JPWO2007029313A1 - イコライザ装置 - Google Patents

Abstract

タップ係数の補正精度を向上させて、高品質な適応等化処理を行う。タップ係数フィルタ制御部（１１）は、制御信号にもとづき、フィルタのタップ係数を補正して、データ信号と、データ信号の受信変動補償を行うための既知信号であるパイロット信号と、が多重化されている受信信号の等化処理を行う。トレーニング信号設定部（１２）は、データ信号とパイロット信号の両方を、等化出力の理想値であるトレーニング信号として設定する。タップ係数補正制御部（１３）は、トレーニング信号と、等化処理後のタップ係数フィルタ制御部（１１）からのフィルタ出力信号との差分値である誤差信号を求め、誤差信号が小さくなるように適応アルゴリズム演算を行って、タップ係数を補正するための制御信号を生成する。

Description

本発明は、イコライザ（equalizer）装置に関し、特に等化処理を行うイコライザ装置に関する。

伝送システムにおいては、等化と呼ばれる信号処理が行われる。これは、伝送路で生じた歪みを低減する処理のことであり、通常、受信側に設けたイコライザ（等化器）によって歪んだ周波数特性を回復させる。

例えば、移動体通信では、無線信号はマルチパス（信号波が山やビルなどの反射によって複数の経路を伝搬する現象）を経由して受信側に到達するため、各波の到来時間は伝搬経路長によって異なり、送信波形には遅延歪みが発生する。また、反射・散乱等を繰り返して到達するために振幅歪みが発生する。

これらの遅延歪みや振幅歪みが生じると、送信パルスが、隣接するパルスと重なり合う符号化間干渉が生じ、受信側では送信パルスを正確に見分けることができなくなる。したがって、このような符号化間干渉を除去し、伝送品質の劣化を補償するためには、伝送路特性の変化に追従した等化処理を行う必要がある。

イコライザは、このような等化処理を行うために、所望信号を参照して、自己のフィルタ出力をその所望信号の位相や振幅に近づけるようにフィルタの重み係数（タップ係数）を逐次適応的に設定する適応等化フィルタであって、一般にはＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタが多く用いられている（なお、所望信号はトレーニング信号と呼ばれる）。

イコライザの適用分野として、移動体通信の主要方式であるＷ−ＣＤＭＡ（Wideband-Code Division Multiple Access）においては、送信側でパイロット信号（ＣＰＩＣＨ：Common Pilot Channel）とデータ信号とをコード多重化（符号分割多重化：ＣＤＭ（Code Division Multiplex））して送信し、受信側では、ＣＰＩＣＨをトレーニング信号に用いて、イコライザへ入力して動作させることで、チャネル推定などの処理を行っている。

ここで、移動体通信では、マルチパスなどの電波伝搬の途中にある様々な要因によって、受信信号の強度や位相が変動するフェージングが生じる。フェージングは、情報伝送の誤り率を増大させる原因となる。

このため、Ｗ−ＣＤＭＡでは、受信機があらかじめ送信データの変調位相を既知とするシンボルを含むＣＰＩＣＨを、送信側でデータ信号にコード多重化して送信し、受信機では、ＣＰＩＣＨの受信位相・振幅を参照して、データ信号の位相・振幅を補正するチャネル推定を行っている。チャネル推定した結果で同期検波を行えば、フェージング環境においても正確にデータを復調することが可能になる。

パイロット信号とデータ信号とをコード多重化した信号を等化する従来のイコライザとしては、例えば、特許文献１が提案されている。
また、ＣＰＩＣＨをトレーニング信号としてＮＬＭＳ（Normalized Least Mean Square）の適応アルゴリズムを使用したイコライザが提案されている（例えば、非特許文献１）。
特表２００４−５１９９５９号公報（段落番号〔００１３〕〜〔００２６〕、第１図） Moritz Harteneck、Carlo Luschi、"Practical Implementation Aspects of MMSE Equalisation in a 3GPP HSDPA Terminal"、VTC2004spring、pp.445-449

図１３はイコライザの概略構成を示す図である。イコライザ５０は、タップ係数可変フィルタ部５１、差分算出部５２、タップ係数補正制御部５３から構成される。タップ係数可変フィルタ部５１は、タップ係数補正制御部５３から出力された制御信号にもとづいて、フィルタのタップ係数を補正する。

差分算出部５２は、タップ係数可変フィルタ部５１からのフィルタ出力信号y(n)と（ｎは時刻）、トレーニング信号d(n)との差分値を求め、差分値を誤差信号e(n)としてタップ係数補正制御部５３へ送信する。タップ係数補正制御部５３は、誤差信号e(n)ができるだけ小さくなるようにアルゴリズム演算を行って、タップ係数可変フィルタ部５１のタップ係数を補正するための制御信号を出力する。

ここで、誤差信号e(n)は式（１）となる。
e(n)=d(n)−y(n) ……（１）
適応等化フィルタでは、e(n)そのものを最小にするようにタップ係数を補正するのではなく、e(n)の２乗の平均値（期待値）である平均２乗誤差を最小にするように補正する（受信信号は、本来の情報に対してフェージング変動や雑音が加わった不規則信号であるので、e(n)を評価関数として見る場合は、統計的な処理を施したものが妥当である）。

誤差信号e(n)の平均２乗誤差を最小にするように、タップ係数の値を逐次補正して更新するアルゴリズムが適応アルゴリズムであり、代表的な適応アルゴリズムには、ＬＭＳ（Least Mean Square）アルゴリズムが広く知られている。ＬＭＳアルゴリズムは、安定性があり、演算量が少ない（よって回路規模が小さくなる）などの理由から多方面で利用されている。

ＬＭＳアルゴリズムを用いて、タップ係数を補正する場合、式（１）からわかるように、フィルタ出力信号y(n)をトレーニング信号d(n)に近づけるように制御している。
Ｗ−ＣＤＭＡ無線通信を行う受信機内の従来のイコライザでは、ＣＰＩＣＨをトレーニング信号とし、等化後のフィルタ出力信号をＣＰＩＣＨに近づけるように、ＬＭＳアルゴリズム演算を行って、タップ係数の更新処理を行っていた。

しかし、Ｗ−ＣＤＭＡの受信機においては、フィルタ出力信号は、パイロット信号であるＣＰＩＣＨとデータ信号とがコード多重化された受信信号を等化処理したものであるから、ＣＰＩＣＨだけをトレーニング信号とするのは望ましいことではなく、正確な誤差信号を求めているとはいえない。このため、従来のイコライザでは、タップ係数の補正（更新）精度が低下するといった問題があった。

すなわち、ＬＭＳアルゴリズムでは、等化出力の理想値と、実際の等化出力との誤差を求めて、その誤差を小さくする制御を行うが、従来のイコライザでは、実際の等化出力は、ＣＰＩＣＨの系列とデータ信号の系列を含むが、等化出力の理想値としてのトレーニング信号には、ＣＰＩＣＨの系列しか含まれていないということである。このため、相関性の高いもの同士の差分をとっていない等化処理を行っていることになり、結果として、Ｗ−ＣＤＭＡ受信機の受信性能を低下させるものであった。

なお、上記の特許文献１や非特許文献１のような従来技術においても、上記の問題点と同様に、トレーニング信号にはあらかじめ既知の信号のみを使用して誤差を求める制御を行っており、最適な適応等化処理を行っているとはいえない。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、タップ係数の補正精度を向上させて、高品質な適応等化処理を行うイコライザ装置を提供することを目的とする。

本発明では上記課題を解決するために、図１に示すような、等化処理を行うイコライザ装置１０において、制御信号にもとづき、フィルタのタップ係数を補正して、データ信号と、データ信号の受信変動補償を行うための既知信号であるパイロット信号と、が多重化されている受信信号の等化処理を行うタップ係数フィルタ制御部１１と、データ信号とパイロット信号の両方を、等化出力の理想値であるトレーニング信号として設定するトレーニング信号設定部１２と、トレーニング信号と、等化処理後のタップ係数フィルタ制御部１１からのフィルタ出力信号との差分値である誤差信号を求め、誤差信号が小さくなるように適応アルゴリズム演算を行って、タップ係数を補正するための制御信号を生成するタップ係数補正制御部１３と、を有することを特徴とするイコライザ装置１０が提供される。

ここで、タップ係数フィルタ制御部１１は、制御信号にもとづき、フィルタのタップ係数を補正して、データ信号と、データ信号の受信変動補償を行うための既知信号であるパイロット信号と、が多重化されている受信信号の等化処理を行う。トレーニング信号設定部１２は、データ信号とパイロット信号の両方を、等化出力の理想値であるトレーニング信号として設定する。タップ係数補正制御部１３は、トレーニング信号と、等化処理後のタップ係数フィルタ制御部１１からのフィルタ出力信号との差分値である誤差信号を求め、誤差信号が小さくなるように適応アルゴリズム演算を行って、タップ係数を補正するための制御信号を生成する。

本発明のイコライザ装置は、データ信号とパイロット信号の両方を、等化出力の理想値であるトレーニング信号とし、トレーニング信号と、等化処理後のフィルタ出力信号との差分値である誤差信号が小さくなるように適応アルゴリズム演算を行って、フィルタのタップ係数を補正する構成とした。これにより、タップ係数の補正精度を向上させることができ、高品質な適応等化処理を行うことが可能になる。

本発明の上記および他の目的、特徴および利点は本発明の例として好ましい実施の形態を表す添付の図面と関連した以下の説明により明らかになるであろう。

イコライザ装置の原理図である。 イコライザ装置の構成を示す図である。 コード多重化の概念を示す図である。 時間多重化とコード多重化の概念を示す図である。 チップイコライザ装置の構成を示す図である。 チップイコライザ装置の構成を示す図である。 データ仮判定部の構成例を示す図である。 チップイコライザ装置の構成を示す図である。 パイロット信号とデータ信号がコード多重化されている様子を示す図である。 ＨＳＤＰＡの概要を示す図である。 受信スループットのシミュレーション結果を示す図である。 信頼度判定を行った場合の受信スループットのシミュレーション結果を示す図である。 イコライザの概略構成を示す図である。

以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。図１はイコライザ装置の原理図である。イコライザ装置１０は、タップ係数フィルタ制御部１１、トレーニング信号設定部１２、タップ係数補正制御部１３から構成されて、受信信号の等化処理を行う装置である。

タップ係数フィルタ制御部１１は、制御信号にもとづき、フィルタのタップ係数を補正して、データ信号と、データ信号の受信変動補償を行うための既知信号であるパイロット信号と、が多重化されている受信信号の等化処理を行う。

トレーニング信号設定部１２は、データ信号とパイロット信号の両方を、等化出力の理想値であるトレーニング信号として設定する。すなわち、データ信号とパイロット信号とを、時間的に同時にトレーニング信号として使用する。

タップ係数補正制御部１３は、トレーニング信号と、等化処理後のタップ係数フィルタ制御部１１からのフィルタ出力信号との差分値である誤差信号を内部で求める。そして、誤差信号が小さくなるように適応アルゴリズム演算を行って、タップ係数フィルタ制御部１１内の遅延線で順次遅延された受信信号のタップ係数を補正するための制御信号を生成する。

次にイコライザ装置１０の構成及び動作について詳しく説明する。なお、使用する適応アルゴリズムはＬＭＳアルゴリズムとする。図２はイコライザ装置１０の構成を示す図である。ＦＩＲフィルタを用いたイコライザ装置１０の構成を示している（この構成のフィルタは、トランスバーサルフィルタとも呼ばれる）。

タップ係数フィルタ制御部１１は、遅延線を構成する遅延部１１ａ−１〜１１ａ−（Ｍ−１）、タップ係数設定部１１ｂ−１〜１１ｂ−Ｍ、加算部１１ｃから構成される。タップ係数補正制御部１３は、適応アルゴリズム演算部１３ａ、誤差信号生成部１３ｂから構成される。

遅延部１１ａ−１〜１１ａ−（Ｍ−１）は、単位時間の遅延を発生させて、受信信号を順次遅延させる（ｚ^-1は１サンプル時間の時間遅れを示す）。タップ係数設定部１１ｂ−１〜１１ｂ−Ｍは、適応アルゴリズム演算部１３ａからの制御信号にもとづき、タップ係数を変化させて、遅延された受信信号をフィルタリング（重み付け）して出力する。加算部１１ｃは、タップ係数設定部１１ｂ−１〜１１ｂ−Ｍから出力された各信号の総和を求めてフィルタ出力信号とし、また、そのフィルタ出力信号を誤差信号生成部１３ｂへ送信する。

誤差信号生成部１３ｂは、フィルタ出力信号と、トレーニング信号との差分値を求め、差分値を誤差信号e(n)として適応アルゴリズム演算部１３ａへ送信する。適応アルゴリズム演算部１３ａは、遅延部１１ａ−１〜１１ａ−（Ｍ−１）で遅延された各受信信号と誤差信号e(n)とを受信し、ＬＭＳアルゴリズムを用いて、誤差信号e(n)が小さくなるように演算して、タップ係数設定部１１ｂ−１〜１１ｂ−Ｍのタップ係数を補正するための制御信号を出力する。

ここで、パイロット信号系列をc_p(n)、データ信号系列をc_d(n)とすると、イコライザ装置１０で使用するトレーニング信号系列d_c(n)は、式（２）となる（ｎは時刻）。
d_c(n)= c_p(n)+ c_d(n) ……（２）
一方、タップ係数設定部１１ｂ−１〜１１ｂ−Ｍで更新されるそれぞれのタップ係数（重み）に番号を付けて、w₁(n)、w₂(n)、w₃(n)、・・・、w_M(n)とする。

これをベクトル形式で表したものをｗ(ｎ)とすると、式（３）のように示される（なお、一般に、ベクトルまたは行列は太字表示の記号を使うのだが、明細書文章中では太字が使えないので、明細書文章中では全角で記載し、式中では太字記載とする。また、通常の記号はスカラ量を意味する。各パラメータは一般的に複素量として考える）。

また、ｗ(n)にＴの添え字を付けて転置を表すと、ｗ^T(n)は式（４）となる。

すなわち、式（４）は列ベクトルであるｗ(n)を、行ベクトルに書き替えたものである。

一方、遅延部１１ａ−１〜１１ａ−（Ｍ−１）から出力された信号を時系列サンプルとすれば、受信信号の時系列サンプルはr(n)、r(n-1)、r(n-2)、・・・、r(n-M+1)であり、これらを上記と同様にしてベクトル形式で表せば式（５）となる。

ここで、時刻ｎにおける受信信号ベクトルをｒ(n)、タップ係数ベクトル（以下、タップウェイトベクトルと呼ぶ）をｗ(n)、トレーニング信号をd_c(n)、フィルタ出力信号（等化信号）をｗ^H(n)r(n)とし（Ｈはエルミート転置を表す）、トレーニング信号とフィルタ出力信号との差分である誤差信号をe(n)とすれば、イコライザ装置１０で実行するＬＭＳアルゴリズムは式（６）で与えられる。

式中の＊は複素共役、μはステップサイズと呼ばれる定数である（μは１回当たりの補正量を決めるもので、小さいと補正量が減るため、動作は安定するが追従性は悪くなる傾向になり、大きくすると補正量が大きくなるため、追従性は向上するが動作は不安定に向かうという特徴を持つ）。

なお、成分が複素数である行列（ベクトル）をＡとして、行列Ａの成分をすべて共役複素数に置き換えたものをＡ^*と表した場合、Ａの転置行列がＡ^*に等しいとき（Ａ^T＝Ａ^*のとき）、Ａ^*はＡのエルミート転置（エルミート転置行列）と呼ぶ。

イコライザ装置１０では、タップウェイトベクトルを求める場合、式（６）からわかるように、次回のタップウェイトベクトルｗ(n+1)を求めるために、右辺第２項の更新量μ・(d_c(n)−ｗ^H(n)ｒ(n))^*・ｒ(n))によりタップウェイトベクトルｗ(n)を補正して、フィルタ出力信号をトレーニング信号に近づけるように制御している。

パイロット信号とデータ信号が多重化された受信信号の等化処理を行う場合、従来のＬＭＳアルゴリズムでは、トレーニング信号にはパイロット信号のみを使用していたため、トレーニング信号（パイロット信号）からフィルタ出力信号（パイロット信号とデータ信号とが等化処理された信号）を差し引くと、相関性が低いもの同士の差分から誤差信号を求めていることになり、タップ係数の更新精度が良好なものではなかった。

一方、イコライザ装置１０のＬＭＳアルゴリズムでは、式（６）からわかるように、パイロット信号とデータ信号の両方をトレーニング信号に使用するため、相関性が高いもの同士の差分から誤差信号を求めていることになり、タップ係数の更新精度を向上させることが可能になる。

なお、上記では、既知信号であるパイロット信号と、パイロット信号以外の外部信号（データ信号）とをトレーニング信号として適応アルゴリズム演算を行う場合に、ＬＭＳアルゴリズムに適用した例を示したが、トレーニング信号を必要とするその他のアルゴリズムとして、ＮＬＭＳ（Normalized Least Mean Square）やＲＬＳ（Recursive Least Squares）などのアルゴリズムに対しても同様に適用することが可能である。

次にイコライザ装置１０をＷ−ＣＤＭＡの無線受信機に適用した場合について説明する。Ｗ−ＣＤＭＡにおいて、送信側ではＣＰＩＣＨとデータ信号とのスペクトラムを拡散して多重化するコード多重化（ＣＤＭ）を行って、コード多重化信号を送信する。また、Ｗ−ＣＤＭＡ無線受信機に配置されるイコライザ装置は、そのコード多重化信号を受信して適応等化処理を行う。

図３はコード多重化の概念を示す図である。送信局２０は、パイロット信号処理部２１、データ信号処理部２２、２３、加算部２４から構成される。また、パイロット信号処理部２１、データ信号処理部２２、２３はそれぞれ乗算器２１ａ〜２３ａを含む。

パイロット信号処理部２１は、パイロット信号Ｐ１とコード＃１をチップ単位に乗算し、送信パイロット信号Ｐ１ａを生成する。なお、Ｗ−ＣＤＭＡでは、送信情報を拡散符号で広帯域の信号に拡散して伝送するが、帯域拡大された信号系列のことをチップ（ｃｈｉｐ）と呼ぶ（コードの１つの矩形波がチップである）。図では、すべて“１”のパイロット信号系列に、１，１，１，１の４つのチップからなるコード＃１を乗算しているので、送信パイロット信号Ｐ１ａは、１，１，１，１となっている。

データ信号処理部２２は、データ信号Ｄ１とコード＃２をチップ単位に乗算し、送信データ信号Ｄ１ａを生成する。図では、すべて“−１”のデータ信号系列に、１，１，−１，−１の４つのチップからなるコード＃２を乗算しているので、送信データ信号Ｄ１ａは、−１，−１，１，１となっている。

データ信号処理部２３は、データ信号Ｄ２とコード＃３をチップ単位に乗算し、送信データ信号Ｄ２ａを生成する。図では、すべて“１”のデータ信号系列に、１，−１，１，−１の４つのチップからなるコード＃３を乗算しているので、送信データ信号Ｄ２ａは、１，−１，１，−１となっている。

加算部２４は、送信パイロット信号Ｐ１ａと、送信データ信号Ｄ１ａと、送信データ信号Ｄ２ａとをチップ単位に加算して、コード多重化した信号を生成する。ここでは、（１，１，１，１）＋（−１，−１，１，１）＋（１，−１，１，−１）＝（１，−１，３，１）となり、（１，−１，３，１）のコード多重化信号が生成する。その後、コード多重化信号は、アップコンバートされてアンテナを介して送信される。Ｗ−ＣＤＭＡ受信機では、このようにしてパイロット信号とデータ信号とがコード多重化された信号を受信して等化処理を行うことになる。

ここで、パイロット信号とデータ信号との多重化に対し、時間多重化（ＴＤＭ：Time Division Multiplex）とコード多重化とを示し、本発明のＬＭＳアルゴリズムの特徴について、従来行われていたブラインドＬＭＳ（Blind LMS）アルゴリズムと対比させて説明する。

図４は時間多重化とコード多重化の概念を示す図である。時間多重化の場合、一定時刻内において、ある時刻まではパイロット信号が存在し、それ以外の時刻ではデータ信号が存在する。一方、コード多重化の場合は、どの時刻においてもパイロット信号とデータ信号とが存在する。

時間多重化された受信信号の等化処理を行う場合、ブラインドＬＭＳアルゴリズムでは、パイロット信号が存在する時間帯ｔａでパイロット信号をトレーニング信号として用いてタップ係数を求めておき、時間帯ｔａで求めておいたタップ係数を利用して、時間帯ｔｂのデータ信号の等化処理を行う。

一方、コード多重化された受信信号の等化処理を行う場合、どの時刻においてもパイロット信号及びデータ信号が存在する。したがって、コード多重化信号の等化処理を行うイコライザ装置１０のように、パイロット信号とデータ信号の両方を同時にトレーニング信号に使用してＬＭＳアルゴリズムを実行することは、等化精度を向上させる上で適していることがわかる。

次にＷ−ＣＤＭＡ受信機に適用可能なイコライザ装置１０の構成例について説明する。なお、Ｗ−ＣＤＭＡ受信機に適用されるイコライザ装置は、チップ単位で等化処理を行うので、以降ではチップイコライザ装置と呼ぶ。

図５はチップイコライザ装置の構成を示す図である。チップイコライザ装置１０−１は、タップ係数フィルタ制御部１１、トレーニング信号設定部１２ａ、タップ係数補正制御部１３、逆拡散部１４から構成される。また、トレーニング信号設定部１２ａは、硬判定部１２−１、拡散部１２−２、１２−３を含む。なお、以降では上述した構成要素には同じ符号を付けて、その構成要素の説明は省略する。

逆拡散部１４は、フィルタ出力信号に対し、送信側で拡散に用いた拡散符号と同じ拡散符号を用いて相関検出である逆拡散処理を行う。逆拡散された信号は後段で復号化されて受信データとなる。

硬判定部１２−１は、逆拡散後の信号に対して、硬判定復号化処理を行う（誤り訂正符号の復号化には、硬判定と軟判定がある。硬判定は、受信信号系列のシンボル値を２レベルで判定するもので、軟判定は複数レベルで判定するものである。簡単には、硬判定は、しきい値が１つあって、０、１でレベルを判定し、軟判定は、複数のしきい値を設けてより細かくレベルを判定する）。

拡散部１２−２は、硬判定後のデータ信号に対して、送信元と同じ拡散処理を行って、送信側で拡散処理されたときのデータ信号を再現する。拡散部１２−３は、パイロット信号に対して、送信元と同じ拡散処理を行って、送信側で拡散処理されたときのパイロット信号を再現する。拡散部１２−２、１２−３で処理されたデータ信号及びパイロット信号は、トレーニング信号としてタップ係数補正制御部１３へ入力される。

図６はチップイコライザ装置の構成を示す図である。チップイコライザ装置１０−２は、タップ係数フィルタ制御部１１、トレーニング信号設定部１２ｂ、タップ係数補正制御部１３、逆拡散部１４から構成される。また、トレーニング信号設定部１２ｂは、データ仮判定部１２ｂ−１、拡散部１２−２、１２−３を含む。

図５のチップイコライザ装置１０−１では、フィルタ出力信号を逆拡散→硬判定→拡散し、拡散で得られたデータ信号のチップ系列をトレーニング信号に含める構成としたが、チップイコライザ装置１０−２では、等化処理を行わない受信信号からデータ信号を仮判定し、仮判定して得られたデータ信号をトレーニング信号に含めるものである（なお、等化処理していない直接の受信信号からデータ信号を抽出して、ある程度の誤差を許容しているため、仮判定と呼んでいる）。

図７はデータ仮判定部１２ｂ−１の構成例を示す図である。データ仮判定部１２ｂ−１は、逆拡散部１２１−１〜１２１−ｎ、ＲＡＫＥ合成部１２２、硬判定部１２３から構成される。

受信信号は、マルチパスフェージングによって複数のピークが観測される信号であるとする。逆拡散部１２１−１は、タイミングｔ１の信号の逆拡散を行い、逆拡散部１２１−２は、タイミングｔ２の信号の逆拡散を行う。同様に逆拡散部１２１−ｎは、タイミングｔｎの信号の逆拡散を行う。

ＲＡＫＥ合成部１２２は、逆拡散部１２１−１〜１２１−ｎから出力されるそれぞれの逆拡散信号の位相調整を行って位相を一致させ、複数の逆拡散信号の同相加算を行う。硬判定部１２３は、加算後の信号の硬判定復号化処理を行い、仮判定したデータ信号を生成する。

このように、データ仮判定部１２ｂ−１では、ＲＡＫＥ方式によって、マルチパス環境で分散・遅延した信号電力をかき集めて受信信号を合成し、フェージング干渉を軽減したデータ信号を生成するものである。

また、硬判定部１２３で硬判定された信号は、拡散部１２−２で拡散処理されて、データ信号のチップ系列が推定される。そして、データ信号とパイロット信号のそれぞれのチップ系列をトレーニング信号として、タップ係数補正制御部１３へ入力する。

図８はチップイコライザ装置の構成を示す図である。チップイコライザ装置１０−３は、タップ係数フィルタ制御部１１、トレーニング信号設定部１２ｃ、タップ係数補正制御部１３、逆拡散部１４から構成される。また、トレーニング信号設定部１２ｃは、信頼度判定部１２ｃ−１、硬判定部１２−１、拡散部１２−２、１２−３を含む。

ここで、本発明では、既知信号であるパイロット信号と、既知ではないデータ信号との両方をトレーニング信号にすることを基本にしているが、逆拡散部１４から出力されたデータ信号には、大きな誤りがある可能性もあり、この場合に誤ったデータ信号を拡散してトレーニング信号として使用することは好ましくない。

したがって、チップイコライザ装置１０−３では、信頼度判定部１２ｃ−１を設けて、データ信号の信頼度を判定し、信頼度に応じて、トレーニング信号にデータ信号を含めるか否かを制御するものである。

信頼度判定部１２ｃ−１は、逆拡散部１４からの逆拡散信号を受信して、データ信号の誤り状態を認識するための信頼度判定を行う。信頼度判定処理の結果、誤りが多く信頼度が低いと判定した場合は、データ信号は使わずにパイロット信号のみがトレーニング信号として設定されるように、硬判定部１２−１へ向う出力を停止する。また、誤りが少なく信頼度が高いと判定した場合には、硬判定部１２−１へ逆拡散部１４で生成された逆拡散信号を送信する。

信頼度判定部１２ｃ−１で行う信頼度判定制御の動作としては、例えば、逆拡散されたデータ信号の各ビットに対する尤度を求め、尤度があるしきい値以下になるビットがある場合には、このデータ信号を信頼できないと判定する。このような判定制御を行うことで、トレーニング信号にデータ信号を用いるか否かを決めることが可能になる。

なお、図６に示したチップイコライザ装置１０−２に対しても信頼度判定機能を設けることは当然可能である。この場合、図７で示したデータ仮判定部１２ｂ−１内のＲＡＫＥ合成部１２２と硬判定部１２３の間に、信頼度判定部１２ｃ−１を設けて、ＲＡＫＥ合成後の信号に対して、信頼度判定処理を行うことで、このデータ信号をトレーニング信号として用いるか否かを決めることが可能になる。

次にパイロット信号と複数のデータ信号がコード多重化されている場合に、任意のデータ信号をトレーニング信号に用いることについて説明する。図９はパイロット信号とデータ信号がコード多重化されている様子を示す図である。パイロット信号とデータ信号をコード多重化すると、同一時刻において、パイロット信号及びデータ信号が存在する。図の例では同一時刻において、パイロット信号とデータ信号＃１〜＃３が存在する（１つのパイロット信号と３つのデータ信号がコード多重化されている）。

このような状態でコード多重化信号が伝送されている場合、チップイコライザ装置は、１つのパイロット信号と３つすべてのデータ信号＃１〜＃３をトレーニング信号として用いることができる。

または、多重化されているすべてのデータ信号＃１〜＃３を用いるのではなく、任意のデータ信号を選択し、選択したデータ信号と、パイロット信号とをトレーニング信号に用いるようにしてもよい。

この場合、複数のデータ信号の受信状態に差があれば、品質が良好のデータ信号を選択する。例えば、データ信号＃１〜＃３の内、データ信号＃２が受信品質良好であれば（上述した信頼度判定部１２ｃ−１で各データ信号の受信品質を検出可能である）、データ信号＃２とパイロット信号をトレーニング信号に用いることになる。

次にＨＳＤＰＡ（High Speed Downlink Packet Access）の環境下でチップイコライザ装置１０を適用した際の受信状態の計算機シミュレーション結果について説明する。なお、最初にＨＳＤＰＡの概略について説明する。

Ｗ−ＣＤＭＡの技術をベースにしたＨＳＤＰＡは、第３．５世代移動通信システムの無線アクセス方式として、現行のＷ−ＣＤＭＡの下り方向に対して、伝送速度が３〜４倍の最大１４．４Mbps（平均２〜３Mbps）の高速なダウンリンクパケット伝送を行うもので、３ＧＰＰリリース５（3rd Generation Partnership Project Release 5）で標準化が行われている。

図１０はＨＳＤＰＡの概要を示す図である。基地局１００のセル１００ａ内に携帯電話機１１１〜１１３、ノートパソコン１１４、１１５が存在している。ここで、基地局１００から各端末の下り方向に対して、パケット伝送を行う場合、携帯電話機１１１とノートパソコン１１４には、従来のＷ−ＣＤＭＡ方式で通信を行い、携帯電話機１１２、１１３とノートパソコン１１５には、ＨＳＤＰＡ方式で通信を行うものとする。

Ｗ−ＣＤＭＡでは、携帯電話機１１１とノートパソコン１１４がセル１００ａ内のどこに位置していても、基地局１００から送信されるパケットの伝送速度は均一の速度である（最大３８４Kbps）。

一方、ＨＳＤＰＡでは、各端末の現在の受信電波状況を判断して、変調方式を切り替え、最も高速な変調方式を選択することで、同じセル１００ａ内にあっても、基地局からの距離などの条件により通信可能な下り伝送速度を変化させている。

例えば、携帯電話機１１２とノートパソコン１１５が基地局１００の近くに位置し、障害物もなく受信条件が良ければ、携帯電話機１１２とノートパソコン１１５は、最大の１４．４Mbpsでデータを受信でき、携帯電話機１１３がセル１００ａの端にあり、基地局１００から離れて受信条件が悪ければ、携帯電話機１１３は、１４．４Mbpsより低い速度でデータを受信することになる。

このように、ＨＳＤＰＡでは、受信状況に応じて、下り伝送速度が最適に制御される適応変調符号化処理が行われており、具体的には、これまでＷ−ＣＤＭＡで使われていたＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying：搬送波の位相のみを４種類に変化させて４状態とし、１シンボル２ビットで情報を伝送する変調方式）に加えて、１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation：搬送波の位相と振幅を変化させて、１６状態をとり、１シンボル４ビットで情報を伝送する変調方式）という変調方式を切り替えて使用する。

ＨＳＤＰＡは、現行の移動通信網にあまり多くの手を加えずに、上記のような高速ダウンリンクパケット伝送を実現するものであり、バックワードコンパチビリティ（backward compatibility：現行のシステムに影響しないで新しいシステムを入れること）によって、高速モバイル通信サービスを可能にする技術として大きく期待されているものである。

このようなＨＳＤＰＡでは、移動通信機が受信するＳＩＲ（Signal-to-Interference Ratio：希望波受信電力対干渉信号電力比）によって、移動通信機の受信スループット（受信信号の単位時間での処理量）が変わる。したがって、移動通信機にチップイコライザ装置１０を適用すれば、従来よりも受信ＳＩＲを改善することができ、結果として受信スループットを改善することが可能になる（基地局１００からより速い速度でデータを受信し処理することが可能になる）。

図１１は受信スループットのシミュレーション結果を示す図である。横軸は、Ｉｏｒ／Ｉｏｃ（受信側における自セルの電力と他セルの電力比）、縦軸はＨＳ−ＤＳＣＨ（High Speed Downlink Shared Channel：ユーザデータを運ぶ無線チャネル）のスループットとしている。なお、適応アルゴリズムとして、ＮＬＭＳとＲＬＳを用いた場合を示している。

従来のイコライザのトレーニング信号は、全体の電力に対して１０％の電力のパイロット信号を用いており、本発明のチップイコライザ装置１０では、１０％のパイロット信号（ＣＰＩＣＨ）に加えて、５０％のデータ信号（ＨＳ−ＤＳＣＨ）を用いている（合計６０％）。

図からわかるように、ＮＬＭＳ、ＲＬＳの両方のアルゴリズムにおいて、本発明は従来に比べて、受信性能が優れていることがわかる。例えば、Ｉｏｒ／Ｉｏｃが１０ｄＢの場合に、１．２２倍（ＮＬＭＳ）、１．１３倍（ＲＬＳ）、Ｉｏｒ／Ｉｏｃが２０ｄＢの場合には、１．３５倍（ＮＬＭＳ）、１．２３倍（ＲＬＳ）のスループットを実現している。

このように、ＨＳＤＰＡにおいて、トレーニング信号にＣＰＩＣＨとＨＳ−ＤＳＣＨを用いた本発明のチップイコライザ装置１０では、ＣＰＩＣＨだけをトレーニング信号として用いる従来のチップイコライザよりも最大１．３５倍のスループット改善を実現できていることがわかる。

図１２は信頼度判定を行った場合の受信スループットのシミュレーション結果を示す図である。横軸はＩｏｒ／Ｉｏｃ、縦軸はＨＳ−ＤＳＣＨのスループットである。
図８で示した信頼度判定部１２ｃ−１を含むチップイコライザ装置１０−３に対してシミュレーションしたもので、シミュレーション条件は、図１１で用いた条件と同じである。また、適応アルゴリズムはＲＬＳアルゴリズムとした。図から、信頼度判定を行うことにより、誤ったデータ信号をトレーニング信号として用いることが少なくなるため、スループットが改善していることがわかる。

次にＬＭＳアルゴリズムの演算式（６）の導出過程についてあらためてパラメータを定義して詳しく説明する。時刻nにおける受信信号ベクトルをｒ(n)，タップウェイトベクトルをｗ(n)，トレーニング信号をd_c(n)（=c_p(n)+c_d(n)）とする。等化信号をｗ^H(n)ｒ(n)として、トレーニング信号d_c(n)との差分、つまり誤差信号e(n)を以下のように定義する。

平均２乗誤差を評価関数J(n)とする(〈・〉は平均を意味する)。

なお、複素数ｚ＝ａ＋ｂｊの絶対値｜ｚ｜は、｜ｚ｜＝（ａ²＋ｂ²）^1/2＝（ｚ・ｚ^*）^1/2である。

ここで、式（９）、式（１０）のように置き換えると、

式（８）は以下のように書き直せる。

式（１１）はｗ(n)の２次形式になっていることがわかる。したがって、J(n)をｗ(n)=[w₁(n), w₂(n), …, w_M(n)]^Tで微分する(MはFIRタップ長、w_i(n),= a_i(n)+jb_i(n))、つまりJ(n)の複素勾配ベクトルを求め、それが０となる解が最適なタップウェイトベクトルとなる。

したがって、式（１２）＝０とおくと、最適なタップウェイトベクトルは以下となる。

このように、最適なタップウェイトベクトルが求まったが、式（１３）は、毎回逆行列演算を必要とするため演算量が多い。そこで、受信信号が入力される度にタップウェイトベクトルを修正する方法が考えられる。勾配ベクトル式（１２）は、タップウェイトベクトルの傾きを与えているので、この方向と逆方向にタップウェイトベクトルを修正することで最適なタップウェイトベクトルに収束することが可能である。つまり、次式のようにタップウェイトベクトルを修正する。

ここで、μはステップサイズと呼ばれる係数である。式（１４）は最大傾斜法と呼ばれ、ＬＭＳアルゴリズムは，式（１４）の第２項目を瞬時推定値としたものであり、以下の式で表される。

なお、上記ではＷ−ＣＤＭＡの受信機にチップイコライザ装置１０を適用させた場合の詳細について説明したが、本発明はＷ−ＣＤＭＡに限らず、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）などの通信方式にも適用可能である。

上記については単に本発明の原理を示すものである。さらに、多数の変形、変更が当業者にとって可能であり、本発明は上記に示し、説明した正確な構成および応用例に限定されるものではなく、対応するすべての変形例および均等物は、添付の請求項およびその均等物による本発明の範囲とみなされる。

符号の説明

１０ イコライザ装置
１１ タップ係数フィルタ制御部
１２ トレーニング信号設定部
１３ タップ係数補正制御部

Claims (7)

1. 等化処理を行うイコライザ装置において、
   制御信号にもとづき、フィルタのタップ係数を補正して、データ信号と、前記データ信号の受信変動補償を行うための既知信号であるパイロット信号と、が多重化されている受信信号の等化処理を行うタップ係数フィルタ制御部と、
   前記データ信号と前記パイロット信号の両方を、等化出力の理想値であるトレーニング信号として設定するトレーニング信号設定部と、
   前記トレーニング信号と、等化処理後の前記タップ係数フィルタ制御部からのフィルタ出力信号との差分値である誤差信号を求め、前記誤差信号が小さくなるように適応アルゴリズム演算を行って、前記タップ係数を補正するための前記制御信号を生成するタップ係数補正制御部と、
   を有することを特徴とするイコライザ装置。
2. 前記タップ係数補正制御部は、時刻ｎにおける信号系列として、パイロット信号系列をc_p(n)、データ信号系列をc_d(n)とした場合に、トレーニング信号系列d_c(n)を、
   d_c(n)= c_p(n)+ c_d(n)
   とし、受信信号ベクトルをｒ(n)、タップ係数ベクトルをｗ(n)、μをステップサイズとして、フィルタ出力信号ベクトルがｗ^H(n)ｒ(n)である場合に（Ｈはエルミート転置、＊は複素共役）、
   

   

   で与えられる前記適応アルゴリズム演算を行うことを特徴とする請求の範囲第１項記載のイコライザ装置。
3. 前記トレーニング信号設定部は、等化処理を行わない受信信号からデータ信号を仮判定し、仮判定して得られたデータ信号と前記パイロット信号とを、前記トレーニング信号とすることを特徴とする請求の範囲第１項記載のイコライザ装置。
4. 前記トレーニング信号設定部は、前記データ信号が同時刻に複数多重されている場合、多重されている中の任意のデータ信号を選択し、選択したデータ信号と前記パイロット信号とを、前記トレーニング信号とすることを特徴とする請求の範囲第１項記載のイコライザ装置。
5. 等化処理を行うイコライザ装置において、
   制御信号にもとづき、フィルタのタップ係数を補正して、データ信号と、前記データ信号の受信変動補償を行うための既知信号であるパイロット信号と、が多重化されている受信信号の等化処理を行うタップ係数フィルタ制御部と、
   等化出力の理想値であるトレーニング信号を設定する際に、前記データ信号の誤り状態を認識するための信頼度判定を行い、誤りが多く信頼度が低いと判定した場合は、前記パイロット信号のみを前記トレーニング信号として設定し、誤りが少なく信頼度が高いと判定した場合には、前記データ信号と前記パイロット信号との両方を前記トレーニング信号として設定するトレーニング信号設定部と、
   前記トレーニング信号と、等化処理後の前記タップ係数フィルタ制御部からのフィルタ出力信号との差分値である誤差信号を求め、前記誤差信号が小さくなるように適応アルゴリズム演算を行って、前記タップ係数を補正するための前記制御信号を生成するタップ係数補正制御部と、
   を有することを特徴とするイコライザ装置。
6. 適応等化処理の適応アルゴリズム演算を行う適応アルゴリズム演算方法において、
   フィルタのタップ係数を補正して、受信信号の適応等化処理を行ってフィルタ出力信号を生成し、トレーニング信号と前記フィルタ出力信号との差分値である誤差信号が小さくなるような前記タップ係数を求めて補正する際に、
   パイロット信号と、前記パイロット信号以外の外部信号との両方を前記トレーニング信号として使用し、
   時刻ｎにおけるパイロット信号系列をc_p(n)、外部信号系列をc_d(n)とした場合に、トレーニング信号系列d_c(n)を、
   d_c(n)= c_p(n)+ c_d(n)
   で求め、受信信号ベクトルをｒ(n)、タップ係数ベクトルをｗ(n)、μをステップサイズとして、フィルタ出力信号ベクトルがｗ^H(n)ｒ(n)である場合に（Ｈはエルミート転置、＊は複素共役）、
   

   

   で与えられる適応アルゴリズム演算を行って、前記タップ係数を補正することを特徴とする適応アルゴリズム演算方法。
7. 前記受信信号が、データ信号と、前記データ信号の受信変動補償を行うための既知信号である前記パイロット信号と、が多重化された信号の場合、前記外部信号には、前記データ信号を用いることを特徴とする請求の範囲第６項記載の適応アルゴリズム演算方法。
   

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