂと所定の高さＬ_Ｂ／２を有して三角形状に形成され、互いに頂部が対向して配置されたボウタイアンテナを構成することを特徴とする請求項１４に記載のレーダ装置。
20. 前記ダイポール型のアンテナ素子は、それぞれ、所定の突出幅Ｗ_Ｂで所定の高さＬ_Ｂ／２を有して変形菱形形状に形成され、互いに一方の頂部が対向して配置されたボウタイアンテナを構成することを特徴とする請求項１４に記載のレーダ装置。
21. 前記キャビティ及び枠状導体とで共振器を構成し、前記共振器と前記アンテナ素子との構造パラメータを調整して、前記共振器の共振周波数を所望の値に設定することにより、当該直線偏波アンテナの利得が所定範囲で低下する周波数特性となるようにしたことを特徴とする請求項１３乃至２０のいずれか一に記載のレーダ装置。
22. 前記構造パラメータは、前記キャビティの内寸Ｌｗ、前記枠状導体のリム幅Ｌ_Ｒ、前記アンテナ素子の全長Ｌ_Ｂ、前記アンテナ素子の横幅Ｗ_Ｂの少なくとも一つを含むことを特徴とする請求項２１に記載のレーダ装置。

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