JPWO2004114283A1 - フォーカス制御装置およびトラッキング制御装置 - Google Patents
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Abstract
センサ手段（１０１）と、誤差信号合成手段（１０２）と、誤差入力部（１０４）、誤差入力部で生成されたフォーカス誤差値群に第１の外乱値群を加えて出力する外乱加算部、外乱加算部の出力に少なくとも位相補償演算と増幅演算利得に応じた増幅演算とを行って駆動値群を生成する位相補償部、駆動値群に基づいて駆動信号を生成する駆動出力部（１０６）、フォーカス誤差値群と第２の外乱値群と第２の外乱値群と第３の外乱値群とに基づいて検出複素振幅値を検出する応答検出部及び増幅演算利得を変更する利得変更部を有する演算手段（１０３）と、駆動手段（１０８）と、フォーカスアクチュエータ（１０９）とを含むフォーカス制御装置において、利得変更部の増幅演算利得を検出複素振幅値と所定の複素振幅値と補正複素値とに基づいて変更し、補正複素値の位相を、第１の外乱値群の位相と実質的に同一とする。
Description
本発明は、半導体レーザ等のレーザ光を用いて光ディスクに情報の記録や再生を行う光ディスク装置に用いるフォーカス制御装置およびトラッキング制御装置に関する。
一般に、光ディスク装置に用いられるフォーカス制御装置およびトラッキング制御装置は、光ディスク上に情報を記録または再生するために重要な装置である。このようなフォーカス制御装置では、光ディスクが変動し、または光ディスク装置が振動しても正確な記録再生ができるように、光ディスクの記録面と出射光の焦点との間のずれを、例えば±０．５マイクロメートル（μｍ）以内という高精度に制御しなければならない。このためには、フォーカス制御装置のループゲイン特性を常に所望の特性に合わせておく必要がある。そしてトラッキング制御装置では、光ディスク上のトラックに偏芯等が存在しても正確な記録や再生ができるように、光ディスク上のトラックと光スポットとのずれを、例えば±０．１マイクロメートル（μｍ）以内という高精度に制御しなければならない。このためには、トラッキング制御装置のループゲイン特性を常に所望の特性に合わせておく必要がある。
しかしながら、フォーカス誤差信号およびトラッキング誤差信号の検出感度やフォーカスアクチュエータおよびトラッキングアクチュエータの感度のばらつき、さらに温度変化、経時変化によって、所望のループゲイン特性を保つことが困難であるという課題があった。
このような課題に対して、光ビームの微小スポットと制御目標位置との間のズレを検出する制御誤差信号検出手段と、光ビームの微小スポットを制御目標位置に移動して保持するサーボ手段と、サーボループに外乱信号を加える外乱信号発生手段と、サーボループ内に加えた外乱信号に応答した信号の複素振幅を検出する手段と、複素振幅検出手段の出力に基づいて、予め記憶しておいたサーボループに加えた外乱信号の複素振幅値からのサーボループの位相・ゲイン特性を検出する演算手段と、演算手段からの出力に応じてサーボループの位相・ゲイン特性を変化させる調整手段とを備えた光学式記録再生装置によって、ループゲイン特性を調整する技術が開示されている（例えば、日本国特開平４−４９５３０号公報参照）。この技術では、サーボループに加えた外乱信号に応答した信号の複素振幅を検出し、その複素振幅と予め記憶しておいたサーボループに加えた外乱信号の複素振幅値とにより、サーボループの位相・ゲイン特性を変化させ、サーボループの位相・ゲイン特性を所望の特性に調整する。この技術を適用すれば、少ない回路構成によってサーボループのゲイン・位相特性を高速高精度に測定することができ、さらにサーボループのゲイン・位相特性を調整してサーボループの特性を所定の値にすることができるため、安定なサーボ特性を達成することができる。
しかしながら、上記の技術では、予め記憶している所定の複素振幅値の値（ここで、値とは所定の複素振幅値の位相及び振幅を意味する）に依って、フォーカス制御装置およびトラッキング制御装置のサーボループ特性の調整に誤差が生じることが分かった。特に、周期関数（正弦関数）の１周期を時間的にＮ等分して保存された外乱値群を順次加算するように外乱信号発生手段を構成した場合には、分割数Ｎの値が小さくなるほど調整誤差が大きくなることが分かった。また、光ディスクの高密度化や高耐振化の為にサーボループ特性の広帯域化が必要な場合には、周期関数の周波数が上がり、外乱信号発生手段の外乱値群の加算周波数が同じとすると、実質的に分割数Ｎが小さくなる。さらに、省電力化の為に演算手段の動作速度が遅くなった場合にも、この分割数Ｎを小さくしなければならない。その結果、調整誤差は大きくなる。このように、今後、光ディスクの高密度化や高耐振化、機器の省電力化が促進されれば、フォーカス制御装置およびトラッキング制御装置におけるサーボループ特性の調整誤差が大きくなるという問題がある。
しかしながら、フォーカス誤差信号およびトラッキング誤差信号の検出感度やフォーカスアクチュエータおよびトラッキングアクチュエータの感度のばらつき、さらに温度変化、経時変化によって、所望のループゲイン特性を保つことが困難であるという課題があった。
このような課題に対して、光ビームの微小スポットと制御目標位置との間のズレを検出する制御誤差信号検出手段と、光ビームの微小スポットを制御目標位置に移動して保持するサーボ手段と、サーボループに外乱信号を加える外乱信号発生手段と、サーボループ内に加えた外乱信号に応答した信号の複素振幅を検出する手段と、複素振幅検出手段の出力に基づいて、予め記憶しておいたサーボループに加えた外乱信号の複素振幅値からのサーボループの位相・ゲイン特性を検出する演算手段と、演算手段からの出力に応じてサーボループの位相・ゲイン特性を変化させる調整手段とを備えた光学式記録再生装置によって、ループゲイン特性を調整する技術が開示されている（例えば、日本国特開平４−４９５３０号公報参照）。この技術では、サーボループに加えた外乱信号に応答した信号の複素振幅を検出し、その複素振幅と予め記憶しておいたサーボループに加えた外乱信号の複素振幅値とにより、サーボループの位相・ゲイン特性を変化させ、サーボループの位相・ゲイン特性を所望の特性に調整する。この技術を適用すれば、少ない回路構成によってサーボループのゲイン・位相特性を高速高精度に測定することができ、さらにサーボループのゲイン・位相特性を調整してサーボループの特性を所定の値にすることができるため、安定なサーボ特性を達成することができる。
しかしながら、上記の技術では、予め記憶している所定の複素振幅値の値（ここで、値とは所定の複素振幅値の位相及び振幅を意味する）に依って、フォーカス制御装置およびトラッキング制御装置のサーボループ特性の調整に誤差が生じることが分かった。特に、周期関数（正弦関数）の１周期を時間的にＮ等分して保存された外乱値群を順次加算するように外乱信号発生手段を構成した場合には、分割数Ｎの値が小さくなるほど調整誤差が大きくなることが分かった。また、光ディスクの高密度化や高耐振化の為にサーボループ特性の広帯域化が必要な場合には、周期関数の周波数が上がり、外乱信号発生手段の外乱値群の加算周波数が同じとすると、実質的に分割数Ｎが小さくなる。さらに、省電力化の為に演算手段の動作速度が遅くなった場合にも、この分割数Ｎを小さくしなければならない。その結果、調整誤差は大きくなる。このように、今後、光ディスクの高密度化や高耐振化、機器の省電力化が促進されれば、フォーカス制御装置およびトラッキング制御装置におけるサーボループ特性の調整誤差が大きくなるという問題がある。
本発明は、精度良くフォーカスサーボ系の利得やトラッキングサーボ系の利得を調整することができ、所望のループゲイン特性に精度良く調整することができるフォーカス制御装置およびトラッキング制御装置を提供することを目的とする。
本発明に係るフォーカス制御装置は、光ディスクからの反射光を受光し、複数個のセンサ信号を出力するセンサ手段と、複数個のセンサ信号を演算合成してフォーカス誤差信号を生成する誤差信号合成手段と、フォーカス誤差信号に基づいてフォーカス誤差値群を生成する誤差入力部、誤差入力部で生成されたフォーカス誤差値群に周期性を有する第１の外乱値群を加えて出力する外乱加算部、外乱加算部の出力に少なくとも位相補償演算と増幅演算利得に応じた増幅演算とを行って駆動値群を生成する位相補償部、駆動値群に基づいて駆動信号を生成する駆動出力部、誤差入力部で生成されたフォーカス誤差値群と、第１の外乱値群と同一の周期性を有する第２の外乱値群と、第２の外乱値群と同一の周期性を有し、第２の外乱値群と位相の異なる第３の外乱値群とに基づいて検出複素振幅値を検出する応答検出部、及び、増幅演算利得を変更する利得変更部を有する演算手段と、駆動信号に略比例した駆動電流を出力する駆動手段と、駆動電流に応じて対物レンズを駆動するフォーカスアクチュエータとを含むフォーカス制御装置であって、利得変更部が、検出複素振幅値と所定の複素振幅値と所定の複素振幅値を補正する補正複素値とに基づいて増幅演算利得を変更し、補正複素値の位相が、外乱加算部における第１の外乱値群の位相と実質的に同一であることを特徴とする。なお、この構成のフォーカス制御装置を、以下においては、第１のフォーカス制御装置とも称する。
また、本発明に係るフォーカス制御装置は、光ディスクからの反射光を受光し、複数個のセンサ信号を出力するセンサ手段と、複数個のセンサ信号を演算合成してフォーカス誤差信号を生成する誤差信号合成手段と、フォーカス誤差信号に基づいてフォーカス誤差値群を生成する誤差入力部、誤差入力部で生成されたフォーカス誤差値群に周期性を有する第１の外乱値群を加えて出力する外乱加算部、外乱加算部の出力に少なくとも位相補償演算と増幅演算利得に応じた増幅演算とを行って駆動値群を生成する位相補償部、駆動値群に基づいて駆動信号を生成する駆動出力部、誤差入力部で生成されたフォーカス誤差値群と、第１の外乱値群と同一の周期性を有する第２の外乱値群と、第２の外乱値群と同一の周期性を有し、第２の外乱値群と位相の異なる第３の外乱値群とに基づいて検出複素振幅値を検出する応答検出部、及び、検出複素振幅値と所定の複素振幅値とに基づいて増幅演算利得を変更する利得変更部を有する演算手段と、駆動信号に略比例した駆動電流を出力する駆動手段と、駆動電流に応じて対物レンズを駆動するフォーカスアクチュエータとを含むフォーカス制御装置であって、利得変更部が、検出複素振幅値と所定の複素振幅値と検出複素振幅値を補正する補正複素値とに基づいて増幅演算利得を変更し、補正複素値の位相が、外乱加算部における第１の外乱値群の逆位相と実質的に同一であることを特徴とする。なお、この構成のフォーカス制御装置を、以下においては、第２のフォーカス制御装置とも称する。
本発明に係るトラッキング制御装置は、光ディスクからの反射光を受光し、複数個のセンサ信号を出力するセンサ手段と、複数個のセンサ信号を演算合成してトラッキング誤差信号を生成する誤差信号合成手段と、トラッキング誤差信号に基づいてトラッキング誤差値群を生成する誤差入力部、誤差入力部で生成されたトラッキング誤差値群に周期性を有する第１の外乱値群を加えて出力する外乱加算部、外乱加算部の出力に少なくとも位相補償演算と増幅演算利得に応じた増幅演算とを行って駆動値群を生成する位相補償部、駆動値群に基づいて駆動信号を生成する駆動出力部、誤差入力部で生成されたトラッキング誤差値群と、第１の外乱値群と同一の周期性を有する第２の外乱値群と、第２の外乱値群と同一の周期性を有し、第２の外乱値群と位相の異なる第３の外乱値群とに基づいて検出複素振幅値を検出する応答検出部、及び、増幅演算利得を変更する利得変更部を有する演算手段と、駆動信号に略比例した駆動電流を出力する駆動手段と、駆動電流に応じて対物レンズを駆動するトラッキングアクチュエータとを含むトラッキング制御装置であって、利得変更部が、検出複素振幅値と所定の複素振幅値と所定の複素振幅値を補正する補正複素値とに基づいて増幅演算利得を変更し、補正複素値の位相が、外乱加算部における第１の外乱値群の位相と実質的に同一であることを特徴とする。なお、この構成のトラッキング制御装置を、以下においては、第１のトラッキング制御装置とも称する。
また、本発明に係るトラッキング制御装置は、光ディスクからの反射光を受光し、複数個のセンサ信号を出力するセンサ手段と、複数個のセンサ信号を演算合成してトラッキング誤差信号を生成する誤差信号合成手段と、トラッキング誤差信号に基づいてトラッキング誤差値群を生成する誤差入力部、誤差入力部で生成されたトラッキング誤差値群に周期性を有する第１の外乱値群を加えて出力する外乱加算部、外乱加算部の出力に少なくとも位相補償演算と増幅演算利得に応じた増幅演算とを行って駆動値群を生成する位相補償部、駆動値群に基づいて駆動信号を生成する駆動出力部、誤差入力部で生成されたトラッキング誤差値群と、第１の外乱値群と同一の周期性を有する第２の外乱値群と、第２の外乱値群と同一の周期性を有し、第２の外乱値群と位相の異なる第３の外乱値群とに基づいて検出複素振幅値を検出する応答検出部、及び、増幅演算利得を変更する利得変更部を有する演算手段と、駆動信号に略比例した駆動電流を出力する駆動手段と、駆動電流に応じて対物レンズを駆動するトラッキングアクチュエータとを含むトラッキング制御装置であって、利得変更部が、検出複素振幅値と所定の複素振幅値と検出複素振幅値を補正する補正複素値とに基づいて増幅演算利得を変更し、補正複素値の位相が、外乱加算部における第１の外乱値群の逆位相と実質的に同一であることを特徴とする。なお、この構成のフォーカス制御装置を、以下においては、第２のトラッキング制御装置とも称する。
本発明に係るフォーカス制御装置は、光ディスクからの反射光を受光し、複数個のセンサ信号を出力するセンサ手段と、複数個のセンサ信号を演算合成してフォーカス誤差信号を生成する誤差信号合成手段と、フォーカス誤差信号に基づいてフォーカス誤差値群を生成する誤差入力部、誤差入力部で生成されたフォーカス誤差値群に周期性を有する第１の外乱値群を加えて出力する外乱加算部、外乱加算部の出力に少なくとも位相補償演算と増幅演算利得に応じた増幅演算とを行って駆動値群を生成する位相補償部、駆動値群に基づいて駆動信号を生成する駆動出力部、誤差入力部で生成されたフォーカス誤差値群と、第１の外乱値群と同一の周期性を有する第２の外乱値群と、第２の外乱値群と同一の周期性を有し、第２の外乱値群と位相の異なる第３の外乱値群とに基づいて検出複素振幅値を検出する応答検出部、及び、増幅演算利得を変更する利得変更部を有する演算手段と、駆動信号に略比例した駆動電流を出力する駆動手段と、駆動電流に応じて対物レンズを駆動するフォーカスアクチュエータとを含むフォーカス制御装置であって、利得変更部が、検出複素振幅値と所定の複素振幅値と所定の複素振幅値を補正する補正複素値とに基づいて増幅演算利得を変更し、補正複素値の位相が、外乱加算部における第１の外乱値群の位相と実質的に同一であることを特徴とする。なお、この構成のフォーカス制御装置を、以下においては、第１のフォーカス制御装置とも称する。
また、本発明に係るフォーカス制御装置は、光ディスクからの反射光を受光し、複数個のセンサ信号を出力するセンサ手段と、複数個のセンサ信号を演算合成してフォーカス誤差信号を生成する誤差信号合成手段と、フォーカス誤差信号に基づいてフォーカス誤差値群を生成する誤差入力部、誤差入力部で生成されたフォーカス誤差値群に周期性を有する第１の外乱値群を加えて出力する外乱加算部、外乱加算部の出力に少なくとも位相補償演算と増幅演算利得に応じた増幅演算とを行って駆動値群を生成する位相補償部、駆動値群に基づいて駆動信号を生成する駆動出力部、誤差入力部で生成されたフォーカス誤差値群と、第１の外乱値群と同一の周期性を有する第２の外乱値群と、第２の外乱値群と同一の周期性を有し、第２の外乱値群と位相の異なる第３の外乱値群とに基づいて検出複素振幅値を検出する応答検出部、及び、検出複素振幅値と所定の複素振幅値とに基づいて増幅演算利得を変更する利得変更部を有する演算手段と、駆動信号に略比例した駆動電流を出力する駆動手段と、駆動電流に応じて対物レンズを駆動するフォーカスアクチュエータとを含むフォーカス制御装置であって、利得変更部が、検出複素振幅値と所定の複素振幅値と検出複素振幅値を補正する補正複素値とに基づいて増幅演算利得を変更し、補正複素値の位相が、外乱加算部における第１の外乱値群の逆位相と実質的に同一であることを特徴とする。なお、この構成のフォーカス制御装置を、以下においては、第２のフォーカス制御装置とも称する。
本発明に係るトラッキング制御装置は、光ディスクからの反射光を受光し、複数個のセンサ信号を出力するセンサ手段と、複数個のセンサ信号を演算合成してトラッキング誤差信号を生成する誤差信号合成手段と、トラッキング誤差信号に基づいてトラッキング誤差値群を生成する誤差入力部、誤差入力部で生成されたトラッキング誤差値群に周期性を有する第１の外乱値群を加えて出力する外乱加算部、外乱加算部の出力に少なくとも位相補償演算と増幅演算利得に応じた増幅演算とを行って駆動値群を生成する位相補償部、駆動値群に基づいて駆動信号を生成する駆動出力部、誤差入力部で生成されたトラッキング誤差値群と、第１の外乱値群と同一の周期性を有する第２の外乱値群と、第２の外乱値群と同一の周期性を有し、第２の外乱値群と位相の異なる第３の外乱値群とに基づいて検出複素振幅値を検出する応答検出部、及び、増幅演算利得を変更する利得変更部を有する演算手段と、駆動信号に略比例した駆動電流を出力する駆動手段と、駆動電流に応じて対物レンズを駆動するトラッキングアクチュエータとを含むトラッキング制御装置であって、利得変更部が、検出複素振幅値と所定の複素振幅値と所定の複素振幅値を補正する補正複素値とに基づいて増幅演算利得を変更し、補正複素値の位相が、外乱加算部における第１の外乱値群の位相と実質的に同一であることを特徴とする。なお、この構成のトラッキング制御装置を、以下においては、第１のトラッキング制御装置とも称する。
また、本発明に係るトラッキング制御装置は、光ディスクからの反射光を受光し、複数個のセンサ信号を出力するセンサ手段と、複数個のセンサ信号を演算合成してトラッキング誤差信号を生成する誤差信号合成手段と、トラッキング誤差信号に基づいてトラッキング誤差値群を生成する誤差入力部、誤差入力部で生成されたトラッキング誤差値群に周期性を有する第１の外乱値群を加えて出力する外乱加算部、外乱加算部の出力に少なくとも位相補償演算と増幅演算利得に応じた増幅演算とを行って駆動値群を生成する位相補償部、駆動値群に基づいて駆動信号を生成する駆動出力部、誤差入力部で生成されたトラッキング誤差値群と、第１の外乱値群と同一の周期性を有する第２の外乱値群と、第２の外乱値群と同一の周期性を有し、第２の外乱値群と位相の異なる第３の外乱値群とに基づいて検出複素振幅値を検出する応答検出部、及び、増幅演算利得を変更する利得変更部を有する演算手段と、駆動信号に略比例した駆動電流を出力する駆動手段と、駆動電流に応じて対物レンズを駆動するトラッキングアクチュエータとを含むトラッキング制御装置であって、利得変更部が、検出複素振幅値と所定の複素振幅値と検出複素振幅値を補正する補正複素値とに基づいて増幅演算利得を変更し、補正複素値の位相が、外乱加算部における第１の外乱値群の逆位相と実質的に同一であることを特徴とする。なお、この構成のフォーカス制御装置を、以下においては、第２のトラッキング制御装置とも称する。
図１は、本実施の形態に係るフォーカス制御装置の構成を示すブロック図である。
図２は、本実施の形態に係るフォーカス制御装置に設けられた演算器の構成を示すブロック図である。
図３は、本実施の形態に係るフォーカス制御装置の動作を示すフローチャートである。
図４は、本実施の形態に係るフォーカス制御装置の演算器に設けられた利得変更器の動作を説明するためのフォーカスサーボ系のブロック線図である。
図５は、本実施の形態に係るフォーカス制御装置の演算器に設けられた利得変更器の動作を説明するためのグラフである。
図６は、本実施の形態に係るトラッキング制御装置の構成を示すブロック図である。
図７は、本実施の形態に係るトラッキング制御装置に設けられた演算器の構成を示すブロック図である。
図８は、本実施の形態に係るトラッキング制御装置の動作を示すフローチャートである。
図９は、本実施の形態に係るトラッキング制御装置の演算器に設けられた利得変更器の動作を説明するためのトラッキングサーボ系のブロック線図である。
図１０は、本実施の形態に係るトラッキング制御装置の演算器に設けられた利得変更器の動作を説明するためのグラフである。
図２は、本実施の形態に係るフォーカス制御装置に設けられた演算器の構成を示すブロック図である。
図３は、本実施の形態に係るフォーカス制御装置の動作を示すフローチャートである。
図４は、本実施の形態に係るフォーカス制御装置の演算器に設けられた利得変更器の動作を説明するためのフォーカスサーボ系のブロック線図である。
図５は、本実施の形態に係るフォーカス制御装置の演算器に設けられた利得変更器の動作を説明するためのグラフである。
図６は、本実施の形態に係るトラッキング制御装置の構成を示すブロック図である。
図７は、本実施の形態に係るトラッキング制御装置に設けられた演算器の構成を示すブロック図である。
図８は、本実施の形態に係るトラッキング制御装置の動作を示すフローチャートである。
図９は、本実施の形態に係るトラッキング制御装置の演算器に設けられた利得変更器の動作を説明するためのトラッキングサーボ系のブロック線図である。
図１０は、本実施の形態に係るトラッキング制御装置の演算器に設けられた利得変更器の動作を説明するためのグラフである。
本発明に係るフォーカス制御装置は、上述のように、光センサ手段と、誤差信号合成手段と、演算手段と、駆動手段と、フォーカスアクチュエータとを含む。演算手段は、誤差入力部と、外乱加算部と、位相補償部と、駆動出力部と、応答検出部と、利得変更部とを更に有している。なお、演算手段の利得変更部以外については、公知のいかなる構成であってもよい。
誤差入力部は、光センサ手段及び誤差信号合成手段により生成されたフォーカス誤差信号に基づいてフォーカス誤差値群を生成する。フォーカス誤差値群は、例えば、フォーカス誤差信号に対して所定の時間間隔でサンプリング処理することによって生成することができる。サンプリング処理は、通常、一定の時間間隔で行われる。
外乱加算部は、誤差入力部で生成されたフォーカス誤差値群に周期性を有する第１の外乱値群を加えて出力する。周期性を有する第１の外乱値群は、所定の周期関数に対して所定の時間間隔でサンプリング処理することによって生成される階段状の関数の値を表す数値群と概念的に同一である。なお、以下において、上記の周期関数を外乱生成関数と略記する。フォーカス誤差値群と第１の外乱値群を加えるとは、時間的に同期したフォーカス誤差値群を構成するフォーカス誤差値と第１の外乱値群を構成する外乱値とを１つずつ順次に加算して外乱加算誤差値群を生成することを意味する。
位相補償部は、外乱加算部の出力に少なくとも位相補償演算と増幅演算利得に応じた増幅演算とを行って駆動値群を生成する。詳しくは、１つのフォーカス誤差値に対して１つの駆動値が順次に生成される。なお、増幅演算利得は、応答検出部及び利得変更部によって決定される。
駆動出力部は、位相補償部で生成された駆動値群に基づいて駆動信号を生成し、駆動信号を駆動手段に出力する。
応答検出部は、誤差入力部で生成されたフォーカス誤差値群と、第１の外乱値群と同一の周期性を有する第２の外乱値群と、第２の外乱値群と同一の周期性を有し、第２の外乱値群と位相の異なる第３の外乱値群とに基づいて検出複素振幅値を検出する。周期性を有する第２の外乱値群及び周期性を有する第３の外乱値群は、上記の第１の外乱値群の場合と同様に定義される。第１の外乱値群と同一の周期性を有するとは、第１の外乱値群の周期と同一であることを意味する。なお、第２の外乱値群や第３の外乱値群と第１の外乱値群とで、振幅や位相は異なっていてもよい。
ここで、第１〜第３の外乱値群の振幅と位相とについて説明する。第１〜第３の外乱値群等の外乱値群の振幅は、外乱生成関数の振幅と、外乱生成関数にサンプリング処理及び０次ホールド処理を行う伝達関数より求まる。第１〜第３の外乱値群等の外乱値群の位相は、外乱生成関数の位相と、外乱生成関数にサンプリング処理及び０次ホールド処理を行う伝達関数より求まる。本明細書では、第１〜第３の外乱値群の位相とは、第１の外乱値群に対する外乱生成関数の位相を基準（位相が零）とする位相差を意味し、外乱生成関数より位相が進む場合を正にとり、位相が遅れる場合を負にとる。外乱値群の振幅及び位相は、それぞれ、外乱生成関数の振幅及び位相と異なることに注意を要する。また、サンプリングの時間間隔が長いほど（分割数が小さいほど）、外乱生成関数と伝達関数との振幅差や位相差は大きくなる。
利得変更部は、検出複素振幅値と所定の複素振幅値と補正複素値に基づいて増幅演算利得を変更する。第１のフォーカス制御装置では、補正複素値として第１の外乱値群の位相と実質的に同一の位相である複素値を用いて所定の複素振幅値を補正する。これにより、外乱生成関数と第１の外乱値群との位相の相違を補正でき、位相補償部で参照される増幅演算利得を従来よりも高精度で調整することができる。特に、分割数が小さければ、外乱生成関数と第１の外乱値群との位相差が大きくなるために、その効果は更に大きくなる。なお、第１のフォーカス制御装置における所定の複素振幅値は、従来のフォーカス制御装置で用いられていた値と同一とすることができる。
本明細書において、検出複素振幅値、所定の複素振幅値及び補正複素値等の複素値の位相とは、複素平面上における正の実軸と、原点と複素値に対応する点とを結ぶ直線とのなす角を意味する。正の実軸から正の虚軸方向への回転角度を正とし、正の実軸から負の虚軸方向への回転角度を負とする。また、本明細書において、第１の外乱値群の位相と実質的に同一とは、補正複素値を意図的には第１の外乱値群の位相と異ならせないことを意味し、計算誤差や作製誤差等によって厳密に一致しない場合を含意する。
また、第２のフォーカス制御装置における利得変更部は、補正複素値として、第１の外乱値群の位相と実質的に逆位相である複素値を用いて検出複素振幅値を補正する。なお、逆位相とは、正負が逆の位相を意味する。つまり、第１のフォーカス制御装置における補正複素値と第２のフォーカス制御装置における補正複素値とは、共役な複素数である。これにより、外乱生成関数と第１の外乱値群との位相の相違を補正でき、位相補償部で参照される増幅演算利得を従来よりも高精度で調整することができる。なお、第２のフォーカス制御装置における所定の複素振幅値は、従来のフォーカス制御装置で用いられていた値と同一とすることができる。特に、分割数が小さければ、外乱生成関数と第１の外乱値群との位相差が大きくなるために、その効果は更に大きくなる。
ここで、従来よりもフォーカスサーボ系の利得や増幅演算利得を高精度で調整できることについて簡単に説明する。通常、増幅演算利得の初期設定値は、設定どおりに光ディスクが配置され、かつ第１〜第３の外乱値群の位相として外乱生成関数（アナログ信号）の位相を仮定した場合に最適化されるように決定されている。フォーカスサーボ系の利得はその系の一巡伝達関数の利得に相当する。また、フォーカスサーボ系の一巡伝達関数の利得の変化に応じて、応答検出部で検出される検出複素振幅値が変化する。
したがって、第１及び第２のフォーカス制御装置では、第１の外乱値群に対応する外乱生成関数と第１の外乱値群との位相差（補正複素数の位相）を考慮することによって、フォーカスサーボ系の利得を高精度で調整できる。更に、フォーカスサーボ系の利得を高精度で調整できることによって、位相補償部で参照する増幅演算利得を高精度で調整できる。なお、従来のフォーカス制御装置では、第１の外乱値群に対応する外乱生成関数と第１の外乱値群（伝達関数）との位相差は考慮されていない。
本発明に係る第１のフォーカス制御装置では、検出複素振幅値をα、所定の複素振幅値をβ、補正複素値をγとしたとき、利得変更部は、｜α／（α＋β×γ）｜の値に基づいて増幅演算利得を変更することが好ましい。この値に従えば、フォーカスサーボ系の一巡伝達関数の利得を正確に調整できるからである。なお、最終的な値が｜α／（α＋β×γ）｜と同一であれば、所定の複素振幅値と補正振幅値とが乗算される限りにおいて、どのような方法で演算を行ってもよい。
本発明に係る第１のフォーカス制御装置では、第１の外乱値群の１周期を構成する数値群は、時間的に実質的に均等に分割されたＮ個の外乱値からなり、補正複素数値の位相が、実質的に−２π／Ｎ／２であり、所定の複素振幅値の位相が、実質的に０であることが好ましい。第１の外乱値群に対応する外乱生成関数と第１の外乱値群との位相差が−２π／Ｎ／２となるからである。第１の外乱値群の１周期を構成する数値群が、Ｎ個の外乱値からなるとは、分割数がＮであることと同義である。なお、本明細書において、実質的に−２π／Ｎ／２であるとは、所定の複素振幅値を意図的には−２π／Ｎ／２と異ならせないことを意味し、計算誤差や作製誤差等によって厳密に一致しない場合を含意する。以下において、位相が実質的に所定の数値であるという場合、上記と同様の意味とする。
本発明に係る第１のフォーカス制御装置では、補正複素値の位相が、実質的に−２π／Ｎ／２であり、第１の外乱値群の周波数をｆｍとし、フォーカス誤差信号から駆動信号を生成する演算手段における処理時間をＴｄとしたとき、所定の複素振幅値の位相が−２π×ｆｍ×Ｔｄであることが好ましい。演算処理手段における処理時間に基づく位相のずれは−２π×ｆｍ×Ｔｄであるために、演算手段における処理時間に依存するフォーカスサーボ系の利得の変化を抑制できるからである。
本発明に係る第２のフォーカス制御装置では、検出複素振幅値をα、所定の複素振幅値をβ、補正複素値をγとしたとき、利得変更部は、｜α×γ／（α×γ＋β）｜の値に基づいて増幅演算利得を変更することが好ましい。この値に従えば、フォーカスサーボ系の一巡伝達関数の利得を正確に調整できるからである。なお、最終的な値が｜α×γ／（α×γ＋β）｜と同一であれば、検出複素振幅値と補正振幅値とが乗算される限りにおいて、どのような方法で演算を行ってもよい。
本発明に係る第２のフォーカス制御装置では、第１の外乱値群の１周期を構成する数値群は、時間的に実質的に均等に分割されたＮ個の外乱値からなり、補正複素値の位相が、実質的に２π／Ｎ／２であり、所定の複素振幅値の位相が、実質的に０であることが好ましい。第１の外乱値群に対応する外乱生成関数と第１の外乱値群との位相差が−２π／Ｎ／２となるからである。
本発明に係る第２のフォーカス制御装置では、補正複素値の位相が、実質的に２π／Ｎ／２であり、第１の外乱値群の周波数をｆｍとし、フォーカス誤差信号から駆動信号を生成する演算手段における処理時間をＴｄとしたとき、所定の複素振幅値の位相が、実質的に２π×ｆｍ×Ｔｄであることが好ましい。演算手段における処理時間に依存するフォーカスサーボ系の利得の変化を抑制することができる。
本発明に係る第１及び第２のフォーカス制御装置では、第１の外乱値群の１周期を構成する数値群は、時間的に実質的に均等に分割されたＮ個の外乱値からなり、Ｎ個の外乱値を記憶する記憶部を更に有することが好ましい。外乱加算部では、第１の外乱値群は周期性を有するため、１周期ごとに同一の値が外乱値として用いられる。したがって、記憶部を設けてＮ個の外乱値を記憶させておけば、任意の外乱値を記憶部から抽出することができる。これにより、各外乱値を演算によって算出する場合に比べて、高速な処理が実現できる。本明細書において、実質的に均等に分割するとは、均等でない分割を意図的には行わないことを意味し、計算誤差や作製誤差等によって厳密に一致しない場合を含意する。
本発明に係る第１及び第２のフォーカス制御装置では、第２の外乱値群の位相が、第１の外乱値群の位相と実質的に同一であり、第３の外乱値群の位相が、第２の外乱値群の位相と実質的にπ／２だけ異なることが好ましい。検出複素振幅値を正確に検出できるからである。本明細書において、実質的にπ／２だけ異なるとは、意図的にはπ／２以外の位相差に設定しないことを意味し、計算誤差や作製誤差等によって厳密に一致しない場合を含意する。
本発明に係る第１及び第２のフォーカス制御装置では、応答検出部は
第１の外乱値群の周期の整数倍の時間の間に入力された複数のフォーカス誤差値に基づいて検出複素振幅値を検出することが好ましい。検出複素振幅値の測定誤差を低減できるからである。特に、第１の外乱値群の１周期を構成する数値群の個数が少ない場合（分割数が小さい場合）には、その効果は大きくなる。
本発明に係る第１及び第２のフォーカス制御装置では、第１の外乱値群の１周期を構成する数値群は、時間的に実質的に均等に分割された４の整数倍の個数の外乱値からなることが好ましい。
本発明に係るトラッキング制御装置は、上述のように、光センサ手段と、誤差信号合成手段と、演算手段と、駆動手段と、トラッキングアクチュエータとを含む。演算手段は、誤差入力部と、外乱加算部と、位相補償部と、駆動出力部と、応答検出部と、利得変更部とを更に有している。なお、演算手段の利得変更部以外については、公知のいかなる構成であってもよい。
誤差入力部は、光センサ手段及び誤差信号合成手段により生成されたトラッキング誤差信号に基づいてトラッキング誤差値群を生成する。トラッキング誤差値群は、例えば、トラッキング誤差信号に対して所定の時間間隔でサンプリング処理し、かつサンプリング処理された値をサンプリングの時間間隔にわたって０次ホールド処理することによって生成することができる。サンプリング処理は、通常、一定の時間間隔で行われる。
外乱加算部は、誤差入力部で生成されたトラッキング誤差値群に周期性を有する第１の外乱値群を加えて出力する。トラッキング誤差値群と第１の外乱値群を加えるとは、時間的に同期したトラッキング誤差値群を構成するトラッキング誤差値と第１の外乱値群を構成する外乱値とを１つずつ順次に加算して外乱加算誤差値群を生成することを意味する。
位相補償部は、外乱加算部の出力に少なくとも位相補償演算と増幅演算利得に応じた増幅演算とを行って駆動値群を生成する。詳しくは、１つのトラッキング誤差値に対して１つの駆動値が順次に生成される。なお、増幅演算利得は、応答検出部及び利得変更部によって決定される。
駆動出力部は、位相補償部で生成された駆動値群に基づいて駆動信号を生成し、駆動信号を駆動手段に出力する。
応答検出部は、誤差入力部で生成されたトラッキング誤差値群と、第１の外乱値群と同一の周期性を有する第２の外乱値群と、第２の外乱値群と同一の周期性を有し、第２の外乱値群と位相の異なる第３の外乱値群とに基づいて検出複素振幅値を検出する。
利得変更部は、検出複素振幅値と所定の複素振幅値と補正複素値に基づいて増幅演算利得を変更する。第１のトラッキング制御装置では、補正複素値として第１の外乱値群の位相と実質的に同一の位相である複素値を用いて所定の複素振幅値を補正する。これにより、外乱生成関数と第１の外乱値群との位相の相違を補正でき、位相補償部で参照される増幅演算利得を従来よりも高精度で調整することができる。特に、分割数が小さければ、外乱生成関数と第１の外乱値群との位相差が大きくなるために、その効果は更に大きくなる。なお、第１のトラッキング制御装置における所定の複素振幅値は、従来のトラッキング制御装置で用いられていた値と同一とすることができる。
また、第２のトラッキング制御装置における利得変更部は、補正複素値として、第１の外乱値群の位相と実質的に逆位相である複素値を用いて検出複素振幅値を補正する。なお、逆位相とは、正負が逆の位相を意味する。つまり、第１のトラッキング制御装置における補正複素値と第２のトラッキング制御装置における補正複素値とは、共役な複素数である。これにより、外乱生成関数と第１の外乱値群との位相の相違を補正でき、位相補償部で参照される増幅演算利得を従来よりも高精度で調整することができる。なお、第２のトラッキング制御装置における所定の複素振幅値は、従来のトラッキング制御装置で用いられていた値と同一とすることができる。特に、分割数が小さければ、外乱生成関数と第１の外乱値群との位相差が大きくなるために、その効果は更に大きくなる。
ここで、従来よりもトラッキングサーボ系の利得や増幅演算利得を高精度で調整できることについて簡単に説明する。通常、増幅演算利得の初期設定値は、設定どおりに光ディスクが配置され、かつ第１〜第３の外乱値群の位相として外乱生成関数（アナログ信号）の位相を仮定した場合に最適化されるように決定されている。トラッキングサーボ系の利得はその系の一巡伝達関数の利得に応じて変化する。また、トラッキングサーボ系の一巡伝達関数の利得は、応答検出部で検出される検出複素振幅値及び第１の外乱生成関数と第１の外乱値群との位相差に応じて変化する。
したがって、第１及び第２のトラッキング制御装置では、第１の外乱値群に対応する外乱生成関数と第１の外乱値群との位相差（補正複素数の位相）を考慮することによって、トラッキングサーボ系の利得を高精度で調整できる。更に、トラッキングサーボ系の利得を高精度で調整できることによって、位相補償部で参照する増幅演算利得を高精度で調整できる。なお、従来のトラッキング制御装置では、第１の外乱値群に対応する外乱生成関数と第１の外乱値群との位相差は考慮されていない。
本発明に係る第１のトラッキング制御装置では、検出複素振幅値をα、所定の複素振幅値をβ、補正複素値をγとしたとき、利得変更部は、｜α／（α＋β×γ）｜の値に基づいて増幅演算利得を変更することが好ましい。この値に従えば、トラッキングサーボ系の一巡伝達関数の利得を正確に調整できるからである。なお、最終的な値が｜α／（α＋β×γ）｜と同一であれば、所定の複素振幅値と補正振幅値とが乗算される限りにおいて、どのような方法で演算を行ってもよい。
本発明に係る第１のトラッキング制御装置では、第１の外乱値群の１周期を構成する数値群は、時間的に実質的に均等に分割されたＮ個の外乱値からなり、補正複素数値の位相が、実質的に−２π／Ｎ／２であり、所定の複素振幅値の位相が、実質的に０であることが好ましい。第１の外乱値群に対応する外乱生成関数と第１の外乱値群との位相差が−２π／Ｎ／２となるからである。第１の外乱値群の１周期を構成する数値群が、Ｎ個の外乱値からなるとは、分割数がＮであることと同義である。なお、本明細書において、実質的に−２π／Ｎ／２であるとは、所定の複素振幅値を意図的には−２π／Ｎ／２と異ならせないことを意味し、計算誤差や作製誤差等によって厳密に一致しない場合を含意する。以下において、位相が実質的に所定の数値であるという場合、上記と同様の意味とする。
本発明に係る第１のトラッキング制御装置では、補正複素値の位相が、実質的に−２π／Ｎ／２であり、第１の外乱値群の周波数をｆｍとし、トラッキング誤差信号から駆動信号を生成する演算手段における処理時間をＴｄとしたとき、所定の複素振幅値の位相が−２π×ｆｍ×Ｔｄであることが好ましい。演算処理手段における処理時間に基づく位相のずれは−２π×ｆｍ×Ｔｄであるために、演算手段における処理時間に依存するトラッキングサーボ系の利得の変化を抑制できるからである。
本発明に係る第２のトラッキング制御装置では、検出複素振幅値をα、所定の複素振幅値をβ、補正複素値をγとしたとき、利得変更部は、｜α×γ／（α×γ＋β）｜の値に基づいて増幅演算利得を変更することが好ましい。この値に従えば、トラッキングサーボ系の一巡伝達関数の利得を正確に調整できるからである。なお、最終的な値が｜α×γ／（α×γ＋β）｜と同一であれば、検出複素振幅値と補正振幅値とが乗算される限りにおいて、どのような方法で演算を行ってもよい。
本発明に係る第２のトラッキング制御装置では、第１の外乱値群の１周期を構成する数値群は、時間的に実質的に均等に分割されたＮ個の外乱値からなり、補正複素値の位相が、実質的に２π／Ｎ／２であり、所定の複素振幅値の位相が、実質的に０であることが好ましい。第１の外乱値群に対応する外乱生成関数と第１の外乱値群との位相差が−２π／Ｎ／２となるからである。
本発明に係る第２のトラッキング制御装置では、補正複素値の位相が、実質的に２π／Ｎ／２であり、第１の外乱値群の周波数をｆｍとし、トラッキング誤差信号から駆動信号を生成する演算手段における処理時間をＴｄとしたとき、所定の複素振幅値の位相が、実質的に２π×ｆｍ×Ｔｄであることが好ましい。演算手段における処理時間に依存するトラッキングサーボ系の利得の変化を抑制することができる。
本発明に係る第１及び第２のトラッキング制御装置では、第１の外乱値群の１周期を構成する数値群は、時間的に実質的に均等に分割されたＮ個の外乱値からなり、Ｎ個の外乱値を記憶する記憶部を更に有することが好ましい。外乱加算部では、第１の外乱値群は周期性を有するため、１周期ごとに同一の値が外乱値として用いられる。したがって、記憶部を設けてＮ個の外乱値を記憶させておけば、任意の外乱値を記憶部から抽出することができる。これにより、各外乱値を演算によって算出する場合に比べて、高速な処理が実現できる。本明細書において、実質的に均等に分割するとは、均等でない分割を意図的には行わないことを意味し、計算誤差や作製誤差等によって厳密に一致しない場合を含意する。
本発明に係る第１及び第２のトラッキング制御装置では、第２の外乱値群の位相が、第１の外乱値群の位相と実質的に同一であり、第３の外乱値群の位相が、第２の外乱値群の位相と実質的にπ／２だけ異なることが好ましい。検出複素振幅値を正確に検出できるからである。本明細書において、実質的にπ／２だけ異なるとは、意図的にはπ／２以外の位相差に設定しないことを意味し、計算誤差や作製誤差等によって厳密に一致しない場合を含意する。
本発明に係る第１及び第２のトラッキング制御装置では、応答検出部は、第１の外乱値群の周期の整数倍の時間の間に入力された複数のトラッキング誤差値に基づいて検出複素振幅値を検出することが好ましい。検出複素振幅値の測定誤差を低減できるからである。特に、第１の外乱値群の１周期を構成する数値群の個数が少ない場合（分割数が小さい場合）には、その効果は大きくなる。
本発明に係る第１及び第２のトラッキング制御装置では、第１の外乱値群の１周期を構成する数値群は、時間的に実質的に均等に分割された４の整数倍の個数の外乱値からなることが好ましい。
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。
（実施の形態１）
図１は、実施の形態１に係るフォーカス制御装置１００の構成を示すブロック図である。フォーカス制御装置１００は、センサ（センサ手段）１０１を備えている。センサ１０１は、光ディスク１１１からの反射光を受光し、複数個のセンサ信号ＳＥを誤差信号合成器（誤差信号合成手段）１０２へ出力する。誤差信号合成器１０２は、複数個のセンサ信号ＳＥを演算合成したフォーカス誤差信号ＦＥを演算装置（演算手段）１０３へ供給する。
演算装置１０３は、誤差入力部１０４と演算器１０５と駆動出力部１０６とメモリ１０７とを有している。メモリ１０７には、ＲＯＭ１０７ａとＲＡＭ１０７ｂとが設けられている。
誤差入力部１０４は、誤差信号合成器１０２によって合成されたフォーカス誤差信号ＦＥに基づいてフォーカス誤差値を順次に生成して演算器１０５へ供給する。順次に生成された複数のフォーカス誤差値がフォーカス誤差値群である。
図２は、演算器１０５の構成を示すブロック図である。演算器１０５は、外乱加算器（外乱加算部）１を有している。外乱加算器１は、誤差入力部１０４によって生成されたフォーカス誤差値に外乱値を加えて出力する。演算器１０５には、位相補償器（位相補償部）２が設けられている。位相補償器２は、外乱加算器１の出力値に少なくとも位相補償演算と増幅演算とを行い駆動値を出力する。演算器１０５は、応答検出器（応答検出部）３を有している。応答検出器３は、誤差入力部１０４によって生成されたフォーカス誤差値に基づいて外乱値に応答した検出複素振幅値を検出する。演算器１０５には、利得変更器（利得変更部）４が設けられている。利得変更器４は、応答検出器３によって検出された検出複素振幅値と所定の複素振幅値と所定の複素振幅値を補正する補正複素値とに応じて位相補償器２の増幅演算利得を変更する。
駆動出力部１０６は、位相補償器２から出力された駆動値に基づいて駆動信号を駆動回路（駆動手段）１０８へ出力する。駆動回路１０８は、駆動信号に略比例した駆動電流をフォーカスアクチュエータ１０９へ出力する。フォーカスアクチュエータ１０９は、駆動電流に応じて対物レンズ１１０を駆動する。
このように構成されたフォーカス制御装置１００の動作を説明する。
センサ１０１が光ディスク１１１からの反射光を電気信号に変換して複数個のセンサ信号ＳＥを出力すると、誤差信号合成器１０２は、複数個のセンサ信号ＳＥの入力に応じてフォーカス誤差信号ＦＥを出力する。
誤差信号合成器１０２では、例えば、複数個のセンサ信号ＳＥをそれぞれセンサ信号Ａ、センサ信号Ｂ、センサ信号Ｃおよびセンサ信号Ｄとすると、センサ信号Ａ、Ｂ、ＣおよびＤを用いて、（Ａ＋Ｂ）−ＫＥ×（Ｃ＋Ｄ）の演算を行った信号をフォーカス誤差信号ＦＥとして出力している。ここで、ＫＥは所定の実数値である。
演算装置１０３は、誤差信号合成器１０２からのフォーカス誤差信号ＦＥを入力し、メモリ１０７に内蔵された後述するプログラムによって計算処理することにより、駆動信号ＦＯＤを出力する。演算装置１０３が出力する駆動信号ＦＯＤは駆動回路１０８に入力される。そして、駆動回路（駆動手段）１０８では、電力増幅を行いフォーカスアクチュエータ１０９に電力を供給して、対物レンズ１１０を駆動する。
このように、センサ１０１と誤差信号合成器１０２と演算装置１０３とフォーカスアクチュエータ１０９と駆動回路１０８とによってフォーカス制御装置が構成されている。
図１に示す演算装置１０３に設けられたメモリ１０７は、所定のプログラムと定数とが格納されたロム領域１０７ａ（ＲＯＭ：リードオンリーメモリ）と随時必要な変数値を格納するラム領域１０７ｂ（ＲＡＭ：ランダムアクセスメモリ）とに別れている。演算器１０５は、ロム領域１０７ａ内のプログラムに従って所定の動作や演算を行っている。図３にそのプログラムの具体的な一例を示す。以下に、その動作を詳細に説明する。
まず処理２０１では、後述する処理に必要な変数値の初期設定を行う。具体的には、まず参照値テーブルポインタＳＣを初期化する（ＳＣ←０）。ここで、参照値テーブルポインタＳＣの値は正の整数であり、０からＮ−１までの値をとる。Ｎは１周期の外乱値群に含まれる外乱値の個数、つまり、１周期の外乱値群の分割数である。なお、本実施の形態１では、分割数Ｎは、４の倍数の正の整数である（一実施例としては、Ｎを２０とする）。
次に、フォーカスゲイン調整完了フラッグＧＣを初期化する（ＧＣ←０）。ここでフォーカスゲイン調整完了フラッグＧＣは、０または１の値をとり、０の時は、フォーカスゲイン調整が完了していないことを意味し、１の時は、フォーカスゲイン調整が完了していることを意味する。したがって、フォーカスゲイン調整完了フラッグＧＣを初期化することにより、フォーカスゲイン調整が完了していない設定にしている。
そして、正弦波の波数を計数する波数カウンタＫＣを初期化する（ＫＣ←０）。ここで、波数カウンタＫＣの値は正の整数であり、０からＫまでの値をとる。Ｋは、測定波数であり、３以上の正の整数である（一実施例としては、Ｋを５０とする）。さらに、後述する応答検出処理２０５において検出する検出複素振幅値（α）の実数部ＳＵＭＲと検出複素振幅値の虚数部ＳＵＭＩとを初期化する（ＳＵＭＲ←０、ＳＵＭＩ←０）。
さらに、処理２０１では、後述する位相補償処理２１４の動作の初期設定として変数ＦＥ＿Ｉの値を零に初期化する（ＦＥ＿Ｉ←０）。その後、処理２０２の動作を行う。
処理２０２では、フォーカス誤差値ＦＥＤの入力動作を行う。すなわち、演算装置１０３の誤差入力部１０４に入力された誤差信号合成器１０２からのフォーカス誤差信号ＦＥをＡＤ変換し、フォーカス誤差値ＦＥＤに直す。その後、処理２０３の動作を行う。
処理２０３では、フォーカスゲイン調整完了フラッグＧＣの値に応じて、次に行う処理を選択している。具体的には、フォーカスゲイン調整完了フラッグＧＣの値が１の場合には処理２１７の動作に移行し、フォーカスゲイン調整完了フラッグＧＣの値が１でない場合には処理２０４の動作に移行する。この処理２０３により、フォーカスゲイン調整が完了すると、処理２１７の動作に移行し、後述する利得変更処理２１２の動作を最初の１回のみ行うように構成している。
処理２０４では、参照値テーブルポインタＳＣに分割数Ｎを４で割った値を加算し、その加算値の分割数Ｎを法とする値を計算し、余弦波テーブルポインタＣＣの値とする。すなわち、ＣＣ←（ＳＣ＋Ｎ／４） ＭＯＤ Ｎの演算を行う。ここで、Ａ ＭＯＤ Ｂは、ＡのＢを法とする値を表す。例えば、Ａ＝２４，Ｂ＝２０の場合、Ａ ＭＯＤ Ｂは４となる。すなわち、値Ａを値Ｂで割った時の剰余を表す。このような演算を行うことにより、余弦波テーブルポインタＣＣの値は、０からＮ−１の範囲の数値となる。その後、処理２０５の動作を行う。
処理２０５では、参照値テーブルポインタＳＣに基づいてメモリ１０７のＲＯＭ領域１０７ａに格納されている参照値テーブルを参照し、参照値Ｑ［ＳＣ］（第２の外乱値群を構成する外乱値）を得る。その参照値Ｑ［ＳＣ］にフォーカス誤差値ＦＥＤを乗算し、その乗算値と検出複素振幅値の実数部ＳＵＭＲを加算した値を新しい検出複素振幅値の実数部ＳＵＭＲとする（ＳＵＭＲ←ＳＵＭＲ＋ＦＥＤ×Ｑ［ＳＣ］）。ここで、参照値テーブルポインタＳＣの時のＱ［ＳＣ］を、（数式１）に示す。
（数式１）において、Ｐは参照値振幅、Ｎは分割数、πは円周率を表す。参照値振幅Ｐは正の実数である（一実施例では、１００とする）。
さらに処理２０５では、余弦波テーブルポインタＣＣに基づいてメモリ１０７のＲＯＭ領域１０７ａに格納されている参照値テーブルを参照し、参照値Ｑ［ＣＣ］（第３の外乱値群を構成する外乱値）を得る。その参照値Ｑ［ＣＣ］にフォーカス誤差値ＦＥＤを乗算し、その乗算値と検出複素振幅値の虚数部ＳＵＭＩを加算した値を新しい検出複素振幅値の虚数部ＳＵＭＩとする（ＳＵＭＩ←ＳＵＭＩ＋ＦＥＤ×Ｑ［ＣＣ］）。
ここで、処理２０４の動作により、参照値テーブルポインタＳＣと余弦波テーブルポインタＣＣとの間の差をＮ／４（ここで、Ｎは分割数）としている。これにより、参照値Ｑ［ＳＣ］と参照値Ｑ［ＣＣ］との値の位相差が２π／４となる。したがって、実施の形態１では、分割数Ｎを４の倍数にすることにより、第２の外乱値群の位相と第３の外乱値群の位相との位相差を正確に２π／４としている。また、参照値Ｑ［ＳＣ］と参照値Ｑ［ＣＣ］とに共通の参照値テーブルを用いて、ｓｉｎ関数やｃｏｓ関数の計算に要する演算量を削減している。処理２０５の後、処理２０６の動作を行う。ここで、処理２０５は図２に示される応答検出器３に対応している。
処理２０６では、参照値テーブルポインタＳＣに基づいてメモリ１０７のＲＯＭ領域１０７ａに格納されている正弦波の関数テーブルを参照し、外乱値ＦＡＤＤ（第１の外乱値群を構成する外乱値）とする（ＦＡＤＤ←ｔａｂｌｅ［ＳＣ］）。ｔａｂｌｅ［ＳＣ］を、（数式２）に示す。
（数式２）において、Ａｄは外乱値振幅、Ｎは分割数、πは円周率を表す。外乱値振幅Ａｄは正の実数である（一実施例では、１００とする）。一実施例の場合、下記の（数式３）に示すように、正弦波の関数テーブルと参照値テーブルとを兼用した数値テーブルを用いることができるために、メモリ領域を削減することができる。したがって、メモリ容量の観点からは、外乱値振幅Ａｄと参照値振幅Ｐとは同じ値とすることが好ましい。
処理２０６の動作の後、処理２０７の動作を行う。処理２０７では、フォーカス誤差値ＦＥＤに外乱値ＦＡＤＤを加算した値を、誤差信号ＦＯＥとする（ＦＯＥ←ＦＥＤ＋ＦＡＤＤ）。その後、処理２０８の動作を行う。ここで、処理２０７は、図２に示される外乱加算器（外乱加算部）１において行われる処理に相当する。
処理２０８では、参照値テーブルポインタＳＣの値に１を加算し、その値を新しい参照値テーブルポインタＳＣの値としている（ＳＣ←ＳＣ＋１）。このように処理することにより、参照値テーブルポインタＳＣは、１ずつ増加する値となる。その後、処理２０９の動作を行う。
処理２０９では、参照値テーブルポインタＳＣと分割数Ｎの値とに応じて、次に行う処理を選択している。すなわち、参照値テーブルポインタＳＣとＮ−１との値が同じ場合は、処理２１０の動作へ移行する。参照値テーブルポインタＳＣとＮ−１の値が同じでない場合は、処理２１１の動作へ移行する。
ここで、処理２０８と処理２０９との動作により、１ずつ増加する参照値テーブルポインタＳＣがＮ−１と等しくなるということは、処理２０５と処理２０６とで用いた参照値テーブルの全体（第１の外乱値群、第２の外乱値群及び第３の外乱値群の１周期を構成するそれぞれＮ個の外乱値）を順次に参照したことに相当する。このことは、処理２０６において１周期分の第１の外乱値群が得られ、処理２０７において、順次に入力されるＮ個のフォーカス誤差値に、順次に参照されるＮ個（１周期分）の外乱値ＦＡＤＤが加算されたことを意味する。
処理２１０では、参照値テーブルポインタＳＣの値を０にする（ＳＣ←０）。すなわち、参照値テーブルポインタＳＣを初期化する。
さらに、処理２１０では、波数カウンタＫＣの値に１を加算した値を新しい波数カウンタＫＣの値としている（ＫＣ←ＫＣ＋１）。このように処理することにより、波数カウンタＫＣは、１ずつ増加する値となる。その後、処理２１１の動作を行う。処理２１０の動作により、Ｎ個のフォーカス誤差値にＮ個の外乱値ＦＡＤＤが加算される毎に、波数カウンタＫＣが１だけ増加する。
処理２１１では、波数カウンタＫＣと測定波数Ｋとの値に応じて、次に行う処理を選択している。すなわち、波数カウンタＫＣと測定波数Ｋとの値が同じ場合は、処理２１２の動作へ移行する。波数カウンタＫＣと測定波数Ｋとの値が同じでない場合は、処理２１４の動作へ移行する。
処理２１２では、図２に示される利得変更器４（利得変更部）の動作を行う。すなわち、利得変更演算を行うことによって、フォーカスゲイン調整を行う。以下、利得変更器４の具体的な動作を説明する。
まず、利得変更器４における所定の複素振幅値（β）を補正複素数値（γ）で補正した補正複素振幅値ＲＵは、あらかじめ計算されており、下記に示す（数式４）としている。
（数式４）において、Ｒｅ（ＲＵ）は、補正複素振幅値ＲＵの実数部を表し、Ｉｍ（ＲＵ）は補正複素振幅値ＲＵの虚数部を表す。Ｋは測定波数、Ｎは１周期の外乱値群の分割数（外乱値）、Ｐは参照値振幅、Ａｄは外乱値の振幅であり、また、ｊは虚数を表し、下記に示す（数式５）で定義される。
補正複素振幅値ＲＵの位相−ｄ１は、下記に示す（数式６）としている。ここで、Ｋ×Ｎ×Ｐ×Ａｄ／２（位相が零である正の実数）が所定の複素振幅値であり、ｃｏｓ（−ｄ１）＋ｊｓｉｎ（−ｄ１）が補正複素値（位相が−ｄ１）である。
（数式６）において、πは円周率を表す。すべての定数は、応答検出器３の動作前に既知であるため、補正複素振幅値ＲＵをあらかじめ計算することができる。
次に、利得変更器４では、補正複素振幅値ＲＵと、応答検出器３によって検出した検出複素振幅値（ＳＵＭＲ＋ｊ・ＳＵＭＩ）を用いて、後述する位相補償器２の増幅演算利得ｋｇの値の大きさを補正している。具体的には、下記に示す（数式７）を用いて、増幅演算利得ｋｇの値を補正した補正増幅演算利得ｋｇ’を新たに増幅演算利得ｋｇの値に変更する。
（数式７）において、｜Ｈ｜は、測定周波数ｆｍにおけるフォーカスサーボ系の一巡伝達関数の利得であり、下記に示す（数式８）となる。
（数式８）における測定周波数ｆｍは、下記に示す（数式９）となっている。
（数式９）において、ｆｓはサンプリング周波数、Ｎは分割数を表す。（一実施例では、サンプリング周波数ｆｓを１００ｋＨｚとする。この場合、分割数Ｎが２０であるため、測定周波数ｆｍは、５ｋＨｚとなる）。
すなわち、測定周波数ｆｍにおけるフォーカスサーボ系の利得｜Ｈ｜を求め、その逆数を増幅演算利得ｋｇの値に乗算することによって、増幅演算利得ｋｇの値を補正（補正増幅演算利得ｋｇ’の値に変更）する。これにより、フォーカスサーボ系の利得を測定周波数ｆｍで０ｄＢ（１倍）に正確に調整することができる。すなわち、フォーカスゲイン調整を行っている。
処理２１２の動作の後、処理２１３の動作を行う。処理２１３では、フォーカスゲイン調整完了フラッグＧＣの値を１にする（ＧＣ←１）。ここで、フォーカスゲイン調整完了フラッグＧＣの値を１にすることは、利得変更器４の動作が完了し、フォーカスゲイン調整が完了したことを意味する。その後、処理２１４の動作を行う。
処理２１４では、誤差信号ＦＯＥに対して位相補償演算及び増幅演算を行う。具体的には、まず誤差信号ＦＯＥをｋ１倍（ここでｋ１は、正の実数である）した値と変数ＦＥ＿Ｉを加算した値を新しい変数ＦＥ＿Ｉの値とする（ＦＥ＿Ｉ←ＦＥ＿Ｉ＋ＦＯＥ×ｋ１）。また変数ＦＥ＿Ｉの値をｋ２倍（ここでｋ２は、正の実数である）した値と誤差信号ＦＯＥをｋ３倍（ここでｋ３は、正の実数である）した値とを加算した値から、後述する変数ＦＥ１の値をｋ４倍（ここでｋ４は、ｋ３よりも小さい正の実数である）した値を減算した値に増幅演算利得ｋｇの値を乗算し、その値を変数ＦＤの値とする［ＦＤ←（ＦＥ＿Ｉ×ｋ２＋ＦＯＥ×ｋ３−ＦＥ１×ｋ４）×ｋｇ］。さらに誤差信号ＦＥＤの値を変数ＦＥ１の新しい値とする（ＦＥ１←ＦＥＤ）。その後、処理２１５の動作を行う。
この演算を行うことにより、誤差信号ＦＯＥの位相補償及び増幅が行われ、その結果が変数ＦＤの値となる。ここで、処理２１４は、位相補償器２における処理に相当する。
処理２１５では、変数ＦＤの内容を演算装置１０３の駆動出力部１０６に出力し、変数ＦＤの値に比例した駆動信号ＦＯＤに変換する。その後、処理２１６の動作を行う。
処理２１６では、所定時間の遅延処理を行う。すなわち、あらかじめ決められたサンプリング周波数ｆｓで誤差入力部１０４や駆動出力部１０６の動作が行われるように遅延動作を行う。その後、処理２０２の動作へ戻る。
処理２１７では、フォーカス誤差値ＦＥＤの値を、誤差信号ＦＯＥとする（ＦＯＥ←ＦＥＤ）。その後、処理２１４の動作を行う。すなわち、処理２１３でフォーカスゲイン調整完了フラッグＧＣの値に１が設定された後は、処理２０３の動作により、処理２１７の動作が誤差入力部１０４の動作毎に行われる。すなわち、利得変更器４の動作が終了した次のサンプリングタイミングの後は、処理２０４から処理２１３の動作が行われず、処理２１７の処理が行われる。
以上、センサ１０１と誤差信号合成器１０２と演算装置１０３とフォーカスアクチュエータ１０９と駆動回路１０８とによってフォーカス制御装置が構成され、演算装置１０３は、誤差入力部１０４と外乱加算器１と位相補償器２と駆動出力部１０６と応答検出器３と利得変更器４とによって構成されている。
このように構成されたフォーカス制御装置によれば、フォーカスサーボ系の利得を、分割数Ｎの値に依らず、正確に調整することができる。具体的には、利得変更処理２１２の動作により、フォーカスサーボ系の利得を測定周波数ｆｍで０ｄＢ（１倍）となるように位相補償処理２１４において増幅演算利得ｋｇが調整される。以下、このことについて詳しく説明する。
実施の形態１では、利得変更処理２１２（利得変更器４の動作）により、フォーカスサーボ系の利得を所望の値に調整している。以下、利得変更処理２１２を中心に、フォーカスサーボ系の利得が所望の値に調整されることを詳しく説明する。
利得変更処理２１２では、前述したように、（数式６）に示す位相を持つ補正複素振幅値ＲＵと検出複素振幅値（ＳＵＭＲ＋ｊ・ＳＵＭＩ）とを用いて、増幅演算利得ｋｇを変化させている。これにより、フォーカスゲイン調整を行っている。ここで、フォーカスゲイン調整とは、フォーカスサーボ系の利得が測定周波数ｆｍで０ｄＢ（０ｄＢは１倍を意味する）になることを意味する。
利得変更処理２１２では、前述した（数式７）を用いて増幅演算利得ｋｇを更新している。ここで、｜Ｈ｜が測定周波数ｆｍにおけるフォーカスサーボ系の一巡伝達関数の利得であることについて詳しく説明する。
まず、参照値テーブルポインタＳＣがＳＣの時、外乱加算処理２０７において加算される外乱値ＦＡＤＤは、前述した（数式２）によって示される。また、（数式２）によって示される外乱値ＦＡＤＤに対するフォーカスサーボ系の応答Ｙ［ＳＣ］は、フォーカスサーボ系の線形成が成り立つ範囲で、下記に示す（数式１０）と表現することができる。
（数式１０）において、Ｒはフォーカスサーボ系の応答Ｙ［ＳＣ］の振幅を表し、θはフォーカスサーボ系の応答Ｙと第１の外乱値群との位相差を表す。
したがって、（数式１）と（数式１０）とを用いて、応答検出処理２０６の検出複素振幅値（ＳＵＭＲ＋ｊ・ＳＵＭＩ）を計算すると、検出複素振幅値の実数部ＳＵＭＲは、下記に示す（数式１１）となる。また、同様に、検出複素振幅値の虚数部ＳＵＭＲＩは、下記に示す（数式１２）となる。
（数式１１）及び（数式１２）において、Ｙはフォーカスサーボ系の応答Ｙ［ＳＣ］の複素振幅であり、Ｒｅ（Ｙ）は応答Ｙの実数部を表し、Ｉｍ（Ｙ）は応答Ｙの虚数部を表す。なお、ＹＫＣ［ＳＣ］は、波数カウンタＫＣの値ごと（１周期ごと）のフォーカスサーボ系の応答を表す。
実施の形態１では、応答検出処理２０５において検出複素振幅値を演算する際、第１の外乱値群の周期のＫ倍（Ｋは測定波数）の時間だけ積分加算している。これにより、検出複素振幅値ＳＵＭＲとＳＵＭＩとが、それぞれ、より正確に複素振幅Ｙの実数部と虚数部とに対応した値となる。すなわち、フォーカスサーボ系の応答Ｙの複素振幅の振幅と位相とを正確に検出することができる。
（数式１１）と（数式１２）と（数式４）とを（数式８）に代入すると、利得｜Ｈ｜は、下記に示す（数式１３）となる。
一方、図４にフォーカスサーボ系のブロック線図を示す。図４より、フォーカスサーボ系の外乱値ＦＡＤＤからフォーカスサーボ系の応答Ｙ［ＳＣ］までのフォーカスサーボ系の閉ループ特性は、下記に示す（数式１４）となる。
（数式１４）において、ＦＡは参照値テーブルポインタＳＣがＳＣの時の外乱値ＦＡＤＤの外乱複素振幅値を表し、Ｙは外乱値ＦＡＤＤ［ＳＣ］に対するフォーカスサーボ系の応答Ｙ［ＳＣ］の応答複素振幅値を表し、Ｈはフォーカスサーボ系の一巡伝達関数を表し、Ｄは外乱値ＦＡＤＤのフォーカスサーボ系に対する実質的な外乱加算部の伝達関数を表す。
外乱複素振幅値ＦＡは、前述した（数式４）より下記に示す（数式１５）となる。
さらに、（数式１４）と（数式１５）とにより下記に示す（数式１６）が得られる。
（数式１３）と（数式１６）とを比較すると、｜Ｈ｜が測定周波数ｆｍにおけるフォーカスサーボ系の一巡伝達関数の利得であることが分かる。
最後に、加算部の伝達関数Ｄについて説明する。図５に、外乱値ＦＡＤＤの出力値の様子を示す。縦軸は外乱値ＦＡＤＤの値を示し、横軸は参照値テーブルポインタＳＣの値を示す。図５に示すように外乱値ＦＡＤＤは１サンプルタイミング毎に（参照値テーブルポインタＳＣの値が変化する毎に）外乱値ＦＡＤＤの値が変化する階段状の出力値となる。図５において、波形ＦＡＤＤが順次に出力される外乱値ＦＡＤＤの波形（第１の外乱値群の波形）である。すなわち、１サンプルタイミング毎に正弦波値（図５において、正弦波値は波形Ｗ１（外乱生成関数）によって示す）がサンプリングされ、０次ホールドされた波形となる。このようなサンプリングと０次ホールドを行う処理の伝達関数は、下記に示す（数式１７）となる。
（数式１７）において、ｆｍは測定周波数、ｆｓはサンプリング周波数、Ｎは分割数を表す。
以上より、第１の外乱値群のフォーカスサーボ系に対する実質的な加算部の伝達関数Ｄは、前述した（数式１７）で表される。すなわち、（数式１８）となる。
ここで、実施の形態１において併記した一実施例では、第１の外乱値群の分割数Ｎを２０としているため、下記に示す（数式１９）が成立する。
図５に示す波形Ｗ２は、波形Ｗ１に比べて、位相が２π／Ｎ／２遅れた波形を示す。また、図５から、波形ＦＡＤＤ（第１の外乱値群）が略２π／Ｎ／２の位相遅れを持つことも分かる。
以上より、外乱加算部１の伝達関数が加算部の伝達関数Ｄとなることが分かる。これにより、測定周波数ｆｍにおけるフォーカスサーボ系の利得｜Ｈ｜は、前述した（数式８）となることがわかる。さらに、（数式７）により増幅演算利得ｋｇが所望の値に補正され、フォーカスサーボ系の利得が測定周波数ｆｍで０ｄＢ（１倍）に正確に調整できることがわかる。
このように、フォーカスサーボ系の利得が測定周波数ｆｍで０ｄＢ（１倍）に正確に調整できることは、利得変更処理２１２の補正複素振幅値ＲＵの位相を（数式６）のように設定していることに依る。また、（数式６）は、前述した説明により、外乱値ＦＡＤＤからなる第１の外乱値群のフォーカスサーボ系への実質的な位相に対応していることも分かる。
また、実施の形態１では、外乱値ＦＡＤＤのフォーカスサーボ系への実質的な位相に応じて、利得変更処理２１２の補正複素振幅値ＲＵの位相を変化させているため、分割数Ｎが小さくなっても、精度良くフォーカスサーボ系の利得を測定周波数ｆｍで０ｄＢ（１倍）に正確に調整することができる。
さらに、分割数Ｎを変更することにより、測定周波数ｆｍが変更できるため、フォーカスサーボ系の利得を所望の値に調整することができる。
（実施の形態２）
実施の形態２では、本発明のフォーカス制御装置の他の一実施形態について説明する。実施の形態２では、利得変更処理（利得変更部）の動作を除く構成は、前述した実施の形態１と同じであるため、説明を省略する。
実施の形態２に係る利得変更処理では、所定の複素振幅値ＲＵ２を下記に示す（数式２０）とする。
（数式２０）において、Ｒｅ（ＲＵ２）は所定の複素振幅値ＲＵ２の実数部を表し、Ｉｍ（ＲＵ２）は所定の複素振幅値ＲＵ２の虚数部を表す。さらに、Ｋは測定波数、Ｎは分割数、Ｐは参照値振幅、Ａｄは第１の外乱値群の振幅である。
さらに、補正複素値ＣＵを下記に示す（数式２１）とする。
ここで、所定の複素振幅値ＲＵ２の位相は０であり、補正複素値ＣＵとの位相はｄ２となっている。この位相ｄ２は、前述した（数式６）に示した実施の形態１の位相−ｄ１と逆位相（２π／２／Ｎ）であり、外乱値ＦＡＤＤからなる第１の外乱値群のフォーカスサーボ系に対する実質的な逆位相になっている。
利得変更処理では、増幅演算部利得ｋｇを下記に示す（数式２２）によって補正する。
すなわち、測定周波数ｆｍにおけるフォーカスサーボ系の利得｜Ｈ｜を求め、その逆数を増幅演算利得ｋｇに乗算することにより、増幅演算利得ｋｇを補正（補正増幅演算利得ｋｇ’の値に変更）する。これにより、フォーカスサーボ系の利得を測定周波数ｆｍで０ｄＢ（１倍）に正確に調整することができる。
（数式２２）からフォーカスサーポ系の利得｜Ｈ｜を抜き出すと、下記に示す（数式２３）となる。
以上より、（数式２３）は、前述した（数式８）と等価であることが分かる。
したがって、実施の形態２では、検出複素振幅値を補正複素値ＣＵｘによって補正することにより、分割数Ｎが小さくなっても、精度良くフォーカスサーボ系の利得を測定周波数ｆｍで０ｄＢ（１倍）に正確に調整することができる。
さらに、実施の形態２の構成は、前述した実施の形態１の効果に加えて、利得変更処理（利得変更部の動作）で用いる所定の複素振幅値を実数値（位相が０）としている。これにより、あらかじめ記憶しておく容量を少なくしている。
（実施の形態３）
実施の形態３では、本発明に係るフォーカス制御装置のさらに他の一実施形態について説明する。
実施の形態３では、利得変更処理（利得変更部の動作）を除く構成は前述した実施の形態１と同じであるため、説明を省略する。以下、実施の形態３の利得変更処理（利得変更部の動作）を利得変更処理４１２とする。
前述した実施の形態１及び実施の形態２では、演算装置１０３（図１参照）における演算時間に依存した位相のずれは考慮していないが、実施の形態３では、演算時間に依存した位相のずれを考慮して、更に高精度でフォーカスサーボ系の利得を調整する。すなわち、上記の（数式２０）における位相ｄ２に代えて、下記の（数式２４）で示す位相ｄ３を用いる。その他の利得変更処理の構成及び動作は、前述した実施の形態１及び実施の形態２の利得変更処理と同じであるため、説明を省略する。
（数式２４）において、ｆｍは測定周波数、Ｔｄは誤差入力部１０４の入力動作から駆動出力部１０６の出力動作までの演算時間（演算手段の演算時間）Ｔｄを表す。すなわち、（数式２４）の位相ｄ３は、２π／Ｎ／２と２π×ｆｍ×Ｔｄとを加算した値となっている。演算時間Ｔｄは、駆動出力部１０６の出力動作が誤差入力部１０４の入力動作よりもどれだけ時間的に遅れて実行されたかを示すものである。なお、この場合、所定の複素振幅値（β）がＫ・Ｎ・Ｐ・Ａｄ／２・｛ｃｏｓ（−２π×ｆｍ×Ｔｄ）＋ｊｓｉｎ（−２π×ｆｍ×Ｔｄ）｝であり、補正複素値（γ）が｛ｃｏｓ（２π／Ｎ／２）＋ｊｓｉｎ（２π／Ｎ／２）｝である場合に相当している。
このように構成することにより、演算時間Ｔｄによる位相のずれ（−２π×ｆｍ×Ｔｄ）が前述した（数式６）の位相ｄ１に比べて無視できない程度に大きくなっても、フォーカスサーボ系の利得が測定周波数ｆｍで０ｄＢ（１倍）により正確に調整できる。以下、このことについて詳しく説明する。
まず、演算時間Ｔｄによる位相のずれが前述した（数式６）によって示される位相に比べて、無視できる程度に小さい場合には、前述した実施の形態１及び実施の形態２で用いた第１の外乱値群の位相である（数６）の値と（数式２４）の値とがほぼ等しくなるため、フォーカスサーボ系の利得が測定周波数ｆｍで０ｄＢ（１倍）に調整できることがわかる。
次に、演算時間Ｔｄが前述した（数６）によって示される位相値に比べて、無視できない程度に大きい場合について説明する。
この場合、演算時間Ｔｄに依存する位相のずれは、前述した（数式６）によって示される位相に対して加算される。演算時間Ｔｄによる位相のずれＴｐは、フォーカスサーボ系の利得が測定周波数ｆｍに対しては、下記に示す（数式２５）となる。
以上より、（数式２５）と（数式６）とを加算することにより（数式２４）が得られる。
実施の形態３では、利得変更処理の動作により、演算時間Ｔｄが（数式６）で示される位相値に比べて、無視できない程度に大きい場合でも、（数式２４）に示すようにその影響を考慮して、増幅演算利得ｋｇの演算を行っているため、フォーカスサーボ系の利得が測定周波数ｆｍで０ｄＢ（１倍）により正確に調整できる。
なお、本実施の形態３では、フォーカスサーボ系の利得｜Ｈ｜を算出するために、所定の複素振幅値（β）の位相部分と補正複素値とを予め演算した値（複素利得Ｈの分母及び分子に所定の複素振幅値と共役な複素値を乗算した値）を用いたが、他の演算方法により算出してもよく、本発明は実施の形態３の演算方法に限定されるものではない。
また、図２に示された位相補償器２における処理２１４に限定されるものではなく、フォーカスサーボ系の位相を補償する動作を行うものであれば良い。図２に示された位相補償器２と異なる構成の位相補償器を設けたとしても、本発明に含まれる。
また、上記の実施の形態１〜３では、外乱値を１サンプル毎に出力しているが、これを複数サンプル毎に出力するように構成してもよく、このように変更しても本発明に含まれる。
さらに、上記の実施の形態１〜３のデジタル回路で構成した部分をアナログ回路で構成することや、アナログ回路で構成した部分をデジタル回路で構成することなど、様々な変更が考えられる。このように変更を行っても本発明に含まれることは言うまでもない。
以上のように実施の形態１〜３によれば、利得変更器４の動作により、精度良くフォーカス制御装置のループゲイン特性を調整することができる。特に、分割数Ｎが小さい場合であっても、精度良くフォーカス制御装置のループゲイン特性を調整することができる。すなわち、利得変更処理において、利得変更処理の補正複素値の位相を外乱加算部の第１の外乱値の位相に応じた値にし、補正複素値によって検出複素振幅値又は所定の複素振幅値を補正することにより、精度良くループゲイン特性を調整している。
特に、フォーカスサーボ系の広帯域化と演算装置の省電力化とを目的とした動作クロックの低下により、分割数Ｎはますます小さくなる傾向にある。このような場合でも、本実施の形態に係るフォーカス制御装置を用いることにより、精度良くループゲイン特性を調整することが可能である。
（実施の形態４）
図６は、実施の形態４に係るトラッキング制御装置１００Ａの構成を示すブロック図である。トラッキング制御装置１００Ａは、センサ（センサ手段）１０１Ａを備えている。センサ１０１Ａは、光ディスク１１１からの反射光を受光し、複数個のセンサ信号ＳＥ１を誤差信号合成器（誤差信号合成手段）１０２Ａへ出力する。誤差信号合成器１０２Ａは、複数個のセンサ信号ＳＥ１を演算合成したトラッキング誤差信号ＴＥを演算装置（演算手段）１０３Ａへ供給する。
演算装置１０３Ａは、誤差入力部１０４Ａと演算器１０５Ａと駆動出力部１０６Ａとメモリ１０７とを有している。メモリ１０７には、ＲＯＭ１０７ａとＲＡＭ１０７ｂとが設けられている。
誤差入力部１０４Ａは、誤差信号合成器１０２Ａによって合成されたトラッキング誤差信号ＴＥに基づいてトラッキング誤差値を順次に生成して演算器１０５Ａへ供給する。順次に生成された複数のトラッキング誤差値がトラッキング誤差値群である。
図７は、演算器１０５Ａの構成を示すブロック図である。演算器１０５Ａは、外乱加算器（外乱加算部）１Ａを有している。外乱加算器１Ａは、誤差入力部１０４Ａによって生成されたトラッキング誤差値に外乱値を加えて出力する。演算器１０５Ａには、位相補償器（位相補償部）２Ａが設けられている。位相補償器２Ａは、外乱加算器１Ａの出力値に少なくとも位相補償演算と増幅演算とを行い駆動値を出力する。演算器１０５Ａは、応答検出器（応答検出部）３Ａを有している。応答検出器３Ａは、誤差入力部１０４Ａによって生成されたトラッキング誤差値に基づいて外乱値に応答した検出複素振幅値を検出する。演算器１０５Ａには、利得変更器（利得変更部）４Ａが設けられている。利得変更器４Ａは、応答検出器３Ａによって検出された検出複素振幅値と所定の複素振幅値と所定の複素振幅値を補正する補正複素値とに応じて位相補償器２Ａの増幅演算利得を変更する。
駆動出力部１０６Ａは、位相補償器２Ａから出力された駆動値に基づいて駆動信号を駆動回路（駆動手段）１０８Ａへ出力する。駆動回路１０８Ａは、駆動信号に略比例した駆動電流をトラッキングアクチュエータ１０９Ａへ出力する。トラッキングアクチュエータ１０９Ａは、駆動電流に応じて対物レンズ１１０を駆動する。
このように構成されたトラッキング制御装置１００Ａの動作を説明する。
センサ１０１Ａが光ディスク１１１からの反射光を電気信号に変換して複数個のセンサ信号ＳＥ１を出力すると、誤差信号合成器１０２Ａは、複数個のセンサ信号ＳＥ１の入力に応じてトラッキング誤差信号ＴＥを出力する。
誤差信号合成器１０２Ａでは、例えば、複数個のセンサ信号ＳＥ１をそれぞれセンサ信号Ａ１、センサ信号Ｂ１、センサ信号Ｃ１およびセンサ信号Ｄ１とすると、センサ信号Ａ１、Ｂ１、Ｃ１およびＤ１を用いて、（Ａ１＋Ｂ１）−ＫＥ１×（Ｃ１＋Ｄ１）の演算を行った信号をトラッキング誤差信号ＴＥとして出力している。ここで、ＫＥ１は所定の実数値である。
演算装置１０３Ａは、誤差信号合成器１０２Ａからのトラッキング誤差信号ＴＥが入力され、メモリ１０７Ａに内蔵された後述するプログラムによって計算処理することにより、駆動信号ＴＯＤを出力する。演算装置１０３Ａが出力する駆動信号ＴＯＤは駆動回路１０８Ａに入力される。そして、駆動回路（駆動手段）１０８Ａでは、電力増幅を行いトラッキングアクチュエータ１０９Ａに電力を供給して、対物レンズ１１０を駆動する。
このように、センサ１０１Ａと誤差信号合成器１０２Ａと演算装置１０３Ａとトラッキングアクチュエータ１０９Ａと駆動回路１０８Ａとによってトラッキング制御装置が構成されている。
図６に示す演算装置１０３Ａに設けられたメモリ１０７は、所定のプログラムと定数とが格納されたロム領域１０７ａ（ＲＯＭ：リードオンリーメモリ）と随時必要な変数値を格納するラム領域１０７ｂ（ＲＡＭ：ランダムアクセスメモリ）とに別れている。演算器１０５は、ロム領域１０７ａ内のプログラムに従って所定の動作や演算を行っている。図８にそのプログラムの具体的な一例を示す。以下に、その動作を詳細に説明する。
まず処理４０１では、後述する処理に必要な変数値の初期設定を行う。具体的には、まず参照値テーブルポインタＳＣｘを初期化する（ＳＣｘ←０）。ここで、参照値テーブルポインタＳＣｘの値は正の整数であり、０からＮｘ−１までの値をとる。Ｎｘは１周期の外乱値群に含まれる外乱値の個数、つまり、１周期の外乱値群の分割数である。なお、本実施の形態４では、分割数Ｎｘは、４の倍数の正の整数である（一実施例としては、Ｎｘを２０とする）。
次に、トラッキングゲイン調整完了フラッグＧＣｘを初期化する（ＧＣｘ←０）。ここでトラッキングゲイン調整完了フラッグＧＣｘは、０または１の値をとり、０の時は、トラッキングゲイン調整が完了していないことを意味し、１の時は、トラッキングゲイン調整が完了していることを意味する。したがって、トラッキングゲイン調整完了フラッグＧＣｘを初期化することにより、トラッキングゲイン調整が完了していない設定にしている。
そして、正弦波の波数を計数する波数カウンタＫＣｘを初期化する（ＫＣｘ←０）。ここで、波数カウンタＫＣｘの値は正の整数であり、０からＫｘまでの値をとる。Ｋｘは、測定波数であり、３以上の正の整数である（一実施例としては、Ｋｘを５０とする）。さらに、後述する応答検出処理４０５において検出する検出複素振幅値（α）の実数部ＳＵＭＲと検出複素振幅値の虚数部ＳＵＭＩｘとを初期化する（ＳＵＭＲｘ←０、ＳＵＭＩｘ←０）。
さらに、処理４０１では、後述する位相補償処理４１４の動作の初期設定として変数ＴＥ＿Ｉの値を零に初期化する（ＴＥ＿Ｉ←０）。その後、処理２０２の動作を行う。
処理４０２では、トラッキング誤差値ＴＥＤの入力動作を行う。すなわち、演算装置１０３の誤差入力部１０４に入力された誤差信号合成器１０２からのトラッキング誤差信号ＦＥをＡＤ変換し、トラッキング誤差値ＦＥＤに直す。その後、処理２０３の動作を行う。
処理４０３では、トラッキングゲイン調整完了フラッグＧＣｘの値に応じて、次に行う処理を選択している。具体的には、トラッキングゲイン調整完了フラッグＧＣｘの値が１の場合には処理４１７の動作に移行し、トラッキングゲイン調整完了フラッグＧＣｘの値が１でない場合には処理４０４の動作に移行する。この処理４０３により、トラッキングゲイン調整が完了すると、処理４１７の動作に移行し、後述する利得変更処理４１２の動作を最初の１回のみ行うように構成している。
処理４０４では、参照値テーブルポインタＳＣｘに分割数Ｎｘを４で割った値を加算し、その加算値の分割数Ｎｘを法とする値を計算し、余弦波テーブルポインタＣＣｘの値とする。すなわち、ＣＣｘ←（ＳＣｘ＋Ｎｘ／４） ＭＯＤ Ｎｘの演算を行う。ここで、Ａ ＭＯＤ Ｂは、ＡのＢを法とする値を表す。例えば、Ａ＝２４，Ｂ＝２０の場合、Ａ ＭＯＤ Ｂは４となる。すなわち、値Ａを値Ｂで割った時の剰余を表す。このような演算を行うことにより、余弦波テーブルポインタＣＣｘの値は、０からＮｘ−１の範囲の数値となる。その後、処理４０５の動作を行う。
処理４０５では、参照値テーブルポインタＳＣｘに基づいてメモリ１０７のＲＯＭ領域１０７ａに格納されている参照値テーブルを参照し、参照値Ｑｘ［ＳＣｘ］（第２の外乱値群を構成する外乱値）を得る。その参照値Ｑｘ［ＳＣｘ］にトラッキング誤差値ＴＥＤを乗算し、その乗算値と検出複素振幅値の実数部ＳＵＭＲｘを加算した値を新しい検出複素振幅値の実数部ＳＵＭＲｘとする（ＳＵＭＲｘ←ＳＵＭＲｘ＋ＴＥＤ×Ｑｘ［ＳＣｘ］）。ここで、参照値テーブルポインタＳＣｘの時のＱｘ［ＳＣｘ］を、（数式２６）に示す。
（数式２６）において、Ｐｘは参照値振幅、Ｎｘは分割数、πは円周率を表す。参照値振幅Ｐｘは正の実数である（一実施例では、１００とする）。
さらに処理４０５では、余弦波テーブルポインタＣＣｘに基づいてメモリ１０７のＲＯＭ領域１０７ａに格納されている参照値テーブルを参照し、参照値Ｑｘ［ＣＣｘ］（第３の外乱値群を構成する外乱値）を得る。その参照値Ｑｘ［ＣＣｘ］にトラッキング誤差値ＦＥＤを乗算し、その乗算値と検出複素振幅値の虚数部ＳＵＭＩｘを加算した値を新しい検出複素振幅値の虚数部ＳＵＭＩｘとする（ＳＵＭＩｘ←ＳＵＭＩｘ＋ＴＥＤ×Ｑｘ［ＣＣｘ］）。
ここで、処理４０４の動作により、参照値テーブルポインタＳＣｘと余弦波テーブルポインタＣＣｘとの間の差をＮｘ／４（ここで、Ｎｘは分割数）としている。これにより、参照値Ｑｘ［ＳＣｘ］と参照値Ｑｘ［ＣＣｘ］との値の位相差が２π／４となる。したがって、実施の形態４では、分割数Ｎｘを４の倍数にすることにより、第２の外乱値群の位相と第３の外乱値群の位相との位相差を正確に２π／４としている。また、参照値Ｑｘ［ＳＣｘ］と参照値Ｑｘ［ＣＣｘ］とに共通の参照値テーブルを用いて、ｓｉｎ関数やｃｏｓ関数の計算に要する演算量を削減している。処理４０５の後、処理４０６の動作を行う。ここで、処理４０５は図７に示される応答検出器３Ａに対応している。
処理４０６では、参照値テーブルポインタＳＣｘに基づいてメモリ１０７のＲＯＭ領域１０７ａに格納されている正弦波の関数テーブルを参照し、外乱値ＴＡＤＤ（第１の外乱値群を構成する外乱値）とする（ＴＡＤＤ←ｔａｂｌｅｘ［ＳＣｘ］）。ｔａｂｌｅｘ［ＳＣｘ］を、（数式２７）に示す。
（数式２７）において、Ａｄｘは外乱値振幅、Ｎｘは分割数、πは円周率を表す。外乱値振幅Ａｄｘは正の実数である（一実施例では、１００とする）。一実施例の場合、下記の（数式２８）に示すように、正弦波の関数テーブルと参照値テーブルとを兼用した数値テーブルを用いることができるために、メモリ領域を削減することができる。したがって、メモリ容量の観点からは、外乱値振幅Ａｄｘと参照値振幅Ｐｘとは同じ値とすることが好ましい。
処理４０６の動作の後、処理４０７の動作を行う。処理４０７では、トラッキング誤差値ＴＥＤに外乱値ＴＡＤＤを加算した値を、誤差信号ＴＯＥとする（ＴＯＥ←ＴＥＤ＋ＴＡＤＤ）。その後、処理４０８の動作を行う。ここで、処理４０７は、図７に示される外乱加算器（外乱加算部）１Ａにおいて行われる処理に相当する。
処理４０８では、参照値テーブルポインタＳＣｘの値に１を加算し、その値を新しい参照値テーブルポインタＳＣｘの値としている（ＳＣｘ←ＳＣｘ＋１）。このように処理することにより、参照値テーブルポインタＳＣｘは、１ずつ増加する値となる。その後、処理４０９の動作を行う。
処理４０９では、参照値テーブルポインタＳＣｘと分割数Ｎｘの値とに応じて、次に行う処理を選択している。すなわち、参照値テーブルポインタＳＣｘとＮｘ−１との値が同じ場合は、処理４１０の動作へ移行する。参照値テーブルポインタＳＣｘとＮｘ−１の値が同じでない場合は、処理４１１の動作へ移行する。
ここで、処理４０８と処理４０９との動作により、１ずつ増加する参照値テーブルポインタＳＣｘがＮｘ−１と等しくなるということは、処理４０５と処理４０６とで用いた参照値テーブルの全体（第１の外乱値群、第２の外乱値群及び第３の外乱値群の１周期を構成するそれぞれＮｘ個の外乱値）を順次に参照したことに相当する。このことは、処理４０６において１周期分の第１の外乱値群が得られ、処理４０７において、順次に入力されるＮ個のトラッキング誤差値に、順次に参照されるＮｘ個（１周期分）の外乱値ＴＡＤＤが加算されたことを意味する。
処理４１０では、参照値テーブルポインタＳＣｘの値を０にする（ＳＣｘ←０）。すなわち、参照値テーブルポインタＳＣｘを初期化する。
さらに、処理４１０では、波数カウンタＫＣｘの値に１を加算した値を新しい波数カウンタＫＣｘの値としている（ＫＣｘ←ＫＣｘ＋１）。このように処理することにより、波数カウンタＫＣｘは、１ずつ増加する値となる。その後、処理４１１の動作を行う。処理４１０の動作により、Ｎｘ個のトラッキング誤差値にＮｘ個の外乱値ＴＡＤＤが加算される毎に、波数カウンタＫＣｘが１だけ増加する。
処理４１１では、波数カウンタＫＣｘと測定波数Ｋｘとの値に応じて、次に行う処理を選択している。すなわち、波数カウンタＫＣｘと測定波数Ｋｘとの値が同じ場合は、処理４１２の動作へ移行する。波数カウンタＫＣｘと測定波数Ｋｘとの値が同じでない場合は、処理４１４の動作へ移行する。
処理４１２では、図７に示される利得変更器（利得変更部）４Ａの動作を行う。すなわち、利得変更演算を行うことによって、トラッキングゲイン調整を行う。以下、利得変更器４Ａの具体的な動作を説明する。
まず、利得変更器４Ａにおける所定の複素振幅値（β）を補正複素数値（γ）で補正した補正複素振幅値ＲＵｘは、あらかじめ計算されており、下記に示す（数式２９）としている。
（数式２９）において、Ｒｅ（ＲＵｘ）は、補正複素振幅値ＲＵｘの実数部を表し、Ｉｍ（ＲＵｘ）は補正複素振幅値ＲＵｘの虚数部を表す。Ｋｘは測定波数、Ｎｘは１周期の外乱値群の分割数、Ｐｘは参照値振幅、Ａｄｘは外乱値の振幅であり、また、ｊは虚数を表し、下記に示す（数式３０）で定義される。
補正複素振幅値ＲＵｘの位相−ｄ１ｘは、下記に示す（数式３１）としている。ここで、Ｋｘ×Ｎｘ×Ｐｘ×Ａｄｘ／２（位相が零である正の実数）が所定の複素振幅値であり、ｃｏｓ（−ｄ１ｘ）＋ｊｓｉｎ（−ｄ１ｘ）が補正複素値（位相が−ｄ１ｘ）である。
（数式３１）において、πは円周率を表す。すべての定数は、応答検出器３Ａの動作前に既知であるため、補正複素振幅値ＲＵｘをあらかじめ計算することができる。
次に、利得変更器４Ａでは、補正複素振幅値ＲＵｘと、応答検出器３Ａによって検出した検出複素振幅値（ＳＵＭＲｘ＋ｊ・ＳＵＭＩｘ）を用いて、後述する位相補償器２Ａの増幅演算利得ｋｇｘの値の大きさを補正している。具体的には、下記に示す（数式３２）を用いて、増幅演算利得ｋｇｘの値を補正した補正増幅演算利得ｋｇｘ’を新たに増幅演算利得ｋｇｘの値に変更する。
（数式３２）において、｜Ｈｘ｜は、測定周波数ｆｍｘにおけるトラッキングサーボ系の一巡伝達関数の利得であり、下記に示す（数式３３）となる。
（数式３３）における測定周波数ｆｍｘは、下記に示す（数式３４）となっている。
（数式３４）において、ｆｓｘはサンプリング周波数、Ｎｘは分割数を表す。（一実施例では、サンプリング周波数ｆｓｘを１００ｋＨｚとする。この場合、分割数Ｎｘが２０であるため、測定周波数ｆｍｘは、５ｋＨｚとなる）。
すなわち、測定周波数ｆｍｘにおけるトラッキングサーボ系の利得｜Ｈｘ｜を求め、その逆数を増幅演算利得ｋｇｘの値に乗算することによって、増幅演算利得ｋｇｘの値を補正（補正増幅演算利得ｋｇｘ’の値に変更）する。これにより、トラッキングサーボ系の利得を測定周波数ｆｍｘで０ｄＢ（１倍）に正確に調整することができる。すなわち、トラッキングゲイン調整を行っている。
処理４１２の動作の後、処理４１３の動作を行う。処理４１３では、トラッキングゲイン調整完了フラッグＧＣｘの値を１にする（ＧＣｘ←１）。ここで、トラッキングゲイン調整完了フラッグＧＣｘの値を１にすることは、利得変更器４Ａの動作が完了し、トラッキングゲイン調整が完了したことを意味する。その後、処理４１４の動作を行う。
処理４１４では、誤差信号ＴＯＥに対して位相補償演算及び増幅演算を行う。具体的には、まず誤差信号ＴＯＥをｋ１ｘ倍（ここでｋ１ｘは、正の実数である）した値と変数ＴＥ＿Ｉを加算した値を新しい変数ＴＥ＿Ｉの値とする（ＴＥ＿Ｉ←ＴＥ＿Ｉ＋ＴＯＥ×ｋ１ｘ）。また変数ＴＥ＿Ｉの値をｋ２ｘ倍（ここでｋ２ｘは、正の実数である）した値と誤差信号ＴＯＥをｋ３ｘ倍（ここでｋ３ｘは、正の実数である）した値とを加算した値から、後述する変数ＴＥ１の値をｋ４ｘ倍（ここでｋ４ｘは、ｋ３ｘよりも小さい正の実数である）した値を減算した値に増幅演算利得ｋｇｘの値を乗算し、その値を変数ＴＤの値とする［ＴＤ←（ＴＥ＿Ｉ×ｋ２ｘ＋ＴＯＥ×ｋ３ｘ−ＴＥ１×ｋ４ｘ）×ｋｇｘ］。さらに誤差信号ＴＥＤの値を変数ＴＥ１の新しい値とする（ＴＥ１←ＴＥＤ）。その後、処理４１５の動作を行う。
この演算を行うことにより、誤差信号ＴＯＥの位相補償及び増幅が行われ、その結果が変数ＴＤの値となる。ここで、処理４１４は、位相補償器２Ａにおける処理に相当する。
処理４１５では、変数ＴＤの内容を演算装置１０３Ａの駆動出力部１０６Ａに出力し、変数ＴＤの値に比例した駆動信号ＴＯＤに変換する。その後、処理４１６の動作を行う。
処理４１６では、所定時間の遅延処理を行う。すなわち、あらかじめ決められたサンプリング周波数ｆｓｘで誤差入力部１０４Ａや駆動出力部１０６Ａの動作が行われるように遅延動作を行う。その後、処理４０２の動作へ戻る。
処理４１７では、トラッキング誤差値ＴＥＤの値を、誤差信号ＴＯＥとする（ＴＯＥ←ＴＥＤ）。その後、処理４１４の動作を行う。すなわち、処理４１３でトラッキングゲイン調整完了フラッグＧＣｘの値に１が設定された後は、処理４０３の動作により、処理４１７の動作が誤差入力部１０４Ａの動作毎に行われる。すなわち、利得変更器４Ａの動作が終了した次のサンプリングタイミングの後は、処理４０４から処理４１３の動作が行われず、処理４１７の処理が行われる。
以上、センサ１０１Ａと誤差信号合成器１０２Ａと演算装置１０３Ａとトラッキングアクチュエータ１０９Ａと駆動回路１０８Ａとによってトラッキング制御装置が構成され、演算装置１０３Ａは、誤差入力部１０４Ａと外乱加算器１Ａと位相補償器２Ａと駆動出力部１０６Ａと応答検出器３Ａと利得変更器４Ａとによって構成されている。
このように構成されたトラッキング制御装置によれば、トラッキングサーボ系の利得を、分割数Ｎｘの値に依らず、正確に調整することができる。具体的には、利得変更処理４１２の動作により、トラッキングサーボ系の利得を測定周波数ｆｍｘで０ｄＢ（１倍）となるように位相補償処理４１４において増幅演算利得ｋｇｘが調整される。以下、このことについて詳しく説明する。
実施の形態４では、利得変更処理４１２（利得変更器４Ａの動作）により、トラッキングサーボ系の利得を所望の値に調整している。以下、利得変更処理４１２を中心に、トラッキングサーボ系の利得が所望の値に調整されることを詳しく説明する。
利得変更処理４１２では、前述したように、（数式３１）に示す位相を持つ補正複素振幅値ＲＵｘと検出複素振幅値（ＳＵＭＲｘ＋ｊ・ＳＵＭＩｘ）とを用いて、増幅演算利得ｋｇｘを変化させている。これにより、トラッキングゲイン調整を行っている。ここで、トラッキングゲイン調整とは、トラッキングサーボ系の利得が測定周波数ｆｍｘで０ｄＢ（０ｄＢは１倍を意味する）になることを意味する。
利得変更処理４１２では、前述した（数式３２）を用いて増幅演算利得ｋｇｘを更新している。ここで、｜Ｈｘ｜が測定周波数ｆｍｘにおけるトラッキングサーボ系の一巡伝達関数の利得であることについて詳しく説明する。
まず、参照値テーブルポインタＳＣｘがＳＣｘの時、外乱加算処理４０７において加算される外乱値ＴＡＤＤは、前述した（数式２７）によって示される。また、（数式２７）によって示される外乱値ＴＡＤＤに対するトラッキングサーボ系の応答Ｙｘ［ＳＣｘ］は、トラッキングサーボ系の線形成が成り立つ範囲で、下記に示す（数式３５）と表現することができる。
（数式３５）において、Ｒｘはトラッキングサーボ系の応答Ｙｘ［ＳＣｘ］の振幅を表し、θｘはトラッキングサーボ系の応答Ｙｘと第１の外乱値群との位相差を表す。
したがって、（数式２６）と（数式３５）とを用いて、応答検出処理４０６の検出複素振幅値（ＳＵＭＲｘ＋ｊ・ＳＵＭＩｘ）を計算すると、検出複素振幅値の実数部ＳＵＭＲｘは、下記に示す（数式３６）となる。また、同様に、検出複素振幅値の虚数部ＳＵＭＲＩｘは、下記に示す（数式３７）となる。
（数式３６）及び（数式３７）において、Ｙｘはトラッキングサーボ系の応答Ｙｘ［ＳＣｘ］の複素振幅であり、Ｒｅ（Ｙｘ）は応答Ｙｘの実数部を表し、Ｉｍ（Ｙｘ）は応答Ｙｘの虚数部を表す。なお、ＹｘＫＣ［ＳＣｘ］は、波数カウンタＫＣｘの値ごと（１周期ごと）のトラッキングサーボ系の応答を表す。
実施の形態４では、応答検出処理４０５において検出複素振幅値を演算する際、第１の外乱値群の周期のＫｘ倍（Ｋｘは測定波数）の時間だけ積分加算している。これにより、検出複素振幅値ＳＵＭＲｘとＳＵＭＩｘとが、それぞれ、より正確に複素振幅Ｙｘの実数部と虚数部とに対応した値となる。すなわち、トラッキングサーボ系の応答Ｙｘの複素振幅の振幅と位相とを正確に検出することができる。
（数式３６）と（数式３７）と（数式２９）とを（数式３３）に代入すると、利得｜Ｈｘ｜は、下記に示す（数式３８）となる。
一方、図９にトラッキングサーボ系のブロック線図を示す。図９より、トラッキングサーボ系の外乱値ＴＡＤＤからトラッキングサーボ系の応答Ｙｘ［ＳＣｘ］までのトラッキングサーボ系の閉ループ特性は、下記に示す（数式３９）となる。
（数式３９）において、ＴＡは参照値テーブルポインタＳＣｘがＳＣｘの時の外乱値ＴＡＤＤの外乱複素振幅値を表し、Ｙｘは外乱値ＴＡＤＤ［ＳＣｘ］に対するトラッキングサーボ系の応答Ｙｘ［ＳＣｘ］の応答複素振幅値を表し、Ｈｘはトラッキングサーボ系の一巡伝達関数を表し、Ｄｘは外乱値ＴＡＤＤのトラッキングサーボ系に対する実質的な外乱加算部の伝達関数を表す。
外乱複素振幅値ＴＡは、前述した（数式２９）より下記に示す（数式４０）となる。
さらに、（数式３９）と（数式４０）とにより下記に示す（数式４１）が得られる。
（数式３８）と（数式４１）とを比較すると、｜Ｈｘ｜が測定周波数ｆｍｘにおけるトラッキングサーボ系の一巡伝達関数の利得であることが分かる。
最後に、加算部の伝達関数Ｄｘについて説明する。図１０に、外乱値ＴＡＤＤの出力値の様子を示す。縦軸は外乱値ＴＡＤＤの値を示し、横軸は参照値テーブルポインタＳＣｘの値を示す。図１０に示すように外乱値ＴＡＤＤは１サンプルタイミング毎に（参照値テーブルポインタＳＣｘの値が変化する毎に）外乱値ＴＡＤＤの値が変化する階段状の出力値となる。図１０において、波形ＴＡＤＤが順次に出力される外乱値ＴＡＤＤの波形（第１の外乱値群の波形）である。すなわち、１サンプルタイミング毎に正弦波値（図１０において、正弦波値は波形Ｗ３（外乱生成関数）によって示す）がサンプリングされ、０次ホールドされた波形となる。このようなサンプリングと０次ホールドを行う処理の伝達関数は、下記に示す（数式４２）となる。
（数式４２）において、ｆｍｘは測定周波数、ｆｓｘはサンプリング周波数、Ｎｘは分割数を表す。
以上より、第１の外乱値群のトラッキングサーボ系に対する実質的な加算部の伝達関数Ｄｘは、前述した（数式４２）で表される。すなわち、（数式４３）となる。
ここで、実施の形態４において併記した一実施例では、第１の外乱値群の分割数Ｎｘを２０としているため、下記に示す（数式４４）が成立する。
図１０に示す波形Ｗ４は、波形Ｗ３に比べて、位相が２π／Ｎ／２遅れた波形を示す。また、図５から、波形ＴＡＤＤ（第１の外乱値群）が略２π／Ｎ／２の位相遅れを持つことも分かる。
以上より、外乱加算部１Ａの伝達関数が加算部の伝達関数Ｄｘとなることが分かる。これにより、測定周波数ｆｍｘにおけるトラッキングサーボ系の利得｜Ｈｘ｜は、前述した（数式３３）となることがわかる。さらに、（数式３２）により増幅演算利得ｋｇｘが所望の値に補正され、トラッキングサーボ系の利得が測定周波数ｆｍｘで０ｄＢ（１倍）に正確に調整できることがわかる。
このように、トラッキングサーボ系の利得が測定周波数ｆｍｘで０ｄＢ（１倍）に正確に調整できることは、利得変更処理４１２の補正複素振幅値ＲＵｘの位相を（数式３１）のように設定していることに依る。また、（数式３１）は、前述した説明により、外乱値ＴＡＤＤからなる第１の外乱値群のトラッキングサーボ系への実質的な位相に対応していることも分かる。
また、実施の形態４では、外乱値ＴＡＤＤのトラッキングサーボ系への実質的な位相に応じて、利得変更処理４１２の補正複素振幅値ＲＵｘの位相を変化させているため、分割数Ｎｘが小さくなっても、精度良くトラッキングサーボ系の利得を測定周波数ｆｍｘで０ｄＢ（１倍）に正確に調整することができる。
さらに、分割数Ｎｘを変更することにより、測定周波数ｆｍｘが変更できるため、トラッキングサーボ系の利得を所望の値に調整することができる。
（実施の形態５）
実施の形態５では、本発明のトラッキング制御装置の他の一実施形態について説明する。実施の形態５では、利得変更処理（利得変更部）の動作を除く構成は、前述した実施の形態１と同じであるため、説明を省略する。
実施の形態５に係る利得変更処理では、所定の複素振幅値ＲＵ２ｘを下記に示す（数式４５）とする。
（数式４５）において、Ｒｅ（ＲＵ２ｘ）は所定の複素振幅値ＲＵ２ｘの実数部を表し、Ｉｍ（ＲＵ２ｘ）は所定の複素振幅値ＲＵ２ｘの虚数部を表す。さらに、Ｋｘは測定波数、Ｎｘは分割数、Ｐｘは参照値振幅、Ａｄｘは第１の外乱値群の振幅である。
さらに、補正複素値ＣＵｘを下記に示す（数式４６）とする。
ここで、所定の複素振幅値ＲＵ２の位相は０であり、補正複素値ＣＵとの位相は、ｄ２となっている。この位相ｄ２ｘは、前述した（数式３１）に示した実施の形態４の位相−ｄ１ｘと逆位相（２π／２／Ｎ）であり、外乱値ＴＡＤＤからなる第１の外乱値群のトラッキングサーボ系に対する実質的な逆位相になっている。
利得変更処理では、増幅演算部利得ｋｇｘを下記に示す（数式４７）によって補正する。
すなわち、測定周波数ｆｍｘにおけるトラッキングサーボ系の利得｜Ｈｘ｜を求め、その逆数を増幅演算利得ｋｇｘに乗算することにより、増幅演算利得ｋｇｘを補正（補正増幅演算利得ｋｇｘ’に変更）する。これにより、トラッキングサーボ系の利得を測定周波数ｆｍｘで０ｄＢ（１倍）に正確に調整することができる。
（数式４７）からトラッキングサーボ系の利得｜Ｈｘ｜を抜き出すと、下記に示す（数式４８）となる。
以上より、（数式４８）は、前述した（数式３３）と等価であることが分かる。
したがって、実施の形態５では、検出複素振幅値を補正複素値ＣＵｘによって補正することにより、分割数Ｎｘが小さくなっても、精度良くトラッキングサーボ系の利得を測定周波数ｆｍｘで０ｄＢ（１倍）に正確に調整することができる。
さらに、実施の形態５の構成は、前述した実施の形態４の効果に加えて、利得変更処理（利得変更部の動作）で用いる所定の複素振幅値を実数値（位相が０）としている。これにより、あらかじめ記憶しておく容量を少なくしている。
（実施の形態６）
実施の形態６では、本発明に係るトラッキング制御装置のさらに他の一実施形態について説明する。実施の形態６では、利得変更処理（利得変更部の動作）を除く構成は前述した実施の形態４と同じであるため、説明を省略する。
前述した実施の形態４及び実施の形態５では、演算装置１０３Ａ（図６参照）における演算時間に依存した位相のずれは考慮していないが、実施の形態６では、演算時間に依存した位相のずれを考慮して、更に高精度でトラッキングサーボ系の利得を調整する。すなわち、上記の（数式４８）における位相ｄ２ｘに代えて、下記の（数式４９）で示す位相ｄ３ｘを用いる。その他の利得変更処理の構成及び動作は、前述した実施の形態４及び実施の形態５の利得変更処理と同じであるため、説明を省略する。
（数式４９）において、ｆｍｘは測定周波数、Ｔｄｘは誤差入力部１０４Ａの入力動作から駆動出力部１０６Ａの出力動作までの演算時間（演算手段の演算時間）Ｔｄｘを表す。すなわち、（数式４９）の位相ｄ３ｘは、２π／Ｎｘ／２と２π×ｆｍｘ×Ｔｄｘとを加算した値となっている。演算時間Ｔｄｘは、駆動出力部１０６Ａの出力動作が誤差入力部１０４Ａの入力動作よりもどれだけ時間的に遅れて実行されたかを示すものである。なお、この場合、所定の複素振幅値（β）がＫｘ・Ｎｘ・Ｐｘ・Ａｄｘ／２・｛ｃｏｓ（−２π×ｆｍｘ×Ｔｄｘ）＋ｊｓｉｎ（−２π×ｆｍｘ×Ｔｄｘ）｝であり、補正複素値（γ）が｛ｃｏｓ（２π／Ｎｘ／２）＋ｊｓｉｎ（２π／Ｎｘ／２）｝である場合に相当している。
このように構成することにより、演算時間Ｔｄｘによる位相のずれ（−２π×ｆｍｘ×Ｔｄｘ）が前述した（数式３１）の位相ｄ１ｘに比べて無視できない程度に大きくなっても、トラッキングサーボ系の利得が測定周波数ｆｍｘで０ｄＢ（１倍）により正確に調整できる。以下、このことについて詳しく説明する。
まず、演算時間Ｔｄｘによる位相のずれが前述した（数式３１）によって示される位相に比べて、無視できる程度に小さい場合には、前述した実施の形態４及び実施の形態５で用いた第１の外乱値群の位相である（数３１）の値と（数式４９）の値とがほぼ等しくなるため、トラッキングサーボ系の利得が測定周波数ｆｍｘで０ｄＢ（１倍）に調整できることがわかる。
次に、演算時間Ｔｄｘが前述した（数３１）によって示される位相値に比べて、無視できない程度に大きい場合について説明する。
この場合、演算時間Ｔｄｘに依存する位相のずれは、前述した（数式３１）によって示される位相に対して加算される。演算時間Ｔｄｘによる位相のずれＴｐｘは、トラッキングサーボ系の利得が測定周波数ｆｍｘに対しては、下記に示す（数式５０）となる。
以上より、（数式５０）と（数式３１）とを加算することにより（数式４９）が得られる。
実施の形態６では、利得変更処理の動作により、演算時間Ｔｄが（数式３１）で示される位相に比べて、無視できない程度に大きい場合でも、（数式４９）に示すようにその影響を考慮して、増幅演算利得ｋｇｘの演算を行っているため、トラッキングサーボ系の利得が測定周波数ｆｍｘで０ｄＢ（１倍）により正確に調整できる。
なお、本実施の形態６では、トラッキングサーボ系の利得｜Ｈｘ｜を算出するために、所定の複素振幅値（β）の位相部分と補正複素値とを予め演算した値（複素利得Ｈｘの分母及び分子に所定の複素振幅値と共役な複素値を乗算した値）を用いたが、他の演算方法により算出されてもよく、本発明は実施の形態６の演算方法に限定されるものではない。
また、位相補償処理は、図７に示された位相補償器２Ａにおける処理４１４に限定されるものではなく、トラッキングサーボ系の位相を補償する動作を行うものであれば良い。図７に示された位相補償器２Ａと異なる構成の位相補償器を設けたとしても、本発明に含まれる。
また、上記の実施の形態４〜６では、外乱値を１サンプル毎に出力しているが、これを複数サンプル毎に出力するように構成してもよく、このように変更しても本発明に含まれる。
さらに、上記の実施の形態４〜６のデジタル回路で構成した部分をアナログ回路で構成することや、アナログ回路で構成した部分をデジタル回路で構成することなど、様々な変更が考えられる。このように変更を行っても本発明に含まれることは言うまでもない。
以上のように実施の形態４〜６によれば、利得変更器４の動作により、精度良くトラッキング制御装置のループゲイン特性を調整することができる。特に、分割数Ｎが小さい場合であっても、精度良くトラッキング制御装置のループゲイン特性を調整することができる。すなわち、利得変更処理において、利得変更処理の補正複素値の位相を第１の外乱値の位相に応じた値にし、補正複素値によって検出複素振幅値又は所定の複素振幅値を補正することにより、精度良くループゲイン特性を調整している。
特に、トラッキングサーボ系の広帯域化と演算装置の省電力化とを目的とした動作クロックの低下により、分割数Ｎｘはますます小さくなる傾向にある。このような場合でも、本実施の形態に係るトラッキング制御装置を用いることにより、精度良くループゲイン特性を調整することが可能である。
誤差入力部は、光センサ手段及び誤差信号合成手段により生成されたフォーカス誤差信号に基づいてフォーカス誤差値群を生成する。フォーカス誤差値群は、例えば、フォーカス誤差信号に対して所定の時間間隔でサンプリング処理することによって生成することができる。サンプリング処理は、通常、一定の時間間隔で行われる。
外乱加算部は、誤差入力部で生成されたフォーカス誤差値群に周期性を有する第１の外乱値群を加えて出力する。周期性を有する第１の外乱値群は、所定の周期関数に対して所定の時間間隔でサンプリング処理することによって生成される階段状の関数の値を表す数値群と概念的に同一である。なお、以下において、上記の周期関数を外乱生成関数と略記する。フォーカス誤差値群と第１の外乱値群を加えるとは、時間的に同期したフォーカス誤差値群を構成するフォーカス誤差値と第１の外乱値群を構成する外乱値とを１つずつ順次に加算して外乱加算誤差値群を生成することを意味する。
位相補償部は、外乱加算部の出力に少なくとも位相補償演算と増幅演算利得に応じた増幅演算とを行って駆動値群を生成する。詳しくは、１つのフォーカス誤差値に対して１つの駆動値が順次に生成される。なお、増幅演算利得は、応答検出部及び利得変更部によって決定される。
駆動出力部は、位相補償部で生成された駆動値群に基づいて駆動信号を生成し、駆動信号を駆動手段に出力する。
応答検出部は、誤差入力部で生成されたフォーカス誤差値群と、第１の外乱値群と同一の周期性を有する第２の外乱値群と、第２の外乱値群と同一の周期性を有し、第２の外乱値群と位相の異なる第３の外乱値群とに基づいて検出複素振幅値を検出する。周期性を有する第２の外乱値群及び周期性を有する第３の外乱値群は、上記の第１の外乱値群の場合と同様に定義される。第１の外乱値群と同一の周期性を有するとは、第１の外乱値群の周期と同一であることを意味する。なお、第２の外乱値群や第３の外乱値群と第１の外乱値群とで、振幅や位相は異なっていてもよい。
ここで、第１〜第３の外乱値群の振幅と位相とについて説明する。第１〜第３の外乱値群等の外乱値群の振幅は、外乱生成関数の振幅と、外乱生成関数にサンプリング処理及び０次ホールド処理を行う伝達関数より求まる。第１〜第３の外乱値群等の外乱値群の位相は、外乱生成関数の位相と、外乱生成関数にサンプリング処理及び０次ホールド処理を行う伝達関数より求まる。本明細書では、第１〜第３の外乱値群の位相とは、第１の外乱値群に対する外乱生成関数の位相を基準（位相が零）とする位相差を意味し、外乱生成関数より位相が進む場合を正にとり、位相が遅れる場合を負にとる。外乱値群の振幅及び位相は、それぞれ、外乱生成関数の振幅及び位相と異なることに注意を要する。また、サンプリングの時間間隔が長いほど（分割数が小さいほど）、外乱生成関数と伝達関数との振幅差や位相差は大きくなる。
利得変更部は、検出複素振幅値と所定の複素振幅値と補正複素値に基づいて増幅演算利得を変更する。第１のフォーカス制御装置では、補正複素値として第１の外乱値群の位相と実質的に同一の位相である複素値を用いて所定の複素振幅値を補正する。これにより、外乱生成関数と第１の外乱値群との位相の相違を補正でき、位相補償部で参照される増幅演算利得を従来よりも高精度で調整することができる。特に、分割数が小さければ、外乱生成関数と第１の外乱値群との位相差が大きくなるために、その効果は更に大きくなる。なお、第１のフォーカス制御装置における所定の複素振幅値は、従来のフォーカス制御装置で用いられていた値と同一とすることができる。
本明細書において、検出複素振幅値、所定の複素振幅値及び補正複素値等の複素値の位相とは、複素平面上における正の実軸と、原点と複素値に対応する点とを結ぶ直線とのなす角を意味する。正の実軸から正の虚軸方向への回転角度を正とし、正の実軸から負の虚軸方向への回転角度を負とする。また、本明細書において、第１の外乱値群の位相と実質的に同一とは、補正複素値を意図的には第１の外乱値群の位相と異ならせないことを意味し、計算誤差や作製誤差等によって厳密に一致しない場合を含意する。
また、第２のフォーカス制御装置における利得変更部は、補正複素値として、第１の外乱値群の位相と実質的に逆位相である複素値を用いて検出複素振幅値を補正する。なお、逆位相とは、正負が逆の位相を意味する。つまり、第１のフォーカス制御装置における補正複素値と第２のフォーカス制御装置における補正複素値とは、共役な複素数である。これにより、外乱生成関数と第１の外乱値群との位相の相違を補正でき、位相補償部で参照される増幅演算利得を従来よりも高精度で調整することができる。なお、第２のフォーカス制御装置における所定の複素振幅値は、従来のフォーカス制御装置で用いられていた値と同一とすることができる。特に、分割数が小さければ、外乱生成関数と第１の外乱値群との位相差が大きくなるために、その効果は更に大きくなる。
ここで、従来よりもフォーカスサーボ系の利得や増幅演算利得を高精度で調整できることについて簡単に説明する。通常、増幅演算利得の初期設定値は、設定どおりに光ディスクが配置され、かつ第１〜第３の外乱値群の位相として外乱生成関数（アナログ信号）の位相を仮定した場合に最適化されるように決定されている。フォーカスサーボ系の利得はその系の一巡伝達関数の利得に相当する。また、フォーカスサーボ系の一巡伝達関数の利得の変化に応じて、応答検出部で検出される検出複素振幅値が変化する。
したがって、第１及び第２のフォーカス制御装置では、第１の外乱値群に対応する外乱生成関数と第１の外乱値群との位相差（補正複素数の位相）を考慮することによって、フォーカスサーボ系の利得を高精度で調整できる。更に、フォーカスサーボ系の利得を高精度で調整できることによって、位相補償部で参照する増幅演算利得を高精度で調整できる。なお、従来のフォーカス制御装置では、第１の外乱値群に対応する外乱生成関数と第１の外乱値群（伝達関数）との位相差は考慮されていない。
本発明に係る第１のフォーカス制御装置では、検出複素振幅値をα、所定の複素振幅値をβ、補正複素値をγとしたとき、利得変更部は、｜α／（α＋β×γ）｜の値に基づいて増幅演算利得を変更することが好ましい。この値に従えば、フォーカスサーボ系の一巡伝達関数の利得を正確に調整できるからである。なお、最終的な値が｜α／（α＋β×γ）｜と同一であれば、所定の複素振幅値と補正振幅値とが乗算される限りにおいて、どのような方法で演算を行ってもよい。
本発明に係る第１のフォーカス制御装置では、第１の外乱値群の１周期を構成する数値群は、時間的に実質的に均等に分割されたＮ個の外乱値からなり、補正複素数値の位相が、実質的に−２π／Ｎ／２であり、所定の複素振幅値の位相が、実質的に０であることが好ましい。第１の外乱値群に対応する外乱生成関数と第１の外乱値群との位相差が−２π／Ｎ／２となるからである。第１の外乱値群の１周期を構成する数値群が、Ｎ個の外乱値からなるとは、分割数がＮであることと同義である。なお、本明細書において、実質的に−２π／Ｎ／２であるとは、所定の複素振幅値を意図的には−２π／Ｎ／２と異ならせないことを意味し、計算誤差や作製誤差等によって厳密に一致しない場合を含意する。以下において、位相が実質的に所定の数値であるという場合、上記と同様の意味とする。
本発明に係る第１のフォーカス制御装置では、補正複素値の位相が、実質的に−２π／Ｎ／２であり、第１の外乱値群の周波数をｆｍとし、フォーカス誤差信号から駆動信号を生成する演算手段における処理時間をＴｄとしたとき、所定の複素振幅値の位相が−２π×ｆｍ×Ｔｄであることが好ましい。演算処理手段における処理時間に基づく位相のずれは−２π×ｆｍ×Ｔｄであるために、演算手段における処理時間に依存するフォーカスサーボ系の利得の変化を抑制できるからである。
本発明に係る第２のフォーカス制御装置では、検出複素振幅値をα、所定の複素振幅値をβ、補正複素値をγとしたとき、利得変更部は、｜α×γ／（α×γ＋β）｜の値に基づいて増幅演算利得を変更することが好ましい。この値に従えば、フォーカスサーボ系の一巡伝達関数の利得を正確に調整できるからである。なお、最終的な値が｜α×γ／（α×γ＋β）｜と同一であれば、検出複素振幅値と補正振幅値とが乗算される限りにおいて、どのような方法で演算を行ってもよい。
本発明に係る第２のフォーカス制御装置では、第１の外乱値群の１周期を構成する数値群は、時間的に実質的に均等に分割されたＮ個の外乱値からなり、補正複素値の位相が、実質的に２π／Ｎ／２であり、所定の複素振幅値の位相が、実質的に０であることが好ましい。第１の外乱値群に対応する外乱生成関数と第１の外乱値群との位相差が−２π／Ｎ／２となるからである。
本発明に係る第２のフォーカス制御装置では、補正複素値の位相が、実質的に２π／Ｎ／２であり、第１の外乱値群の周波数をｆｍとし、フォーカス誤差信号から駆動信号を生成する演算手段における処理時間をＴｄとしたとき、所定の複素振幅値の位相が、実質的に２π×ｆｍ×Ｔｄであることが好ましい。演算手段における処理時間に依存するフォーカスサーボ系の利得の変化を抑制することができる。
本発明に係る第１及び第２のフォーカス制御装置では、第１の外乱値群の１周期を構成する数値群は、時間的に実質的に均等に分割されたＮ個の外乱値からなり、Ｎ個の外乱値を記憶する記憶部を更に有することが好ましい。外乱加算部では、第１の外乱値群は周期性を有するため、１周期ごとに同一の値が外乱値として用いられる。したがって、記憶部を設けてＮ個の外乱値を記憶させておけば、任意の外乱値を記憶部から抽出することができる。これにより、各外乱値を演算によって算出する場合に比べて、高速な処理が実現できる。本明細書において、実質的に均等に分割するとは、均等でない分割を意図的には行わないことを意味し、計算誤差や作製誤差等によって厳密に一致しない場合を含意する。
本発明に係る第１及び第２のフォーカス制御装置では、第２の外乱値群の位相が、第１の外乱値群の位相と実質的に同一であり、第３の外乱値群の位相が、第２の外乱値群の位相と実質的にπ／２だけ異なることが好ましい。検出複素振幅値を正確に検出できるからである。本明細書において、実質的にπ／２だけ異なるとは、意図的にはπ／２以外の位相差に設定しないことを意味し、計算誤差や作製誤差等によって厳密に一致しない場合を含意する。
本発明に係る第１及び第２のフォーカス制御装置では、応答検出部は
第１の外乱値群の周期の整数倍の時間の間に入力された複数のフォーカス誤差値に基づいて検出複素振幅値を検出することが好ましい。検出複素振幅値の測定誤差を低減できるからである。特に、第１の外乱値群の１周期を構成する数値群の個数が少ない場合（分割数が小さい場合）には、その効果は大きくなる。
本発明に係る第１及び第２のフォーカス制御装置では、第１の外乱値群の１周期を構成する数値群は、時間的に実質的に均等に分割された４の整数倍の個数の外乱値からなることが好ましい。
本発明に係るトラッキング制御装置は、上述のように、光センサ手段と、誤差信号合成手段と、演算手段と、駆動手段と、トラッキングアクチュエータとを含む。演算手段は、誤差入力部と、外乱加算部と、位相補償部と、駆動出力部と、応答検出部と、利得変更部とを更に有している。なお、演算手段の利得変更部以外については、公知のいかなる構成であってもよい。
誤差入力部は、光センサ手段及び誤差信号合成手段により生成されたトラッキング誤差信号に基づいてトラッキング誤差値群を生成する。トラッキング誤差値群は、例えば、トラッキング誤差信号に対して所定の時間間隔でサンプリング処理し、かつサンプリング処理された値をサンプリングの時間間隔にわたって０次ホールド処理することによって生成することができる。サンプリング処理は、通常、一定の時間間隔で行われる。
外乱加算部は、誤差入力部で生成されたトラッキング誤差値群に周期性を有する第１の外乱値群を加えて出力する。トラッキング誤差値群と第１の外乱値群を加えるとは、時間的に同期したトラッキング誤差値群を構成するトラッキング誤差値と第１の外乱値群を構成する外乱値とを１つずつ順次に加算して外乱加算誤差値群を生成することを意味する。
位相補償部は、外乱加算部の出力に少なくとも位相補償演算と増幅演算利得に応じた増幅演算とを行って駆動値群を生成する。詳しくは、１つのトラッキング誤差値に対して１つの駆動値が順次に生成される。なお、増幅演算利得は、応答検出部及び利得変更部によって決定される。
駆動出力部は、位相補償部で生成された駆動値群に基づいて駆動信号を生成し、駆動信号を駆動手段に出力する。
応答検出部は、誤差入力部で生成されたトラッキング誤差値群と、第１の外乱値群と同一の周期性を有する第２の外乱値群と、第２の外乱値群と同一の周期性を有し、第２の外乱値群と位相の異なる第３の外乱値群とに基づいて検出複素振幅値を検出する。
利得変更部は、検出複素振幅値と所定の複素振幅値と補正複素値に基づいて増幅演算利得を変更する。第１のトラッキング制御装置では、補正複素値として第１の外乱値群の位相と実質的に同一の位相である複素値を用いて所定の複素振幅値を補正する。これにより、外乱生成関数と第１の外乱値群との位相の相違を補正でき、位相補償部で参照される増幅演算利得を従来よりも高精度で調整することができる。特に、分割数が小さければ、外乱生成関数と第１の外乱値群との位相差が大きくなるために、その効果は更に大きくなる。なお、第１のトラッキング制御装置における所定の複素振幅値は、従来のトラッキング制御装置で用いられていた値と同一とすることができる。
また、第２のトラッキング制御装置における利得変更部は、補正複素値として、第１の外乱値群の位相と実質的に逆位相である複素値を用いて検出複素振幅値を補正する。なお、逆位相とは、正負が逆の位相を意味する。つまり、第１のトラッキング制御装置における補正複素値と第２のトラッキング制御装置における補正複素値とは、共役な複素数である。これにより、外乱生成関数と第１の外乱値群との位相の相違を補正でき、位相補償部で参照される増幅演算利得を従来よりも高精度で調整することができる。なお、第２のトラッキング制御装置における所定の複素振幅値は、従来のトラッキング制御装置で用いられていた値と同一とすることができる。特に、分割数が小さければ、外乱生成関数と第１の外乱値群との位相差が大きくなるために、その効果は更に大きくなる。
ここで、従来よりもトラッキングサーボ系の利得や増幅演算利得を高精度で調整できることについて簡単に説明する。通常、増幅演算利得の初期設定値は、設定どおりに光ディスクが配置され、かつ第１〜第３の外乱値群の位相として外乱生成関数（アナログ信号）の位相を仮定した場合に最適化されるように決定されている。トラッキングサーボ系の利得はその系の一巡伝達関数の利得に応じて変化する。また、トラッキングサーボ系の一巡伝達関数の利得は、応答検出部で検出される検出複素振幅値及び第１の外乱生成関数と第１の外乱値群との位相差に応じて変化する。
したがって、第１及び第２のトラッキング制御装置では、第１の外乱値群に対応する外乱生成関数と第１の外乱値群との位相差（補正複素数の位相）を考慮することによって、トラッキングサーボ系の利得を高精度で調整できる。更に、トラッキングサーボ系の利得を高精度で調整できることによって、位相補償部で参照する増幅演算利得を高精度で調整できる。なお、従来のトラッキング制御装置では、第１の外乱値群に対応する外乱生成関数と第１の外乱値群との位相差は考慮されていない。
本発明に係る第１のトラッキング制御装置では、検出複素振幅値をα、所定の複素振幅値をβ、補正複素値をγとしたとき、利得変更部は、｜α／（α＋β×γ）｜の値に基づいて増幅演算利得を変更することが好ましい。この値に従えば、トラッキングサーボ系の一巡伝達関数の利得を正確に調整できるからである。なお、最終的な値が｜α／（α＋β×γ）｜と同一であれば、所定の複素振幅値と補正振幅値とが乗算される限りにおいて、どのような方法で演算を行ってもよい。
本発明に係る第１のトラッキング制御装置では、第１の外乱値群の１周期を構成する数値群は、時間的に実質的に均等に分割されたＮ個の外乱値からなり、補正複素数値の位相が、実質的に−２π／Ｎ／２であり、所定の複素振幅値の位相が、実質的に０であることが好ましい。第１の外乱値群に対応する外乱生成関数と第１の外乱値群との位相差が−２π／Ｎ／２となるからである。第１の外乱値群の１周期を構成する数値群が、Ｎ個の外乱値からなるとは、分割数がＮであることと同義である。なお、本明細書において、実質的に−２π／Ｎ／２であるとは、所定の複素振幅値を意図的には−２π／Ｎ／２と異ならせないことを意味し、計算誤差や作製誤差等によって厳密に一致しない場合を含意する。以下において、位相が実質的に所定の数値であるという場合、上記と同様の意味とする。
本発明に係る第１のトラッキング制御装置では、補正複素値の位相が、実質的に−２π／Ｎ／２であり、第１の外乱値群の周波数をｆｍとし、トラッキング誤差信号から駆動信号を生成する演算手段における処理時間をＴｄとしたとき、所定の複素振幅値の位相が−２π×ｆｍ×Ｔｄであることが好ましい。演算処理手段における処理時間に基づく位相のずれは−２π×ｆｍ×Ｔｄであるために、演算手段における処理時間に依存するトラッキングサーボ系の利得の変化を抑制できるからである。
本発明に係る第２のトラッキング制御装置では、検出複素振幅値をα、所定の複素振幅値をβ、補正複素値をγとしたとき、利得変更部は、｜α×γ／（α×γ＋β）｜の値に基づいて増幅演算利得を変更することが好ましい。この値に従えば、トラッキングサーボ系の一巡伝達関数の利得を正確に調整できるからである。なお、最終的な値が｜α×γ／（α×γ＋β）｜と同一であれば、検出複素振幅値と補正振幅値とが乗算される限りにおいて、どのような方法で演算を行ってもよい。
本発明に係る第２のトラッキング制御装置では、第１の外乱値群の１周期を構成する数値群は、時間的に実質的に均等に分割されたＮ個の外乱値からなり、補正複素値の位相が、実質的に２π／Ｎ／２であり、所定の複素振幅値の位相が、実質的に０であることが好ましい。第１の外乱値群に対応する外乱生成関数と第１の外乱値群との位相差が−２π／Ｎ／２となるからである。
本発明に係る第２のトラッキング制御装置では、補正複素値の位相が、実質的に２π／Ｎ／２であり、第１の外乱値群の周波数をｆｍとし、トラッキング誤差信号から駆動信号を生成する演算手段における処理時間をＴｄとしたとき、所定の複素振幅値の位相が、実質的に２π×ｆｍ×Ｔｄであることが好ましい。演算手段における処理時間に依存するトラッキングサーボ系の利得の変化を抑制することができる。
本発明に係る第１及び第２のトラッキング制御装置では、第１の外乱値群の１周期を構成する数値群は、時間的に実質的に均等に分割されたＮ個の外乱値からなり、Ｎ個の外乱値を記憶する記憶部を更に有することが好ましい。外乱加算部では、第１の外乱値群は周期性を有するため、１周期ごとに同一の値が外乱値として用いられる。したがって、記憶部を設けてＮ個の外乱値を記憶させておけば、任意の外乱値を記憶部から抽出することができる。これにより、各外乱値を演算によって算出する場合に比べて、高速な処理が実現できる。本明細書において、実質的に均等に分割するとは、均等でない分割を意図的には行わないことを意味し、計算誤差や作製誤差等によって厳密に一致しない場合を含意する。
本発明に係る第１及び第２のトラッキング制御装置では、第２の外乱値群の位相が、第１の外乱値群の位相と実質的に同一であり、第３の外乱値群の位相が、第２の外乱値群の位相と実質的にπ／２だけ異なることが好ましい。検出複素振幅値を正確に検出できるからである。本明細書において、実質的にπ／２だけ異なるとは、意図的にはπ／２以外の位相差に設定しないことを意味し、計算誤差や作製誤差等によって厳密に一致しない場合を含意する。
本発明に係る第１及び第２のトラッキング制御装置では、応答検出部は、第１の外乱値群の周期の整数倍の時間の間に入力された複数のトラッキング誤差値に基づいて検出複素振幅値を検出することが好ましい。検出複素振幅値の測定誤差を低減できるからである。特に、第１の外乱値群の１周期を構成する数値群の個数が少ない場合（分割数が小さい場合）には、その効果は大きくなる。
本発明に係る第１及び第２のトラッキング制御装置では、第１の外乱値群の１周期を構成する数値群は、時間的に実質的に均等に分割された４の整数倍の個数の外乱値からなることが好ましい。
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。
（実施の形態１）
図１は、実施の形態１に係るフォーカス制御装置１００の構成を示すブロック図である。フォーカス制御装置１００は、センサ（センサ手段）１０１を備えている。センサ１０１は、光ディスク１１１からの反射光を受光し、複数個のセンサ信号ＳＥを誤差信号合成器（誤差信号合成手段）１０２へ出力する。誤差信号合成器１０２は、複数個のセンサ信号ＳＥを演算合成したフォーカス誤差信号ＦＥを演算装置（演算手段）１０３へ供給する。
演算装置１０３は、誤差入力部１０４と演算器１０５と駆動出力部１０６とメモリ１０７とを有している。メモリ１０７には、ＲＯＭ１０７ａとＲＡＭ１０７ｂとが設けられている。
誤差入力部１０４は、誤差信号合成器１０２によって合成されたフォーカス誤差信号ＦＥに基づいてフォーカス誤差値を順次に生成して演算器１０５へ供給する。順次に生成された複数のフォーカス誤差値がフォーカス誤差値群である。
図２は、演算器１０５の構成を示すブロック図である。演算器１０５は、外乱加算器（外乱加算部）１を有している。外乱加算器１は、誤差入力部１０４によって生成されたフォーカス誤差値に外乱値を加えて出力する。演算器１０５には、位相補償器（位相補償部）２が設けられている。位相補償器２は、外乱加算器１の出力値に少なくとも位相補償演算と増幅演算とを行い駆動値を出力する。演算器１０５は、応答検出器（応答検出部）３を有している。応答検出器３は、誤差入力部１０４によって生成されたフォーカス誤差値に基づいて外乱値に応答した検出複素振幅値を検出する。演算器１０５には、利得変更器（利得変更部）４が設けられている。利得変更器４は、応答検出器３によって検出された検出複素振幅値と所定の複素振幅値と所定の複素振幅値を補正する補正複素値とに応じて位相補償器２の増幅演算利得を変更する。
駆動出力部１０６は、位相補償器２から出力された駆動値に基づいて駆動信号を駆動回路（駆動手段）１０８へ出力する。駆動回路１０８は、駆動信号に略比例した駆動電流をフォーカスアクチュエータ１０９へ出力する。フォーカスアクチュエータ１０９は、駆動電流に応じて対物レンズ１１０を駆動する。
このように構成されたフォーカス制御装置１００の動作を説明する。
センサ１０１が光ディスク１１１からの反射光を電気信号に変換して複数個のセンサ信号ＳＥを出力すると、誤差信号合成器１０２は、複数個のセンサ信号ＳＥの入力に応じてフォーカス誤差信号ＦＥを出力する。
誤差信号合成器１０２では、例えば、複数個のセンサ信号ＳＥをそれぞれセンサ信号Ａ、センサ信号Ｂ、センサ信号Ｃおよびセンサ信号Ｄとすると、センサ信号Ａ、Ｂ、ＣおよびＤを用いて、（Ａ＋Ｂ）−ＫＥ×（Ｃ＋Ｄ）の演算を行った信号をフォーカス誤差信号ＦＥとして出力している。ここで、ＫＥは所定の実数値である。
演算装置１０３は、誤差信号合成器１０２からのフォーカス誤差信号ＦＥを入力し、メモリ１０７に内蔵された後述するプログラムによって計算処理することにより、駆動信号ＦＯＤを出力する。演算装置１０３が出力する駆動信号ＦＯＤは駆動回路１０８に入力される。そして、駆動回路（駆動手段）１０８では、電力増幅を行いフォーカスアクチュエータ１０９に電力を供給して、対物レンズ１１０を駆動する。
このように、センサ１０１と誤差信号合成器１０２と演算装置１０３とフォーカスアクチュエータ１０９と駆動回路１０８とによってフォーカス制御装置が構成されている。
図１に示す演算装置１０３に設けられたメモリ１０７は、所定のプログラムと定数とが格納されたロム領域１０７ａ（ＲＯＭ：リードオンリーメモリ）と随時必要な変数値を格納するラム領域１０７ｂ（ＲＡＭ：ランダムアクセスメモリ）とに別れている。演算器１０５は、ロム領域１０７ａ内のプログラムに従って所定の動作や演算を行っている。図３にそのプログラムの具体的な一例を示す。以下に、その動作を詳細に説明する。
まず処理２０１では、後述する処理に必要な変数値の初期設定を行う。具体的には、まず参照値テーブルポインタＳＣを初期化する（ＳＣ←０）。ここで、参照値テーブルポインタＳＣの値は正の整数であり、０からＮ−１までの値をとる。Ｎは１周期の外乱値群に含まれる外乱値の個数、つまり、１周期の外乱値群の分割数である。なお、本実施の形態１では、分割数Ｎは、４の倍数の正の整数である（一実施例としては、Ｎを２０とする）。
次に、フォーカスゲイン調整完了フラッグＧＣを初期化する（ＧＣ←０）。ここでフォーカスゲイン調整完了フラッグＧＣは、０または１の値をとり、０の時は、フォーカスゲイン調整が完了していないことを意味し、１の時は、フォーカスゲイン調整が完了していることを意味する。したがって、フォーカスゲイン調整完了フラッグＧＣを初期化することにより、フォーカスゲイン調整が完了していない設定にしている。
そして、正弦波の波数を計数する波数カウンタＫＣを初期化する（ＫＣ←０）。ここで、波数カウンタＫＣの値は正の整数であり、０からＫまでの値をとる。Ｋは、測定波数であり、３以上の正の整数である（一実施例としては、Ｋを５０とする）。さらに、後述する応答検出処理２０５において検出する検出複素振幅値（α）の実数部ＳＵＭＲと検出複素振幅値の虚数部ＳＵＭＩとを初期化する（ＳＵＭＲ←０、ＳＵＭＩ←０）。
さらに、処理２０１では、後述する位相補償処理２１４の動作の初期設定として変数ＦＥ＿Ｉの値を零に初期化する（ＦＥ＿Ｉ←０）。その後、処理２０２の動作を行う。
処理２０２では、フォーカス誤差値ＦＥＤの入力動作を行う。すなわち、演算装置１０３の誤差入力部１０４に入力された誤差信号合成器１０２からのフォーカス誤差信号ＦＥをＡＤ変換し、フォーカス誤差値ＦＥＤに直す。その後、処理２０３の動作を行う。
処理２０３では、フォーカスゲイン調整完了フラッグＧＣの値に応じて、次に行う処理を選択している。具体的には、フォーカスゲイン調整完了フラッグＧＣの値が１の場合には処理２１７の動作に移行し、フォーカスゲイン調整完了フラッグＧＣの値が１でない場合には処理２０４の動作に移行する。この処理２０３により、フォーカスゲイン調整が完了すると、処理２１７の動作に移行し、後述する利得変更処理２１２の動作を最初の１回のみ行うように構成している。
処理２０４では、参照値テーブルポインタＳＣに分割数Ｎを４で割った値を加算し、その加算値の分割数Ｎを法とする値を計算し、余弦波テーブルポインタＣＣの値とする。すなわち、ＣＣ←（ＳＣ＋Ｎ／４） ＭＯＤ Ｎの演算を行う。ここで、Ａ ＭＯＤ Ｂは、ＡのＢを法とする値を表す。例えば、Ａ＝２４，Ｂ＝２０の場合、Ａ ＭＯＤ Ｂは４となる。すなわち、値Ａを値Ｂで割った時の剰余を表す。このような演算を行うことにより、余弦波テーブルポインタＣＣの値は、０からＮ−１の範囲の数値となる。その後、処理２０５の動作を行う。
処理２０５では、参照値テーブルポインタＳＣに基づいてメモリ１０７のＲＯＭ領域１０７ａに格納されている参照値テーブルを参照し、参照値Ｑ［ＳＣ］（第２の外乱値群を構成する外乱値）を得る。その参照値Ｑ［ＳＣ］にフォーカス誤差値ＦＥＤを乗算し、その乗算値と検出複素振幅値の実数部ＳＵＭＲを加算した値を新しい検出複素振幅値の実数部ＳＵＭＲとする（ＳＵＭＲ←ＳＵＭＲ＋ＦＥＤ×Ｑ［ＳＣ］）。ここで、参照値テーブルポインタＳＣの時のＱ［ＳＣ］を、（数式１）に示す。
さらに処理２０５では、余弦波テーブルポインタＣＣに基づいてメモリ１０７のＲＯＭ領域１０７ａに格納されている参照値テーブルを参照し、参照値Ｑ［ＣＣ］（第３の外乱値群を構成する外乱値）を得る。その参照値Ｑ［ＣＣ］にフォーカス誤差値ＦＥＤを乗算し、その乗算値と検出複素振幅値の虚数部ＳＵＭＩを加算した値を新しい検出複素振幅値の虚数部ＳＵＭＩとする（ＳＵＭＩ←ＳＵＭＩ＋ＦＥＤ×Ｑ［ＣＣ］）。
ここで、処理２０４の動作により、参照値テーブルポインタＳＣと余弦波テーブルポインタＣＣとの間の差をＮ／４（ここで、Ｎは分割数）としている。これにより、参照値Ｑ［ＳＣ］と参照値Ｑ［ＣＣ］との値の位相差が２π／４となる。したがって、実施の形態１では、分割数Ｎを４の倍数にすることにより、第２の外乱値群の位相と第３の外乱値群の位相との位相差を正確に２π／４としている。また、参照値Ｑ［ＳＣ］と参照値Ｑ［ＣＣ］とに共通の参照値テーブルを用いて、ｓｉｎ関数やｃｏｓ関数の計算に要する演算量を削減している。処理２０５の後、処理２０６の動作を行う。ここで、処理２０５は図２に示される応答検出器３に対応している。
処理２０６では、参照値テーブルポインタＳＣに基づいてメモリ１０７のＲＯＭ領域１０７ａに格納されている正弦波の関数テーブルを参照し、外乱値ＦＡＤＤ（第１の外乱値群を構成する外乱値）とする（ＦＡＤＤ←ｔａｂｌｅ［ＳＣ］）。ｔａｂｌｅ［ＳＣ］を、（数式２）に示す。
処理２０８では、参照値テーブルポインタＳＣの値に１を加算し、その値を新しい参照値テーブルポインタＳＣの値としている（ＳＣ←ＳＣ＋１）。このように処理することにより、参照値テーブルポインタＳＣは、１ずつ増加する値となる。その後、処理２０９の動作を行う。
処理２０９では、参照値テーブルポインタＳＣと分割数Ｎの値とに応じて、次に行う処理を選択している。すなわち、参照値テーブルポインタＳＣとＮ−１との値が同じ場合は、処理２１０の動作へ移行する。参照値テーブルポインタＳＣとＮ−１の値が同じでない場合は、処理２１１の動作へ移行する。
ここで、処理２０８と処理２０９との動作により、１ずつ増加する参照値テーブルポインタＳＣがＮ−１と等しくなるということは、処理２０５と処理２０６とで用いた参照値テーブルの全体（第１の外乱値群、第２の外乱値群及び第３の外乱値群の１周期を構成するそれぞれＮ個の外乱値）を順次に参照したことに相当する。このことは、処理２０６において１周期分の第１の外乱値群が得られ、処理２０７において、順次に入力されるＮ個のフォーカス誤差値に、順次に参照されるＮ個（１周期分）の外乱値ＦＡＤＤが加算されたことを意味する。
処理２１０では、参照値テーブルポインタＳＣの値を０にする（ＳＣ←０）。すなわち、参照値テーブルポインタＳＣを初期化する。
さらに、処理２１０では、波数カウンタＫＣの値に１を加算した値を新しい波数カウンタＫＣの値としている（ＫＣ←ＫＣ＋１）。このように処理することにより、波数カウンタＫＣは、１ずつ増加する値となる。その後、処理２１１の動作を行う。処理２１０の動作により、Ｎ個のフォーカス誤差値にＮ個の外乱値ＦＡＤＤが加算される毎に、波数カウンタＫＣが１だけ増加する。
処理２１１では、波数カウンタＫＣと測定波数Ｋとの値に応じて、次に行う処理を選択している。すなわち、波数カウンタＫＣと測定波数Ｋとの値が同じ場合は、処理２１２の動作へ移行する。波数カウンタＫＣと測定波数Ｋとの値が同じでない場合は、処理２１４の動作へ移行する。
処理２１２では、図２に示される利得変更器４（利得変更部）の動作を行う。すなわち、利得変更演算を行うことによって、フォーカスゲイン調整を行う。以下、利得変更器４の具体的な動作を説明する。
まず、利得変更器４における所定の複素振幅値（β）を補正複素数値（γ）で補正した補正複素振幅値ＲＵは、あらかじめ計算されており、下記に示す（数式４）としている。
（数式６）において、πは円周率を表す。すべての定数は、応答検出器３の動作前に既知であるため、補正複素振幅値ＲＵをあらかじめ計算することができる。
すなわち、測定周波数ｆｍにおけるフォーカスサーボ系の利得｜Ｈ｜を求め、その逆数を増幅演算利得ｋｇの値に乗算することによって、増幅演算利得ｋｇの値を補正（補正増幅演算利得ｋｇ’の値に変更）する。これにより、フォーカスサーボ系の利得を測定周波数ｆｍで０ｄＢ（１倍）に正確に調整することができる。すなわち、フォーカスゲイン調整を行っている。
処理２１２の動作の後、処理２１３の動作を行う。処理２１３では、フォーカスゲイン調整完了フラッグＧＣの値を１にする（ＧＣ←１）。ここで、フォーカスゲイン調整完了フラッグＧＣの値を１にすることは、利得変更器４の動作が完了し、フォーカスゲイン調整が完了したことを意味する。その後、処理２１４の動作を行う。
処理２１４では、誤差信号ＦＯＥに対して位相補償演算及び増幅演算を行う。具体的には、まず誤差信号ＦＯＥをｋ１倍（ここでｋ１は、正の実数である）した値と変数ＦＥ＿Ｉを加算した値を新しい変数ＦＥ＿Ｉの値とする（ＦＥ＿Ｉ←ＦＥ＿Ｉ＋ＦＯＥ×ｋ１）。また変数ＦＥ＿Ｉの値をｋ２倍（ここでｋ２は、正の実数である）した値と誤差信号ＦＯＥをｋ３倍（ここでｋ３は、正の実数である）した値とを加算した値から、後述する変数ＦＥ１の値をｋ４倍（ここでｋ４は、ｋ３よりも小さい正の実数である）した値を減算した値に増幅演算利得ｋｇの値を乗算し、その値を変数ＦＤの値とする［ＦＤ←（ＦＥ＿Ｉ×ｋ２＋ＦＯＥ×ｋ３−ＦＥ１×ｋ４）×ｋｇ］。さらに誤差信号ＦＥＤの値を変数ＦＥ１の新しい値とする（ＦＥ１←ＦＥＤ）。その後、処理２１５の動作を行う。
この演算を行うことにより、誤差信号ＦＯＥの位相補償及び増幅が行われ、その結果が変数ＦＤの値となる。ここで、処理２１４は、位相補償器２における処理に相当する。
処理２１５では、変数ＦＤの内容を演算装置１０３の駆動出力部１０６に出力し、変数ＦＤの値に比例した駆動信号ＦＯＤに変換する。その後、処理２１６の動作を行う。
処理２１６では、所定時間の遅延処理を行う。すなわち、あらかじめ決められたサンプリング周波数ｆｓで誤差入力部１０４や駆動出力部１０６の動作が行われるように遅延動作を行う。その後、処理２０２の動作へ戻る。
処理２１７では、フォーカス誤差値ＦＥＤの値を、誤差信号ＦＯＥとする（ＦＯＥ←ＦＥＤ）。その後、処理２１４の動作を行う。すなわち、処理２１３でフォーカスゲイン調整完了フラッグＧＣの値に１が設定された後は、処理２０３の動作により、処理２１７の動作が誤差入力部１０４の動作毎に行われる。すなわち、利得変更器４の動作が終了した次のサンプリングタイミングの後は、処理２０４から処理２１３の動作が行われず、処理２１７の処理が行われる。
以上、センサ１０１と誤差信号合成器１０２と演算装置１０３とフォーカスアクチュエータ１０９と駆動回路１０８とによってフォーカス制御装置が構成され、演算装置１０３は、誤差入力部１０４と外乱加算器１と位相補償器２と駆動出力部１０６と応答検出器３と利得変更器４とによって構成されている。
このように構成されたフォーカス制御装置によれば、フォーカスサーボ系の利得を、分割数Ｎの値に依らず、正確に調整することができる。具体的には、利得変更処理２１２の動作により、フォーカスサーボ系の利得を測定周波数ｆｍで０ｄＢ（１倍）となるように位相補償処理２１４において増幅演算利得ｋｇが調整される。以下、このことについて詳しく説明する。
実施の形態１では、利得変更処理２１２（利得変更器４の動作）により、フォーカスサーボ系の利得を所望の値に調整している。以下、利得変更処理２１２を中心に、フォーカスサーボ系の利得が所望の値に調整されることを詳しく説明する。
利得変更処理２１２では、前述したように、（数式６）に示す位相を持つ補正複素振幅値ＲＵと検出複素振幅値（ＳＵＭＲ＋ｊ・ＳＵＭＩ）とを用いて、増幅演算利得ｋｇを変化させている。これにより、フォーカスゲイン調整を行っている。ここで、フォーカスゲイン調整とは、フォーカスサーボ系の利得が測定周波数ｆｍで０ｄＢ（０ｄＢは１倍を意味する）になることを意味する。
利得変更処理２１２では、前述した（数式７）を用いて増幅演算利得ｋｇを更新している。ここで、｜Ｈ｜が測定周波数ｆｍにおけるフォーカスサーボ系の一巡伝達関数の利得であることについて詳しく説明する。
まず、参照値テーブルポインタＳＣがＳＣの時、外乱加算処理２０７において加算される外乱値ＦＡＤＤは、前述した（数式２）によって示される。また、（数式２）によって示される外乱値ＦＡＤＤに対するフォーカスサーボ系の応答Ｙ［ＳＣ］は、フォーカスサーボ系の線形成が成り立つ範囲で、下記に示す（数式１０）と表現することができる。
したがって、（数式１）と（数式１０）とを用いて、応答検出処理２０６の検出複素振幅値（ＳＵＭＲ＋ｊ・ＳＵＭＩ）を計算すると、検出複素振幅値の実数部ＳＵＭＲは、下記に示す（数式１１）となる。また、同様に、検出複素振幅値の虚数部ＳＵＭＲＩは、下記に示す（数式１２）となる。
実施の形態１では、応答検出処理２０５において検出複素振幅値を演算する際、第１の外乱値群の周期のＫ倍（Ｋは測定波数）の時間だけ積分加算している。これにより、検出複素振幅値ＳＵＭＲとＳＵＭＩとが、それぞれ、より正確に複素振幅Ｙの実数部と虚数部とに対応した値となる。すなわち、フォーカスサーボ系の応答Ｙの複素振幅の振幅と位相とを正確に検出することができる。
（数式１１）と（数式１２）と（数式４）とを（数式８）に代入すると、利得｜Ｈ｜は、下記に示す（数式１３）となる。
外乱複素振幅値ＦＡは、前述した（数式４）より下記に示す（数式１５）となる。
最後に、加算部の伝達関数Ｄについて説明する。図５に、外乱値ＦＡＤＤの出力値の様子を示す。縦軸は外乱値ＦＡＤＤの値を示し、横軸は参照値テーブルポインタＳＣの値を示す。図５に示すように外乱値ＦＡＤＤは１サンプルタイミング毎に（参照値テーブルポインタＳＣの値が変化する毎に）外乱値ＦＡＤＤの値が変化する階段状の出力値となる。図５において、波形ＦＡＤＤが順次に出力される外乱値ＦＡＤＤの波形（第１の外乱値群の波形）である。すなわち、１サンプルタイミング毎に正弦波値（図５において、正弦波値は波形Ｗ１（外乱生成関数）によって示す）がサンプリングされ、０次ホールドされた波形となる。このようなサンプリングと０次ホールドを行う処理の伝達関数は、下記に示す（数式１７）となる。
以上より、第１の外乱値群のフォーカスサーボ系に対する実質的な加算部の伝達関数Ｄは、前述した（数式１７）で表される。すなわち、（数式１８）となる。
以上より、外乱加算部１の伝達関数が加算部の伝達関数Ｄとなることが分かる。これにより、測定周波数ｆｍにおけるフォーカスサーボ系の利得｜Ｈ｜は、前述した（数式８）となることがわかる。さらに、（数式７）により増幅演算利得ｋｇが所望の値に補正され、フォーカスサーボ系の利得が測定周波数ｆｍで０ｄＢ（１倍）に正確に調整できることがわかる。
このように、フォーカスサーボ系の利得が測定周波数ｆｍで０ｄＢ（１倍）に正確に調整できることは、利得変更処理２１２の補正複素振幅値ＲＵの位相を（数式６）のように設定していることに依る。また、（数式６）は、前述した説明により、外乱値ＦＡＤＤからなる第１の外乱値群のフォーカスサーボ系への実質的な位相に対応していることも分かる。
また、実施の形態１では、外乱値ＦＡＤＤのフォーカスサーボ系への実質的な位相に応じて、利得変更処理２１２の補正複素振幅値ＲＵの位相を変化させているため、分割数Ｎが小さくなっても、精度良くフォーカスサーボ系の利得を測定周波数ｆｍで０ｄＢ（１倍）に正確に調整することができる。
さらに、分割数Ｎを変更することにより、測定周波数ｆｍが変更できるため、フォーカスサーボ系の利得を所望の値に調整することができる。
（実施の形態２）
実施の形態２では、本発明のフォーカス制御装置の他の一実施形態について説明する。実施の形態２では、利得変更処理（利得変更部）の動作を除く構成は、前述した実施の形態１と同じであるため、説明を省略する。
実施の形態２に係る利得変更処理では、所定の複素振幅値ＲＵ２を下記に示す（数式２０）とする。
さらに、補正複素値ＣＵを下記に示す（数式２１）とする。
利得変更処理では、増幅演算部利得ｋｇを下記に示す（数式２２）によって補正する。
（数式２２）からフォーカスサーポ系の利得｜Ｈ｜を抜き出すと、下記に示す（数式２３）となる。
したがって、実施の形態２では、検出複素振幅値を補正複素値ＣＵｘによって補正することにより、分割数Ｎが小さくなっても、精度良くフォーカスサーボ系の利得を測定周波数ｆｍで０ｄＢ（１倍）に正確に調整することができる。
さらに、実施の形態２の構成は、前述した実施の形態１の効果に加えて、利得変更処理（利得変更部の動作）で用いる所定の複素振幅値を実数値（位相が０）としている。これにより、あらかじめ記憶しておく容量を少なくしている。
（実施の形態３）
実施の形態３では、本発明に係るフォーカス制御装置のさらに他の一実施形態について説明する。
実施の形態３では、利得変更処理（利得変更部の動作）を除く構成は前述した実施の形態１と同じであるため、説明を省略する。以下、実施の形態３の利得変更処理（利得変更部の動作）を利得変更処理４１２とする。
前述した実施の形態１及び実施の形態２では、演算装置１０３（図１参照）における演算時間に依存した位相のずれは考慮していないが、実施の形態３では、演算時間に依存した位相のずれを考慮して、更に高精度でフォーカスサーボ系の利得を調整する。すなわち、上記の（数式２０）における位相ｄ２に代えて、下記の（数式２４）で示す位相ｄ３を用いる。その他の利得変更処理の構成及び動作は、前述した実施の形態１及び実施の形態２の利得変更処理と同じであるため、説明を省略する。
このように構成することにより、演算時間Ｔｄによる位相のずれ（−２π×ｆｍ×Ｔｄ）が前述した（数式６）の位相ｄ１に比べて無視できない程度に大きくなっても、フォーカスサーボ系の利得が測定周波数ｆｍで０ｄＢ（１倍）により正確に調整できる。以下、このことについて詳しく説明する。
まず、演算時間Ｔｄによる位相のずれが前述した（数式６）によって示される位相に比べて、無視できる程度に小さい場合には、前述した実施の形態１及び実施の形態２で用いた第１の外乱値群の位相である（数６）の値と（数式２４）の値とがほぼ等しくなるため、フォーカスサーボ系の利得が測定周波数ｆｍで０ｄＢ（１倍）に調整できることがわかる。
次に、演算時間Ｔｄが前述した（数６）によって示される位相値に比べて、無視できない程度に大きい場合について説明する。
この場合、演算時間Ｔｄに依存する位相のずれは、前述した（数式６）によって示される位相に対して加算される。演算時間Ｔｄによる位相のずれＴｐは、フォーカスサーボ系の利得が測定周波数ｆｍに対しては、下記に示す（数式２５）となる。
実施の形態３では、利得変更処理の動作により、演算時間Ｔｄが（数式６）で示される位相値に比べて、無視できない程度に大きい場合でも、（数式２４）に示すようにその影響を考慮して、増幅演算利得ｋｇの演算を行っているため、フォーカスサーボ系の利得が測定周波数ｆｍで０ｄＢ（１倍）により正確に調整できる。
なお、本実施の形態３では、フォーカスサーボ系の利得｜Ｈ｜を算出するために、所定の複素振幅値（β）の位相部分と補正複素値とを予め演算した値（複素利得Ｈの分母及び分子に所定の複素振幅値と共役な複素値を乗算した値）を用いたが、他の演算方法により算出してもよく、本発明は実施の形態３の演算方法に限定されるものではない。
また、図２に示された位相補償器２における処理２１４に限定されるものではなく、フォーカスサーボ系の位相を補償する動作を行うものであれば良い。図２に示された位相補償器２と異なる構成の位相補償器を設けたとしても、本発明に含まれる。
また、上記の実施の形態１〜３では、外乱値を１サンプル毎に出力しているが、これを複数サンプル毎に出力するように構成してもよく、このように変更しても本発明に含まれる。
さらに、上記の実施の形態１〜３のデジタル回路で構成した部分をアナログ回路で構成することや、アナログ回路で構成した部分をデジタル回路で構成することなど、様々な変更が考えられる。このように変更を行っても本発明に含まれることは言うまでもない。
以上のように実施の形態１〜３によれば、利得変更器４の動作により、精度良くフォーカス制御装置のループゲイン特性を調整することができる。特に、分割数Ｎが小さい場合であっても、精度良くフォーカス制御装置のループゲイン特性を調整することができる。すなわち、利得変更処理において、利得変更処理の補正複素値の位相を外乱加算部の第１の外乱値の位相に応じた値にし、補正複素値によって検出複素振幅値又は所定の複素振幅値を補正することにより、精度良くループゲイン特性を調整している。
特に、フォーカスサーボ系の広帯域化と演算装置の省電力化とを目的とした動作クロックの低下により、分割数Ｎはますます小さくなる傾向にある。このような場合でも、本実施の形態に係るフォーカス制御装置を用いることにより、精度良くループゲイン特性を調整することが可能である。
（実施の形態４）
図６は、実施の形態４に係るトラッキング制御装置１００Ａの構成を示すブロック図である。トラッキング制御装置１００Ａは、センサ（センサ手段）１０１Ａを備えている。センサ１０１Ａは、光ディスク１１１からの反射光を受光し、複数個のセンサ信号ＳＥ１を誤差信号合成器（誤差信号合成手段）１０２Ａへ出力する。誤差信号合成器１０２Ａは、複数個のセンサ信号ＳＥ１を演算合成したトラッキング誤差信号ＴＥを演算装置（演算手段）１０３Ａへ供給する。
演算装置１０３Ａは、誤差入力部１０４Ａと演算器１０５Ａと駆動出力部１０６Ａとメモリ１０７とを有している。メモリ１０７には、ＲＯＭ１０７ａとＲＡＭ１０７ｂとが設けられている。
誤差入力部１０４Ａは、誤差信号合成器１０２Ａによって合成されたトラッキング誤差信号ＴＥに基づいてトラッキング誤差値を順次に生成して演算器１０５Ａへ供給する。順次に生成された複数のトラッキング誤差値がトラッキング誤差値群である。
図７は、演算器１０５Ａの構成を示すブロック図である。演算器１０５Ａは、外乱加算器（外乱加算部）１Ａを有している。外乱加算器１Ａは、誤差入力部１０４Ａによって生成されたトラッキング誤差値に外乱値を加えて出力する。演算器１０５Ａには、位相補償器（位相補償部）２Ａが設けられている。位相補償器２Ａは、外乱加算器１Ａの出力値に少なくとも位相補償演算と増幅演算とを行い駆動値を出力する。演算器１０５Ａは、応答検出器（応答検出部）３Ａを有している。応答検出器３Ａは、誤差入力部１０４Ａによって生成されたトラッキング誤差値に基づいて外乱値に応答した検出複素振幅値を検出する。演算器１０５Ａには、利得変更器（利得変更部）４Ａが設けられている。利得変更器４Ａは、応答検出器３Ａによって検出された検出複素振幅値と所定の複素振幅値と所定の複素振幅値を補正する補正複素値とに応じて位相補償器２Ａの増幅演算利得を変更する。
駆動出力部１０６Ａは、位相補償器２Ａから出力された駆動値に基づいて駆動信号を駆動回路（駆動手段）１０８Ａへ出力する。駆動回路１０８Ａは、駆動信号に略比例した駆動電流をトラッキングアクチュエータ１０９Ａへ出力する。トラッキングアクチュエータ１０９Ａは、駆動電流に応じて対物レンズ１１０を駆動する。
このように構成されたトラッキング制御装置１００Ａの動作を説明する。
センサ１０１Ａが光ディスク１１１からの反射光を電気信号に変換して複数個のセンサ信号ＳＥ１を出力すると、誤差信号合成器１０２Ａは、複数個のセンサ信号ＳＥ１の入力に応じてトラッキング誤差信号ＴＥを出力する。
誤差信号合成器１０２Ａでは、例えば、複数個のセンサ信号ＳＥ１をそれぞれセンサ信号Ａ１、センサ信号Ｂ１、センサ信号Ｃ１およびセンサ信号Ｄ１とすると、センサ信号Ａ１、Ｂ１、Ｃ１およびＤ１を用いて、（Ａ１＋Ｂ１）−ＫＥ１×（Ｃ１＋Ｄ１）の演算を行った信号をトラッキング誤差信号ＴＥとして出力している。ここで、ＫＥ１は所定の実数値である。
演算装置１０３Ａは、誤差信号合成器１０２Ａからのトラッキング誤差信号ＴＥが入力され、メモリ１０７Ａに内蔵された後述するプログラムによって計算処理することにより、駆動信号ＴＯＤを出力する。演算装置１０３Ａが出力する駆動信号ＴＯＤは駆動回路１０８Ａに入力される。そして、駆動回路（駆動手段）１０８Ａでは、電力増幅を行いトラッキングアクチュエータ１０９Ａに電力を供給して、対物レンズ１１０を駆動する。
このように、センサ１０１Ａと誤差信号合成器１０２Ａと演算装置１０３Ａとトラッキングアクチュエータ１０９Ａと駆動回路１０８Ａとによってトラッキング制御装置が構成されている。
図６に示す演算装置１０３Ａに設けられたメモリ１０７は、所定のプログラムと定数とが格納されたロム領域１０７ａ（ＲＯＭ：リードオンリーメモリ）と随時必要な変数値を格納するラム領域１０７ｂ（ＲＡＭ：ランダムアクセスメモリ）とに別れている。演算器１０５は、ロム領域１０７ａ内のプログラムに従って所定の動作や演算を行っている。図８にそのプログラムの具体的な一例を示す。以下に、その動作を詳細に説明する。
まず処理４０１では、後述する処理に必要な変数値の初期設定を行う。具体的には、まず参照値テーブルポインタＳＣｘを初期化する（ＳＣｘ←０）。ここで、参照値テーブルポインタＳＣｘの値は正の整数であり、０からＮｘ−１までの値をとる。Ｎｘは１周期の外乱値群に含まれる外乱値の個数、つまり、１周期の外乱値群の分割数である。なお、本実施の形態４では、分割数Ｎｘは、４の倍数の正の整数である（一実施例としては、Ｎｘを２０とする）。
次に、トラッキングゲイン調整完了フラッグＧＣｘを初期化する（ＧＣｘ←０）。ここでトラッキングゲイン調整完了フラッグＧＣｘは、０または１の値をとり、０の時は、トラッキングゲイン調整が完了していないことを意味し、１の時は、トラッキングゲイン調整が完了していることを意味する。したがって、トラッキングゲイン調整完了フラッグＧＣｘを初期化することにより、トラッキングゲイン調整が完了していない設定にしている。
そして、正弦波の波数を計数する波数カウンタＫＣｘを初期化する（ＫＣｘ←０）。ここで、波数カウンタＫＣｘの値は正の整数であり、０からＫｘまでの値をとる。Ｋｘは、測定波数であり、３以上の正の整数である（一実施例としては、Ｋｘを５０とする）。さらに、後述する応答検出処理４０５において検出する検出複素振幅値（α）の実数部ＳＵＭＲと検出複素振幅値の虚数部ＳＵＭＩｘとを初期化する（ＳＵＭＲｘ←０、ＳＵＭＩｘ←０）。
さらに、処理４０１では、後述する位相補償処理４１４の動作の初期設定として変数ＴＥ＿Ｉの値を零に初期化する（ＴＥ＿Ｉ←０）。その後、処理２０２の動作を行う。
処理４０２では、トラッキング誤差値ＴＥＤの入力動作を行う。すなわち、演算装置１０３の誤差入力部１０４に入力された誤差信号合成器１０２からのトラッキング誤差信号ＦＥをＡＤ変換し、トラッキング誤差値ＦＥＤに直す。その後、処理２０３の動作を行う。
処理４０３では、トラッキングゲイン調整完了フラッグＧＣｘの値に応じて、次に行う処理を選択している。具体的には、トラッキングゲイン調整完了フラッグＧＣｘの値が１の場合には処理４１７の動作に移行し、トラッキングゲイン調整完了フラッグＧＣｘの値が１でない場合には処理４０４の動作に移行する。この処理４０３により、トラッキングゲイン調整が完了すると、処理４１７の動作に移行し、後述する利得変更処理４１２の動作を最初の１回のみ行うように構成している。
処理４０４では、参照値テーブルポインタＳＣｘに分割数Ｎｘを４で割った値を加算し、その加算値の分割数Ｎｘを法とする値を計算し、余弦波テーブルポインタＣＣｘの値とする。すなわち、ＣＣｘ←（ＳＣｘ＋Ｎｘ／４） ＭＯＤ Ｎｘの演算を行う。ここで、Ａ ＭＯＤ Ｂは、ＡのＢを法とする値を表す。例えば、Ａ＝２４，Ｂ＝２０の場合、Ａ ＭＯＤ Ｂは４となる。すなわち、値Ａを値Ｂで割った時の剰余を表す。このような演算を行うことにより、余弦波テーブルポインタＣＣｘの値は、０からＮｘ−１の範囲の数値となる。その後、処理４０５の動作を行う。
処理４０５では、参照値テーブルポインタＳＣｘに基づいてメモリ１０７のＲＯＭ領域１０７ａに格納されている参照値テーブルを参照し、参照値Ｑｘ［ＳＣｘ］（第２の外乱値群を構成する外乱値）を得る。その参照値Ｑｘ［ＳＣｘ］にトラッキング誤差値ＴＥＤを乗算し、その乗算値と検出複素振幅値の実数部ＳＵＭＲｘを加算した値を新しい検出複素振幅値の実数部ＳＵＭＲｘとする（ＳＵＭＲｘ←ＳＵＭＲｘ＋ＴＥＤ×Ｑｘ［ＳＣｘ］）。ここで、参照値テーブルポインタＳＣｘの時のＱｘ［ＳＣｘ］を、（数式２６）に示す。
さらに処理４０５では、余弦波テーブルポインタＣＣｘに基づいてメモリ１０７のＲＯＭ領域１０７ａに格納されている参照値テーブルを参照し、参照値Ｑｘ［ＣＣｘ］（第３の外乱値群を構成する外乱値）を得る。その参照値Ｑｘ［ＣＣｘ］にトラッキング誤差値ＦＥＤを乗算し、その乗算値と検出複素振幅値の虚数部ＳＵＭＩｘを加算した値を新しい検出複素振幅値の虚数部ＳＵＭＩｘとする（ＳＵＭＩｘ←ＳＵＭＩｘ＋ＴＥＤ×Ｑｘ［ＣＣｘ］）。
ここで、処理４０４の動作により、参照値テーブルポインタＳＣｘと余弦波テーブルポインタＣＣｘとの間の差をＮｘ／４（ここで、Ｎｘは分割数）としている。これにより、参照値Ｑｘ［ＳＣｘ］と参照値Ｑｘ［ＣＣｘ］との値の位相差が２π／４となる。したがって、実施の形態４では、分割数Ｎｘを４の倍数にすることにより、第２の外乱値群の位相と第３の外乱値群の位相との位相差を正確に２π／４としている。また、参照値Ｑｘ［ＳＣｘ］と参照値Ｑｘ［ＣＣｘ］とに共通の参照値テーブルを用いて、ｓｉｎ関数やｃｏｓ関数の計算に要する演算量を削減している。処理４０５の後、処理４０６の動作を行う。ここで、処理４０５は図７に示される応答検出器３Ａに対応している。
処理４０６では、参照値テーブルポインタＳＣｘに基づいてメモリ１０７のＲＯＭ領域１０７ａに格納されている正弦波の関数テーブルを参照し、外乱値ＴＡＤＤ（第１の外乱値群を構成する外乱値）とする（ＴＡＤＤ←ｔａｂｌｅｘ［ＳＣｘ］）。ｔａｂｌｅｘ［ＳＣｘ］を、（数式２７）に示す。
処理４０８では、参照値テーブルポインタＳＣｘの値に１を加算し、その値を新しい参照値テーブルポインタＳＣｘの値としている（ＳＣｘ←ＳＣｘ＋１）。このように処理することにより、参照値テーブルポインタＳＣｘは、１ずつ増加する値となる。その後、処理４０９の動作を行う。
処理４０９では、参照値テーブルポインタＳＣｘと分割数Ｎｘの値とに応じて、次に行う処理を選択している。すなわち、参照値テーブルポインタＳＣｘとＮｘ−１との値が同じ場合は、処理４１０の動作へ移行する。参照値テーブルポインタＳＣｘとＮｘ−１の値が同じでない場合は、処理４１１の動作へ移行する。
ここで、処理４０８と処理４０９との動作により、１ずつ増加する参照値テーブルポインタＳＣｘがＮｘ−１と等しくなるということは、処理４０５と処理４０６とで用いた参照値テーブルの全体（第１の外乱値群、第２の外乱値群及び第３の外乱値群の１周期を構成するそれぞれＮｘ個の外乱値）を順次に参照したことに相当する。このことは、処理４０６において１周期分の第１の外乱値群が得られ、処理４０７において、順次に入力されるＮ個のトラッキング誤差値に、順次に参照されるＮｘ個（１周期分）の外乱値ＴＡＤＤが加算されたことを意味する。
処理４１０では、参照値テーブルポインタＳＣｘの値を０にする（ＳＣｘ←０）。すなわち、参照値テーブルポインタＳＣｘを初期化する。
さらに、処理４１０では、波数カウンタＫＣｘの値に１を加算した値を新しい波数カウンタＫＣｘの値としている（ＫＣｘ←ＫＣｘ＋１）。このように処理することにより、波数カウンタＫＣｘは、１ずつ増加する値となる。その後、処理４１１の動作を行う。処理４１０の動作により、Ｎｘ個のトラッキング誤差値にＮｘ個の外乱値ＴＡＤＤが加算される毎に、波数カウンタＫＣｘが１だけ増加する。
処理４１１では、波数カウンタＫＣｘと測定波数Ｋｘとの値に応じて、次に行う処理を選択している。すなわち、波数カウンタＫＣｘと測定波数Ｋｘとの値が同じ場合は、処理４１２の動作へ移行する。波数カウンタＫＣｘと測定波数Ｋｘとの値が同じでない場合は、処理４１４の動作へ移行する。
処理４１２では、図７に示される利得変更器（利得変更部）４Ａの動作を行う。すなわち、利得変更演算を行うことによって、トラッキングゲイン調整を行う。以下、利得変更器４Ａの具体的な動作を説明する。
まず、利得変更器４Ａにおける所定の複素振幅値（β）を補正複素数値（γ）で補正した補正複素振幅値ＲＵｘは、あらかじめ計算されており、下記に示す（数式２９）としている。
次に、利得変更器４Ａでは、補正複素振幅値ＲＵｘと、応答検出器３Ａによって検出した検出複素振幅値（ＳＵＭＲｘ＋ｊ・ＳＵＭＩｘ）を用いて、後述する位相補償器２Ａの増幅演算利得ｋｇｘの値の大きさを補正している。具体的には、下記に示す（数式３２）を用いて、増幅演算利得ｋｇｘの値を補正した補正増幅演算利得ｋｇｘ’を新たに増幅演算利得ｋｇｘの値に変更する。
すなわち、測定周波数ｆｍｘにおけるトラッキングサーボ系の利得｜Ｈｘ｜を求め、その逆数を増幅演算利得ｋｇｘの値に乗算することによって、増幅演算利得ｋｇｘの値を補正（補正増幅演算利得ｋｇｘ’の値に変更）する。これにより、トラッキングサーボ系の利得を測定周波数ｆｍｘで０ｄＢ（１倍）に正確に調整することができる。すなわち、トラッキングゲイン調整を行っている。
処理４１２の動作の後、処理４１３の動作を行う。処理４１３では、トラッキングゲイン調整完了フラッグＧＣｘの値を１にする（ＧＣｘ←１）。ここで、トラッキングゲイン調整完了フラッグＧＣｘの値を１にすることは、利得変更器４Ａの動作が完了し、トラッキングゲイン調整が完了したことを意味する。その後、処理４１４の動作を行う。
処理４１４では、誤差信号ＴＯＥに対して位相補償演算及び増幅演算を行う。具体的には、まず誤差信号ＴＯＥをｋ１ｘ倍（ここでｋ１ｘは、正の実数である）した値と変数ＴＥ＿Ｉを加算した値を新しい変数ＴＥ＿Ｉの値とする（ＴＥ＿Ｉ←ＴＥ＿Ｉ＋ＴＯＥ×ｋ１ｘ）。また変数ＴＥ＿Ｉの値をｋ２ｘ倍（ここでｋ２ｘは、正の実数である）した値と誤差信号ＴＯＥをｋ３ｘ倍（ここでｋ３ｘは、正の実数である）した値とを加算した値から、後述する変数ＴＥ１の値をｋ４ｘ倍（ここでｋ４ｘは、ｋ３ｘよりも小さい正の実数である）した値を減算した値に増幅演算利得ｋｇｘの値を乗算し、その値を変数ＴＤの値とする［ＴＤ←（ＴＥ＿Ｉ×ｋ２ｘ＋ＴＯＥ×ｋ３ｘ−ＴＥ１×ｋ４ｘ）×ｋｇｘ］。さらに誤差信号ＴＥＤの値を変数ＴＥ１の新しい値とする（ＴＥ１←ＴＥＤ）。その後、処理４１５の動作を行う。
この演算を行うことにより、誤差信号ＴＯＥの位相補償及び増幅が行われ、その結果が変数ＴＤの値となる。ここで、処理４１４は、位相補償器２Ａにおける処理に相当する。
処理４１５では、変数ＴＤの内容を演算装置１０３Ａの駆動出力部１０６Ａに出力し、変数ＴＤの値に比例した駆動信号ＴＯＤに変換する。その後、処理４１６の動作を行う。
処理４１６では、所定時間の遅延処理を行う。すなわち、あらかじめ決められたサンプリング周波数ｆｓｘで誤差入力部１０４Ａや駆動出力部１０６Ａの動作が行われるように遅延動作を行う。その後、処理４０２の動作へ戻る。
処理４１７では、トラッキング誤差値ＴＥＤの値を、誤差信号ＴＯＥとする（ＴＯＥ←ＴＥＤ）。その後、処理４１４の動作を行う。すなわち、処理４１３でトラッキングゲイン調整完了フラッグＧＣｘの値に１が設定された後は、処理４０３の動作により、処理４１７の動作が誤差入力部１０４Ａの動作毎に行われる。すなわち、利得変更器４Ａの動作が終了した次のサンプリングタイミングの後は、処理４０４から処理４１３の動作が行われず、処理４１７の処理が行われる。
以上、センサ１０１Ａと誤差信号合成器１０２Ａと演算装置１０３Ａとトラッキングアクチュエータ１０９Ａと駆動回路１０８Ａとによってトラッキング制御装置が構成され、演算装置１０３Ａは、誤差入力部１０４Ａと外乱加算器１Ａと位相補償器２Ａと駆動出力部１０６Ａと応答検出器３Ａと利得変更器４Ａとによって構成されている。
このように構成されたトラッキング制御装置によれば、トラッキングサーボ系の利得を、分割数Ｎｘの値に依らず、正確に調整することができる。具体的には、利得変更処理４１２の動作により、トラッキングサーボ系の利得を測定周波数ｆｍｘで０ｄＢ（１倍）となるように位相補償処理４１４において増幅演算利得ｋｇｘが調整される。以下、このことについて詳しく説明する。
実施の形態４では、利得変更処理４１２（利得変更器４Ａの動作）により、トラッキングサーボ系の利得を所望の値に調整している。以下、利得変更処理４１２を中心に、トラッキングサーボ系の利得が所望の値に調整されることを詳しく説明する。
利得変更処理４１２では、前述したように、（数式３１）に示す位相を持つ補正複素振幅値ＲＵｘと検出複素振幅値（ＳＵＭＲｘ＋ｊ・ＳＵＭＩｘ）とを用いて、増幅演算利得ｋｇｘを変化させている。これにより、トラッキングゲイン調整を行っている。ここで、トラッキングゲイン調整とは、トラッキングサーボ系の利得が測定周波数ｆｍｘで０ｄＢ（０ｄＢは１倍を意味する）になることを意味する。
利得変更処理４１２では、前述した（数式３２）を用いて増幅演算利得ｋｇｘを更新している。ここで、｜Ｈｘ｜が測定周波数ｆｍｘにおけるトラッキングサーボ系の一巡伝達関数の利得であることについて詳しく説明する。
まず、参照値テーブルポインタＳＣｘがＳＣｘの時、外乱加算処理４０７において加算される外乱値ＴＡＤＤは、前述した（数式２７）によって示される。また、（数式２７）によって示される外乱値ＴＡＤＤに対するトラッキングサーボ系の応答Ｙｘ［ＳＣｘ］は、トラッキングサーボ系の線形成が成り立つ範囲で、下記に示す（数式３５）と表現することができる。
したがって、（数式２６）と（数式３５）とを用いて、応答検出処理４０６の検出複素振幅値（ＳＵＭＲｘ＋ｊ・ＳＵＭＩｘ）を計算すると、検出複素振幅値の実数部ＳＵＭＲｘは、下記に示す（数式３６）となる。また、同様に、検出複素振幅値の虚数部ＳＵＭＲＩｘは、下記に示す（数式３７）となる。
実施の形態４では、応答検出処理４０５において検出複素振幅値を演算する際、第１の外乱値群の周期のＫｘ倍（Ｋｘは測定波数）の時間だけ積分加算している。これにより、検出複素振幅値ＳＵＭＲｘとＳＵＭＩｘとが、それぞれ、より正確に複素振幅Ｙｘの実数部と虚数部とに対応した値となる。すなわち、トラッキングサーボ系の応答Ｙｘの複素振幅の振幅と位相とを正確に検出することができる。
（数式３６）と（数式３７）と（数式２９）とを（数式３３）に代入すると、利得｜Ｈｘ｜は、下記に示す（数式３８）となる。
外乱複素振幅値ＴＡは、前述した（数式２９）より下記に示す（数式４０）となる。
最後に、加算部の伝達関数Ｄｘについて説明する。図１０に、外乱値ＴＡＤＤの出力値の様子を示す。縦軸は外乱値ＴＡＤＤの値を示し、横軸は参照値テーブルポインタＳＣｘの値を示す。図１０に示すように外乱値ＴＡＤＤは１サンプルタイミング毎に（参照値テーブルポインタＳＣｘの値が変化する毎に）外乱値ＴＡＤＤの値が変化する階段状の出力値となる。図１０において、波形ＴＡＤＤが順次に出力される外乱値ＴＡＤＤの波形（第１の外乱値群の波形）である。すなわち、１サンプルタイミング毎に正弦波値（図１０において、正弦波値は波形Ｗ３（外乱生成関数）によって示す）がサンプリングされ、０次ホールドされた波形となる。このようなサンプリングと０次ホールドを行う処理の伝達関数は、下記に示す（数式４２）となる。
以上より、第１の外乱値群のトラッキングサーボ系に対する実質的な加算部の伝達関数Ｄｘは、前述した（数式４２）で表される。すなわち、（数式４３）となる。
以上より、外乱加算部１Ａの伝達関数が加算部の伝達関数Ｄｘとなることが分かる。これにより、測定周波数ｆｍｘにおけるトラッキングサーボ系の利得｜Ｈｘ｜は、前述した（数式３３）となることがわかる。さらに、（数式３２）により増幅演算利得ｋｇｘが所望の値に補正され、トラッキングサーボ系の利得が測定周波数ｆｍｘで０ｄＢ（１倍）に正確に調整できることがわかる。
このように、トラッキングサーボ系の利得が測定周波数ｆｍｘで０ｄＢ（１倍）に正確に調整できることは、利得変更処理４１２の補正複素振幅値ＲＵｘの位相を（数式３１）のように設定していることに依る。また、（数式３１）は、前述した説明により、外乱値ＴＡＤＤからなる第１の外乱値群のトラッキングサーボ系への実質的な位相に対応していることも分かる。
また、実施の形態４では、外乱値ＴＡＤＤのトラッキングサーボ系への実質的な位相に応じて、利得変更処理４１２の補正複素振幅値ＲＵｘの位相を変化させているため、分割数Ｎｘが小さくなっても、精度良くトラッキングサーボ系の利得を測定周波数ｆｍｘで０ｄＢ（１倍）に正確に調整することができる。
さらに、分割数Ｎｘを変更することにより、測定周波数ｆｍｘが変更できるため、トラッキングサーボ系の利得を所望の値に調整することができる。
（実施の形態５）
実施の形態５では、本発明のトラッキング制御装置の他の一実施形態について説明する。実施の形態５では、利得変更処理（利得変更部）の動作を除く構成は、前述した実施の形態１と同じであるため、説明を省略する。
実施の形態５に係る利得変更処理では、所定の複素振幅値ＲＵ２ｘを下記に示す（数式４５）とする。
さらに、補正複素値ＣＵｘを下記に示す（数式４６）とする。
利得変更処理では、増幅演算部利得ｋｇｘを下記に示す（数式４７）によって補正する。
（数式４７）からトラッキングサーボ系の利得｜Ｈｘ｜を抜き出すと、下記に示す（数式４８）となる。
したがって、実施の形態５では、検出複素振幅値を補正複素値ＣＵｘによって補正することにより、分割数Ｎｘが小さくなっても、精度良くトラッキングサーボ系の利得を測定周波数ｆｍｘで０ｄＢ（１倍）に正確に調整することができる。
さらに、実施の形態５の構成は、前述した実施の形態４の効果に加えて、利得変更処理（利得変更部の動作）で用いる所定の複素振幅値を実数値（位相が０）としている。これにより、あらかじめ記憶しておく容量を少なくしている。
（実施の形態６）
実施の形態６では、本発明に係るトラッキング制御装置のさらに他の一実施形態について説明する。実施の形態６では、利得変更処理（利得変更部の動作）を除く構成は前述した実施の形態４と同じであるため、説明を省略する。
前述した実施の形態４及び実施の形態５では、演算装置１０３Ａ（図６参照）における演算時間に依存した位相のずれは考慮していないが、実施の形態６では、演算時間に依存した位相のずれを考慮して、更に高精度でトラッキングサーボ系の利得を調整する。すなわち、上記の（数式４８）における位相ｄ２ｘに代えて、下記の（数式４９）で示す位相ｄ３ｘを用いる。その他の利得変更処理の構成及び動作は、前述した実施の形態４及び実施の形態５の利得変更処理と同じであるため、説明を省略する。
このように構成することにより、演算時間Ｔｄｘによる位相のずれ（−２π×ｆｍｘ×Ｔｄｘ）が前述した（数式３１）の位相ｄ１ｘに比べて無視できない程度に大きくなっても、トラッキングサーボ系の利得が測定周波数ｆｍｘで０ｄＢ（１倍）により正確に調整できる。以下、このことについて詳しく説明する。
まず、演算時間Ｔｄｘによる位相のずれが前述した（数式３１）によって示される位相に比べて、無視できる程度に小さい場合には、前述した実施の形態４及び実施の形態５で用いた第１の外乱値群の位相である（数３１）の値と（数式４９）の値とがほぼ等しくなるため、トラッキングサーボ系の利得が測定周波数ｆｍｘで０ｄＢ（１倍）に調整できることがわかる。
次に、演算時間Ｔｄｘが前述した（数３１）によって示される位相値に比べて、無視できない程度に大きい場合について説明する。
この場合、演算時間Ｔｄｘに依存する位相のずれは、前述した（数式３１）によって示される位相に対して加算される。演算時間Ｔｄｘによる位相のずれＴｐｘは、トラッキングサーボ系の利得が測定周波数ｆｍｘに対しては、下記に示す（数式５０）となる。
実施の形態６では、利得変更処理の動作により、演算時間Ｔｄが（数式３１）で示される位相に比べて、無視できない程度に大きい場合でも、（数式４９）に示すようにその影響を考慮して、増幅演算利得ｋｇｘの演算を行っているため、トラッキングサーボ系の利得が測定周波数ｆｍｘで０ｄＢ（１倍）により正確に調整できる。
なお、本実施の形態６では、トラッキングサーボ系の利得｜Ｈｘ｜を算出するために、所定の複素振幅値（β）の位相部分と補正複素値とを予め演算した値（複素利得Ｈｘの分母及び分子に所定の複素振幅値と共役な複素値を乗算した値）を用いたが、他の演算方法により算出されてもよく、本発明は実施の形態６の演算方法に限定されるものではない。
また、位相補償処理は、図７に示された位相補償器２Ａにおける処理４１４に限定されるものではなく、トラッキングサーボ系の位相を補償する動作を行うものであれば良い。図７に示された位相補償器２Ａと異なる構成の位相補償器を設けたとしても、本発明に含まれる。
また、上記の実施の形態４〜６では、外乱値を１サンプル毎に出力しているが、これを複数サンプル毎に出力するように構成してもよく、このように変更しても本発明に含まれる。
さらに、上記の実施の形態４〜６のデジタル回路で構成した部分をアナログ回路で構成することや、アナログ回路で構成した部分をデジタル回路で構成することなど、様々な変更が考えられる。このように変更を行っても本発明に含まれることは言うまでもない。
以上のように実施の形態４〜６によれば、利得変更器４の動作により、精度良くトラッキング制御装置のループゲイン特性を調整することができる。特に、分割数Ｎが小さい場合であっても、精度良くトラッキング制御装置のループゲイン特性を調整することができる。すなわち、利得変更処理において、利得変更処理の補正複素値の位相を第１の外乱値の位相に応じた値にし、補正複素値によって検出複素振幅値又は所定の複素振幅値を補正することにより、精度良くループゲイン特性を調整している。
特に、トラッキングサーボ系の広帯域化と演算装置の省電力化とを目的とした動作クロックの低下により、分割数Ｎｘはますます小さくなる傾向にある。このような場合でも、本実施の形態に係るトラッキング制御装置を用いることにより、精度良くループゲイン特性を調整することが可能である。
本発明のフォーカス制御装置およびトラッキング制御装置は、半導体レーザ等のレーザ光を用いて光ディスクに情報の記録や再生を行う光ディスク装置に用いるフォーカス制御装置およびトラッキング制御装置として有用である。
【書類名】明細書
【技術分野】
【０００１】
本発明は、半導体レーザ等のレーザ光を用いて光ディスクに情報の記録や再生を行う光ディスク装置に用いるフォーカス制御装置およびトラッキング制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に、光ディスク装置に用いられるフォーカス制御装置およびトラッキング制御装置は、光ディスク上に情報を記録または再生するために重要な装置である。このようなフォーカス制御装置では、光ディスクが変動し、または光ディスク装置が振動しても正確な記録再生ができるように、光ディスクの記録面と出射光の焦点との間のずれを、例えば±０．５マイクロメートル（μｍ）以内という高精度に制御しなければならない。このためには、フォーカス制御装置のループゲイン特性を常に所望の特性に合わせておく必要がある。そしてトラッキング制御装置では、光ディスク上のトラックに偏芯等が存在しても正確な記録や再生ができるように、光ディスク上のトラックと光スポットとのずれを、例えば±０．１マイクロメートル（μｍ）以内という高精度に制御しなければならない。このためには、トラッキング制御装置のループゲイン特性を常に所望の特性に合わせておく必要がある。
【０００３】
しかしながら、フォーカス誤差信号およびトラッキング誤差信号の検出感度やフォーカスアクチュエータおよびトラッキングアクチュエータの感度のばらつき、さらに温度変化、経時変化によって、所望のループゲイン特性を保つことが困難であるという課題があった。
【０００４】
このような課題に対して、光ビームの微小スポットと制御目標位置との間のズレを検出する制御誤差信号検出手段と、光ビームの微小スポットを制御目標位置に移動して保持するサーボ手段と、サーボループに外乱信号を加える外乱信号発生手段と、サーボループ内に加えた外乱信号に応答した信号の複素振幅を検出する手段と、複素振幅検出手段の出力に基づいて、予め記憶しておいたサーボループに加えた外乱信号の複素振幅値からのサーボループの位相・ゲイン特性を検出する演算手段と、演算手段からの出力に応じてサーボループの位相・ゲイン特性を変化させる調整手段とを備えた光学式記録再生装置によって、ループゲイン特性を調整する技術が開示されている（例えば、特許文献１参照）。この技術では、サーボループに加えた外乱信号に応答した信号の複素振幅を検出し、その複素振幅と予め記憶しておいたサーボループに加えた外乱信号の複素振幅値とにより、サーボループの位相・ゲイン特性を変化させ、サーボループの位相・ゲイン特性を所望の特性に調整する。この技術を適用すれば、少ない回路構成によってサーボループのゲイン・位相特性を高速高精度に測定することができ、さらにサーボループのゲイン・位相特性を調整してサーボループの特性を所定の値にすることができるため、安定なサーボ特性を達成することができる。
【０００５】
しかしながら、上記の技術では、予め記憶している所定の複素振幅値の値（ここで、値とは所定の複素振幅値の位相及び振幅を意味する）に依って、フォーカス制御装置およびトラッキング制御装置のサーボループ特性の調整に誤差が生じることが分かった。特に、周期関数（正弦関数）の１周期を時間的にＮ等分して保存された外乱値群を順次加算するように外乱信号発生手段を構成した場合には、分割数Ｎの値が小さくなるほど調整誤差が大きくなることが分かった。また、光ディスクの高密度化や高耐振化の為にサーボループ特性の広帯域化が必要な場合には、周期関数の周波数が上がり、外乱信号発生手段の外乱値群の加算周波数が同じとすると、実質的に分割数Ｎが小さくなる。さらに、省電力化の為に演算手段の動作速度が遅くなった場合にも、この分割数Ｎを小さくしなければならない。その結果、調整誤差は大きくなる。このように、今後、光ディスクの高密度化や高耐振化、機器の省電力化が促進されれば、フォーカス制御装置およびトラッキング制御装置におけるサーボループ特性の調整誤差が大きくなるという問題がある。
【特許文献１】 特開平４−４９５３０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
本発明は、精度良くフォーカスサーボ系の利得やトラッキングサーボ系の利得を調整することができ、所望のループゲイン特性に精度良く調整することができるフォーカス制御装置およびトラッキング制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明に係るフォーカス制御装置は、光ディスクからの反射光を受光し、複数個のセンサ信号を出力するセンサ手段と、複数個のセンサ信号を演算合成してフォーカス誤差信号を生成する誤差信号合成手段と、フォーカス誤差信号に基づいてフォーカス誤差値群を生成する誤差入力部、誤差入力部で生成されたフォーカス誤差値群に周期性を有する第１の外乱値群を加えて出力する外乱加算部、外乱加算部の出力に少なくとも位相補償演算と増幅演算利得に応じた増幅演算とを行って駆動値群を生成する位相補償部、駆動値群に基づいて駆動信号を生成する駆動出力部、誤差入力部で生成されたフォーカス誤差値群と、第１の外乱値群と同一の周期性を有する第２の外乱値群と、第２の外乱値群と同一の周期性を有し、第２の外乱値群と位相の異なる第３の外乱値群とに基づいて検出複素振幅値を検出する応答検出部、及び、増幅演算利得を変更する利得変更部を有する演算手段と、駆動信号に略比例した駆動電流を出力する駆動手段と、駆動電流に応じて対物レンズを駆動するフォーカスアクチュエータとを含むフォーカス制御装置であって、利得変更部が、検出複素振幅値と所定の複素振幅値と所定の複素振幅値を補正する補正複素値とに基づいて増幅演算利得を変更し、補正複素値の位相が、外乱加算部における第１の外乱値群の位相と実質的に同一であることを特徴とする。なお、この構成のフォーカス制御装置を、以下においては、第１のフォーカス制御装置とも称する。
【０００８】
また、本発明に係るフォーカス制御装置は、光ディスクからの反射光を受光し、複数個のセンサ信号を出力するセンサ手段と、複数個のセンサ信号を演算合成してフォーカス誤差信号を生成する誤差信号合成手段と、フォーカス誤差信号に基づいてフォーカス誤差値群を生成する誤差入力部、誤差入力部で生成されたフォーカス誤差値群に周期性を有する第１の外乱値群を加えて出力する外乱加算部、外乱加算部の出力に少なくとも位相補償演算と増幅演算利得に応じた増幅演算とを行って駆動値群を生成する位相補償部、駆動値群に基づいて駆動信号を生成する駆動出力部、誤差入力部で生成されたフォーカス誤差値群と、第１の外乱値群と同一の周期性を有する第２の外乱値群と、第２の外乱値群と同一の周期性を有し、第２の外乱値群と位相の異なる第３の外乱値群とに基づいて検出複素振幅値を検出する応答検出部、及び、検出複素振幅値と所定の複素振幅値とに基づいて増幅演算利得を変更する利得変更部を有する演算手段と、駆動信号に略比例した駆動電流を出力する駆動手段と、駆動電流に応じて対物レンズを駆動するフォーカスアクチュエータとを含むフォーカス制御装置であって、利得変更部が、検出複素振幅値と所定の複素振幅値と検出複素振幅値を補正する補正複素値とに基づいて増幅演算利得を変更し、補正複素値の位相が、外乱加算部における第１の外乱値群の逆位相と実質的に同一であることを特徴とする。なお、この構成のフォーカス制御装置を、以下においては、第２のフォーカス制御装置とも称する。
【０００９】
本発明に係るトラッキング制御装置は、光ディスクからの反射光を受光し、複数個のセンサ信号を出力するセンサ手段と、複数個のセンサ信号を演算合成してトラッキング誤差信号を生成する誤差信号合成手段と、トラッキング誤差信号に基づいてトラッキング誤差値群を生成する誤差入力部、誤差入力部で生成されたトラッキング誤差値群に周期性を有する第１の外乱値群を加えて出力する外乱加算部、外乱加算部の出力に少なくとも位相補償演算と増幅演算利得に応じた増幅演算とを行って駆動値群を生成する位相補償部、駆動値群に基づいて駆動信号を生成する駆動出力部、誤差入力部で生成されたトラッキング誤差値群と、第１の外乱値群と同一の周期性を有する第２の外乱値群と、第２の外乱値群と同一の周期性を有し、第２の外乱値群と位相の異なる第３の外乱値群とに基づいて検出複素振幅値を検出する応答検出部、及び、増幅演算利得を変更する利得変更部を有する演算手段と、駆動信号に略比例した駆動電流を出力する駆動手段と、駆動電流に応じて対物レンズを駆動するトラッキングアクチュエータとを含むトラッキング制御装置であって、利得変更部が、検出複素振幅値と所定の複素振幅値と所定の複素振幅値を補正する補正複素値とに基づいて増幅演算利得を変更し、補正複素値の位相が、外乱加算部における第１の外乱値群の位相と実質的に同一であることを特徴とする。なお、この構成のトラッキング制御装置を、以下においては、第１のトラッキング制御装置とも称する。
【００１０】
また、本発明に係るトラッキング制御装置は、光ディスクからの反射光を受光し、複数個のセンサ信号を出力するセンサ手段と、複数個のセンサ信号を演算合成してトラッキング誤差信号を生成する誤差信号合成手段と、トラッキング誤差信号に基づいてトラッキング誤差値群を生成する誤差入力部、誤差入力部で生成されたトラッキング誤差値群に周期性を有する第１の外乱値群を加えて出力する外乱加算部、外乱加算部の出力に少なくとも位相補償演算と増幅演算利得に応じた増幅演算とを行って駆動値群を生成する位相補償部、駆動値群に基づいて駆動信号を生成する駆動出力部、誤差入力部で生成されたトラッキング誤差値群と、第１の外乱値群と同一の周期性を有する第２の外乱値群と、第２の外乱値群と同一の周期性を有し、第２の外乱値群と位相の異なる第３の外乱値群とに基づいて検出複素振幅値を検出する応答検出部、及び、増幅演算利得を変更する利得変更部を有する演算手段と、駆動信号に略比例した駆動電流を出力する駆動手段と、駆動電流に応じて対物レンズを駆動するトラッキングアクチュエータとを含むトラッキング制御装置であって、利得変更部が、検出複素振幅値と所定の複素振幅値と検出複素振幅値を補正する補正複素値とに基づいて増幅演算利得を変更し、補正複素値の位相が、外乱加算部における第１の外乱値群の逆位相と実質的に同一であることを特徴とする。なお、この構成のフォーカス制御装置を、以下においては、第２のトラッキング制御装置とも称する。
【発明の効果】
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
本発明に係るフォーカス制御装置は、上述のように、光センサ手段と、誤差信号合成手段と、演算手段と、駆動手段と、フォーカスアクチュエータとを含む。演算手段は、誤差入力部と、外乱加算部と、位相補償部と、駆動出力部と、応答検出部と、利得変更部とを更に有している。なお、演算手段の利得変更部以外については、公知のいかなる構成であってもよい。
【００１２】
誤差入力部は、光センサ手段及び誤差信号合成手段により生成されたフォーカス誤差信号に基づいてフォーカス誤差値群を生成する。フォーカス誤差値群は、例えば、フォーカス誤差信号に対して所定の時間間隔でサンプリング処理することによって生成することができる。サンプリング処理は、通常、一定の時間間隔で行われる。
【００１３】
外乱加算部は、誤差入力部で生成されたフォーカス誤差値群に周期性を有する第１の外乱値群を加えて出力する。周期性を有する第１の外乱値群は、所定の周期関数に対して所定の時間間隔でサンプリング処理することによって生成される階段状の関数の値を表す数値群と概念的に同一である。なお、以下において、上記の周期関数を外乱生成関数と略記する。フォーカス誤差値群と第１の外乱値群を加えるとは、時間的に同期したフォーカス誤差値群を構成するフォーカス誤差値と第１の外乱値群を構成する外乱値とを１つずつ順次に加算して外乱加算誤差値群を生成することを意味する。
【００１４】
位相補償部は、外乱加算部の出力に少なくとも位相補償演算と増幅演算利得に応じた増幅演算とを行って駆動値群を生成する。詳しくは、１つのフォーカス誤差値に対して１つの駆動値が順次に生成される。なお、増幅演算利得は、応答検出部及び利得変更部によって決定される。
【００１５】
駆動出力部は、位相補償部で生成された駆動値群に基づいて駆動信号を生成し、駆動信号を駆動手段に出力する。
【００１６】
応答検出部は、誤差入力部で生成されたフォーカス誤差値群と、第１の外乱値群と同一の周期性を有する第２の外乱値群と、第２の外乱値群と同一の周期性を有し、第２の外乱値群と位相の異なる第３の外乱値群とに基づいて検出複素振幅値を検出する。周期性を有する第２の外乱値群及び周期性を有する第３の外乱値群は、上記の第１の外乱値群の場合と同様に定義される。第１の外乱値群と同一の周期性を有するとは、第１の外乱値群の周期と同一であることを意味する。なお、第２の外乱値群や第３の外乱値群と第１の外乱値群とで、振幅や位相は異なっていてもよい。
【００１７】
ここで、第１〜第３の外乱値群の振幅と位相とについて説明する。第１〜第３の外乱値群等の外乱値群の振幅は、外乱生成関数の振幅と、外乱生成関数にサンプリング処理及び０次ホールド処理を行う伝達関数より求まる。第１〜第３の外乱値群等の外乱値群の位相は、外乱生成関数の位相と、外乱生成関数にサンプリング処理及び０次ホールド処理を行う伝達関数より求まる。本明細書では、第１〜第３の外乱値群の位相とは、第１の外乱値群に対する外乱生成関数の位相を基準（位相が零）とする位相差を意味し、外乱生成関数より位相が進む場合を正にとり、位相が遅れる場合を負にとる。外乱値群の振幅及び位相は、それぞれ、外乱生成関数の振幅及び位相と異なることに注意を要する。また、サンプリングの時間間隔が長いほど（分割数が小さいほど）、外乱生成関数と伝達関数との振幅差や位相差は大きくなる。
【００１８】
利得変更部は、検出複素振幅値と所定の複素振幅値と補正複素値に基づいて増幅演算利得を変更する。第１のフォーカス制御装置では、補正複素値として第１の外乱値群の位相と実質的に同一の位相である複素値を用いて所定の複素振幅値を補正する。これにより、外乱生成関数と第１の外乱値群との位相の相違を補正でき、位相補償部で参照される増幅演算利得を従来よりも高精度で調整することができる。特に、分割数が小さければ、外乱生成関数と第１の外乱値群との位相差が大きくなるために、その効果は更に大きくなる。なお、第１のフォーカス制御装置における所定の複素振幅値は、従来のフォーカス制御装置で用いられていた値と同一とすることができる。
【００１９】
本明細書において、検出複素振幅値、所定の複素振幅値及び補正複素値等の複素値の位相とは、複素平面上における正の実軸と、原点と複素値に対応する点とを結ぶ直線とのなす角を意味する。正の実軸から正の虚軸方向への回転角度を正とし、正の実軸から負の虚軸方向への回転角度を負とする。また、本明細書において、第１の外乱値群の位相と実質的に同一とは、補正複素値を意図的には第１の外乱値群の位相と異ならせないことを意味し、計算誤差や作製誤差等によって厳密に一致しない場合を含意する。
【００２０】
また、第２のフォーカス制御装置における利得変更部は、補正複素値として、第１の外乱値群の位相と実質的に逆位相である複素値を用いて検出複素振幅値を補正する。なお、逆位相とは、正負が逆の位相を意味する。つまり、第１のフォーカス制御装置における補正複素値と第２のフォーカス制御装置における補正複素値とは、共役な複素数である。これにより、外乱生成関数と第１の外乱値群との位相の相違を補正でき、位相補償部で参照される増幅演算利得を従来よりも高精度で調整することができる。なお、第２のフォーカス制御装置における所定の複素振幅値は、従来のフォーカス制御装置で用いられていた値と同一とすることができる。特に、分割数が小さければ、外乱生成関数と第１の外乱値群との位相差が大きくなるために、その効果は更に大きくなる。
【００２１】
ここで、従来よりもフォーカスサーボ系の利得や増幅演算利得を高精度で調整できることについて簡単に説明する。通常、増幅演算利得の初期設定値は、設定どおりに光ディスクが配置され、かつ第１〜第３の外乱値群の位相として外乱生成関数（アナログ信号）の位相を仮定した場合に最適化されるように決定されている。フォーカスサーボ系の利得はその系の一巡伝達関数の利得に相当する。また、フォーカスサーボ系の一巡伝達関数の利得の変化に応じて、応答検出部で検出される検出複素振幅値が変化する。
【００２２】
したがって、第１及び第２のフォーカス制御装置では、第１の外乱値群に対応する外乱生成関数と第１の外乱値群との位相差（補正複素数の位相）を考慮することによって、フォーカスサーボ系の利得を高精度で調整できる。更に、フォーカスサーボ系の利得を高精度で調整できることによって、位相補償部で参照する増幅演算利得を高精度で調整できる。なお、従来のフォーカス制御装置では、第１の外乱値群に対応する外乱生成関数と第１の外乱値群（伝達関数）との位相差は考慮されていない。
【００２３】
本発明に係る第１のフォーカス制御装置では、検出複素振幅値をα、所定の複素振幅値をβ、補正複素値をγとしたとき、利得変更部は、｜α／（α＋β×γ）｜の値に基づいて増幅演算利得を変更することが好ましい。この値に従えば、フォーカスサーボ系の一巡伝達関数の利得を正確に調整できるからである。なお、最終的な値が｜α／（α＋β×γ）｜と同一であれば、所定の複素振幅値と補正複素値とが乗算される限りにおいて、どのような方法で演算を行ってもよい。
【００２４】
本発明に係る第１のフォーカス制御装置では、第１の外乱値群の１周期を構成する数値群は、時間的に実質的に均等に分割されたＮ個の外乱値からなり、補正複素数値の位相が、実質的に−２π／Ｎ／２であり、所定の複素振幅値の位相が、実質的に０であることが好ましい。第１の外乱値群に対応する外乱生成関数と第１の外乱値群との位相差が−２π／Ｎ／２となるからである。第１の外乱値群の１周期を構成する数値群が、Ｎ個の外乱値からなるとは、分割数がＮであることと同義である。なお、本明細書において、実質的に−２π／Ｎ／２であるとは、所定の複素振幅値を意図的には−２π／Ｎ／２と異ならせないことを意味し、計算誤差や作製誤差等によって厳密に一致しない場合を含意する。以下において、位相が実質的に所定の数値であるという場合、上記と同様の意味とする。
【００２５】
本発明に係る第１のフォーカス制御装置では、補正複素値の位相が、実質的に−２π／Ｎ／２であり、第１の外乱値群の周波数をｆｍとし、フォーカス誤差信号から駆動信号を生成する演算手段における処理時間をＴｄとしたとき、所定の複素振幅値の位相が−２π×ｆｍ×Ｔｄであることが好ましい。演算処理手段における処理時間に基づく位相のずれは−２π×ｆｍ×Ｔｄであるために、演算手段における処理時間に依存するフォーカスサーボ系の利得の変化を抑制できるからである。
【００２６】
本発明に係る第２のフォーカス制御装置では、検出複素振幅値をα、所定の複素振幅値をβ、補正複素値をγとしたとき、利得変更部は、｜α×γ／（α×γ＋β）｜の値に基づいて増幅演算利得を変更することが好ましい。この値に従えば、フォーカスサーボ系の一巡伝達関数の利得を正確に調整できるからである。なお、最終的な値が｜α×γ／（α×γ＋β）｜と同一であれば、検出複素振幅値と補正複素値とが乗算される限りにおいて、どのような方法で演算を行ってもよい。
【００２７】
本発明に係る第２のフォーカス制御装置では、第１の外乱値群の１周期を構成する数値群は、時間的に実質的に均等に分割されたＮ個の外乱値からなり、補正複素値の位相が、実質的に２π／Ｎ／２であり、所定の複素振幅値の位相が、実質的に０であることが好ましい。第１の外乱値群に対応する外乱生成関数と第１の外乱値群との位相差が−２π／Ｎ／２となるからである。
【００２８】
本発明に係る第２のフォーカス制御装置では、補正複素値の位相が、実質的に２π／Ｎ／２であり、第１の外乱値群の周波数をｆｍとし、フォーカス誤差信号から駆動信号を生成する演算手段における処理時間をＴｄとしたとき、所定の複素振幅値の位相が、実質的に２π×ｆｍ×Ｔｄであることが好ましい。演算手段における処理時間に依存するフォーカスサーボ系の利得の変化を抑制することができる。
【００２９】
本発明に係る第１及び第２のフォーカス制御装置では、第１の外乱値群の１周期を構成する数値群は、時間的に実質的に均等に分割されたＮ個の外乱値からなり、Ｎ個の外乱値を記憶する記憶部を更に有することが好ましい。外乱加算部では、第１の外乱値群は周期性を有するため、１周期ごとに同一の値が外乱値として用いられる。したがって、記憶部を設けてＮ個の外乱値を記憶させておけば、任意の外乱値を記憶部から抽出することができる。これにより、各外乱値を演算によって算出する場合に比べて、高速な処理が実現できる。本明細書において、実質的に均等に分割するとは、均等でない分割を意図的には行わないことを意味し、計算誤差や作製誤差等によって厳密に一致しない場合を含意する。
【００３０】
本発明に係る第１及び第２のフォーカス制御装置では、第２の外乱値群の位相が、第１の外乱値群の位相と実質的に同一であり、第３の外乱値群の位相が、第２の外乱値群の位相と実質的にπ／２だけ異なることが好ましい。検出複素振幅値を正確に検出できるからである。本明細書において、実質的にπ／２だけ異なるとは、意図的にはπ／２以外の位相差に設定しないことを意味し、計算誤差や作製誤差等によって厳密に一致しない場合を含意する。
【００３１】
本発明に係る第１及び第２のフォーカス制御装置では、応答検出部は、第１の外乱値群の周期の整数倍の時間の間に入力された複数のフォーカス誤差値に基づいて検出複素振幅値を検出することが好ましい。検出複素振幅値の測定誤差を低減できるからである。特に、第１の外乱値群の１周期を構成する数値群の個数が少ない場合（分割数が小さい場合）には、その効果は大きくなる。
【００３２】
本発明に係る第１及び第２のフォーカス制御装置では、第１の外乱値群の１周期を構成する数値群は、時間的に実質的に均等に分割された４の整数倍の個数の外乱値からなることが好ましい。
【００３３】
本発明に係るトラッキング制御装置は、上述のように、光センサ手段と、誤差信号合成手段と、演算手段と、駆動手段と、トラッキングアクチュエータとを含む。演算手段は、誤差入力部と、外乱加算部と、位相補償部と、駆動出力部と、応答検出部と、利得変更部とを更に有している。なお、演算手段の利得変更部以外については、公知のいかなる構成であってもよい。
【００３４】
誤差入力部は、光センサ手段及び誤差信号合成手段により生成されたトラッキング誤差信号に基づいてトラッキング誤差値群を生成する。トラッキング誤差値群は、例えば、トラッキング誤差信号に対して所定の時間間隔でサンプリング処理し、かつサンプリング処理された値をサンプリングの時間間隔にわたって０次ホールド処理することによって生成することができる。サンプリング処理は、通常、一定の時間間隔で行われる。
【００３５】
外乱加算部は、誤差入力部で生成されたトラッキング誤差値群に周期性を有する第１の外乱値群を加えて出力する。トラッキング誤差値群と第１の外乱値群を加えるとは、時間的に同期したトラッキング誤差値群を構成するトラッキング誤差値と第１の外乱値群を構成する外乱値とを１つずつ順次に加算して外乱加算誤差値群を生成することを意味する。
【００３６】
位相補償部は、外乱加算部の出力に少なくとも位相補償演算と増幅演算利得に応じた増幅演算とを行って駆動値群を生成する。詳しくは、１つのトラッキング誤差値に対して１つの駆動値が順次に生成される。なお、増幅演算利得は、応答検出部及び利得変更部によって決定される。
【００３７】
駆動出力部は、位相補償部で生成された駆動値群に基づいて駆動信号を生成し、駆動信号を駆動手段に出力する。
【００３８】
応答検出部は、誤差入力部で生成されたトラッキング誤差値群と、第１の外乱値群と同一の周期性を有する第２の外乱値群と、第２の外乱値群と同一の周期性を有し、第２の外乱値群と位相の異なる第３の外乱値群とに基づいて検出複素振幅値を検出する。
【００３９】
利得変更部は、検出複素振幅値と所定の複素振幅値と補正複素値に基づいて増幅演算利得を変更する。第１のトラッキング制御装置では、補正複素値として第１の外乱値群の位相と実質的に同一の位相である複素値を用いて所定の複素振幅値を補正する。これにより、外乱生成関数と第１の外乱値群との位相の相違を補正でき、位相補償部で参照される増幅演算利得を従来よりも高精度で調整することができる。特に、分割数が小さければ、外乱生成関数と第１の外乱値群との位相差が大きくなるために、その効果は更に大きくなる。なお、第１のトラッキング制御装置における所定の複素振幅値は、従来のトラッキング制御装置で用いられていた値と同一とすることができる。
【００４０】
また、第２のトラッキング制御装置における利得変更部は、補正複素値として、第１の外乱値群の位相と実質的に逆位相である複素値を用いて検出複素振幅値を補正する。なお、逆位相とは、正負が逆の位相を意味する。つまり、第１のトラッキング制御装置における補正複素値と第２のトラッキング制御装置における補正複素値とは、共役な複素数である。これにより、外乱生成関数と第１の外乱値群との位相の相違を補正でき、位相補償部で参照される増幅演算利得を従来よりも高精度で調整することができる。なお、第２のトラッキング制御装置における所定の複素振幅値は、従来のトラッキング制御装置で用いられていた値と同一とすることができる。特に、分割数が小さければ、外乱生成関数と第１の外乱値群との位相差が大きくなるために、その効果は更に大きくなる。
【００４１】
ここで、従来よりもトラッキングサーボ系の利得や増幅演算利得を高精度で調整できることについて簡単に説明する。通常、増幅演算利得の初期設定値は、設定どおりに光ディスクが配置され、かつ第１〜第３の外乱値群の位相として外乱生成関数（アナログ信号）の位相を仮定した場合に最適化されるように決定されている。トラッキングサーボ系の利得はその系の一巡伝達関数の利得に応じて変化する。また、トラッキングサーボ系の一巡伝達関数の利得は、応答検出部で検出される検出複素振幅値及び外乱生成関数と第１の外乱値群との位相差に応じて変化する。
【００４２】
したがって、第１及び第２のトラッキング制御装置では、第１の外乱値群に対応する外乱生成関数と第１の外乱値群との位相差（補正複素数の位相）を考慮することによって、トラッキングサーボ系の利得を高精度で調整できる。更に、トラッキングサーボ系の利得を高精度で調整できることによって、位相補償部で参照する増幅演算利得を高精度で調整できる。なお、従来のトラッキング制御装置では、第１の外乱値群に対応する外乱生成関数と第１の外乱値群との位相差は考慮されていない。
【００４３】
本発明に係る第１のトラッキング制御装置では、検出複素振幅値をα、所定の複素振幅値をβ、補正複素値をγとしたとき、利得変更部は、｜α／（α＋β×γ）｜の値に基づいて増幅演算利得を変更することが好ましい。この値に従えば、トラッキングサーボ系の一巡伝達関数の利得を正確に調整できるからである。なお、最終的な値が｜α／（α＋β×γ）｜と同一であれば、所定の複素振幅値と補正複素値とが乗算される限りにおいて、どのような方法で演算を行ってもよい。
【００４４】
本発明に係る第１のトラッキング制御装置では、第１の外乱値群の１周期を構成する数値群は、時間的に実質的に均等に分割されたＮ個の外乱値からなり、補正複素数値の位相が、実質的に−２π／Ｎ／２であり、所定の複素振幅値の位相が、実質的に０であることが好ましい。第１の外乱値群に対応する外乱生成関数と第１の外乱値群との位相差が−２π／Ｎ／２となるからである。第１の外乱値群の１周期を構成する数値群が、Ｎ個の外乱値からなるとは、分割数がＮであることと同義である。なお、本明細書において、実質的に−２π／Ｎ／２であるとは、所定の複素振幅値を意図的には−２π／Ｎ／２と異ならせないことを意味し、計算誤差や作製誤差等によって厳密に一致しない場合を含意する。以下において、位相が実質的に所定の数値であるという場合、上記と同様の意味とする。
【００４５】
本発明に係る第１のトラッキング制御装置では、補正複素値の位相が、実質的に−２π／Ｎ／２であり、第１の外乱値群の周波数をｆｍとし、トラッキング誤差信号から駆動信号を生成する演算手段における処理時間をＴｄとしたとき、所定の複素振幅値の位相が−２π×ｆｍ×Ｔｄであることが好ましい。演算処理手段における処理時間に基づく位相のずれは−２π×ｆｍ×Ｔｄであるために、演算手段における処理時間に依存するトラッキングサーボ系の利得の変化を抑制できるからである。
【００４６】
本発明に係る第２のトラッキング制御装置では、検出複素振幅値をα、所定の複素振幅値をβ、補正複素値をγとしたとき、利得変更部は、｜α×γ／（α×γ＋β）｜の値に基づいて増幅演算利得を変更することが好ましい。この値に従えば、トラッキングサーボ系の一巡伝達関数の利得を正確に調整できるからである。なお、最終的な値が｜α×γ／（α×γ＋β）｜と同一であれば、検出複素振幅値と補正複素値とが乗算される限りにおいて、どのような方法で演算を行ってもよい。
【００４７】
本発明に係る第２のトラッキング制御装置では、第１の外乱値群の１周期を構成する数値群は、時間的に実質的に均等に分割されたＮ個の外乱値からなり、補正複素値の位相が、実質的に２π／Ｎ／２であり、所定の複素振幅値の位相が、実質的に０であることが好ましい。第１の外乱値群に対応する外乱生成関数と第１の外乱値群との位相差が−２π／Ｎ／２となるからである。
【００４８】
本発明に係る第２のトラッキング制御装置では、補正複素値の位相が、実質的に２π／Ｎ／２であり、第１の外乱値群の周波数をｆｍとし、トラッキング誤差信号から駆動信号を生成する演算手段における処理時間をＴｄとしたとき、所定の複素振幅値の位相が、実質的に２π×ｆｍ×Ｔｄであることが好ましい。演算手段における処理時間に依存するトラッキングサーボ系の利得の変化を抑制することができる。
【００４９】
本発明に係る第１及び第２のトラッキング制御装置では、第１の外乱値群の１周期を構成する数値群は、時間的に実質的に均等に分割されたＮ個の外乱値からなり、Ｎ個の外乱値を記憶する記憶部を更に有することが好ましい。外乱加算部では、第１の外乱値群は周期性を有するため、１周期ごとに同一の値が外乱値として用いられる。したがって、記憶部を設けてＮ個の外乱値を記憶させておけば、任意の外乱値を記憶部から抽出することができる。これにより、各外乱値を演算によって算出する場合に比べて、高速な処理が実現できる。本明細書において、実質的に均等に分割するとは、均等でない分割を意図的には行わないことを意味し、計算誤差や作製誤差等によって厳密に一致しない場合を含意する。
【００５０】
本発明に係る第１及び第２のトラッキング制御装置では、第２の外乱値群の位相が、第１の外乱値群の位相と実質的に同一であり、第３の外乱値群の位相が、第２の外乱値群の位相と実質的にπ／２だけ異なることが好ましい。検出複素振幅値を正確に検出できるからである。本明細書において、実質的にπ／２だけ異なるとは、意図的にはπ／２以外の位相差に設定しないことを意味し、計算誤差や作製誤差等によって厳密に一致しない場合を含意する。
【００５１】
本発明に係る第１及び第２のトラッキング制御装置では、応答検出部は、第１の外乱値群の周期の整数倍の時間の間に入力された複数のトラッキング誤差値に基づいて検出複素振幅値を検出することが好ましい。検出複素振幅値の測定誤差を低減できるからである。特に、第１の外乱値群の１周期を構成する数値群の個数が少ない場合（分割数が小さい場合）には、その効果は大きくなる。
【００５２】
本発明に係る第１及び第２のトラッキング制御装置では、第１の外乱値群の１周期を構成する数値群は、時間的に実質的に均等に分割された４の整数倍の個数の外乱値からなることが好ましい。
【００５３】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。
【００５４】
（実施の形態１）
図１は、実施の形態１に係るフォーカス制御装置１００の構成を示すブロック図である。フォーカス制御装置１００は、センサ（センサ手段）１０１を備えている。センサ１０１は、光ディスク１１１からの反射光を受光し、複数個のセンサ信号ＳＥを誤差信号合成器（誤差信号合成手段）１０２へ出力する。誤差信号合成器１０２は、複数個のセンサ信号ＳＥを演算合成したフォーカス誤差信号ＦＥを演算装置（演算手段）１０３へ供給する。
【００５５】
演算装置１０３は、誤差入力部１０４と演算器１０５と駆動出力部１０６とメモリ１０７とを有している。メモリ１０７には、ＲＯＭ１０７ａとＲＡＭ１０７ｂとが設けられている。
【００５６】
誤差入力部１０４は、誤差信号合成器１０２によって合成されたフォーカス誤差信号ＦＥに基づいてフォーカス誤差値を順次に生成して演算器１０５へ供給する。順次に生成された複数のフォーカス誤差値がフォーカス誤差値群である。
【００５７】
図２は、演算器１０５の構成を示すブロック図である。演算器１０５は、外乱加算器（外乱加算部）１を有している。外乱加算器１は、誤差入力部１０４によって生成されたフォーカス誤差値に外乱値を加えて出力する。演算器１０５には、位相補償器（位相補償部）２が設けられている。位相補償器２は、外乱加算器１の出力値に少なくとも位相補償演算と増幅演算とを行い駆動値を出力する。演算器１０５は、応答検出器（応答検出部）３を有している。応答検出器３は、誤差入力部１０４によって生成されたフォーカス誤差値に基づいて外乱値に応答した検出複素振幅値を検出する。演算器１０５には、利得変更器（利得変更部）４が設けられている。利得変更器４は、応答検出器３によって検出された検出複素振幅値と所定の複素振幅値と所定の複素振幅値を補正する補正複素値とに応じて位相補償器２の増幅演算利得を変更する。
【００５８】
駆動出力部１０６は、位相補償器２から出力された駆動値に基づいて駆動信号を駆動回路（駆動手段）１０８へ出力する。駆動回路１０８は、駆動信号に略比例した駆動電流をフォーカスアクチュエータ１０９へ出力する。フォーカスアクチュエータ１０９は、駆動電流に応じて対物レンズ１１０を駆動する。
【００５９】
このように構成されたフォーカス制御装置１００の動作を説明する。
【００６０】
センサ１０１が光ディスク１１１からの反射光を電気信号に変換して複数個のセンサ信号ＳＥを出力すると、誤差信号合成器１０２は、複数個のセンサ信号ＳＥの入力に応じてフォーカス誤差信号ＦＥを出力する。
【００６１】
誤差信号合成器１０２では、例えば、複数個のセンサ信号ＳＥをそれぞれセンサ信号Ａ、センサ信号Ｂ、センサ信号Ｃおよびセンサ信号Ｄとすると、センサ信号Ａ、Ｂ、ＣおよびＤを用いて、（Ａ＋Ｂ）−ＫＥ×（Ｃ＋Ｄ）の演算を行った信号をフォーカス誤差信号ＦＥとして出力している。ここで、ＫＥは所定の実数値である。
【００６２】
演算装置１０３は、誤差信号合成器１０２からのフォーカス誤差信号ＦＥを入力し、メモリ１０７に内蔵された後述するプログラムによって計算処理することにより、駆動信号ＦＯＤを出力する。演算装置１０３が出力する駆動信号ＦＯＤは駆動回路１０８に入力される。そして、駆動回路（駆動手段）１０８では、電力増幅を行いフォーカスアクチュエータ１０９に電力を供給して、対物レンズ１１０を駆動する。
【００６３】
このように、センサ１０１と誤差信号合成器１０２と演算装置１０３とフォーカスアクチュエータ１０９と駆動回路１０８とによってフォーカス制御装置が構成されている。
【００６４】
図１に示す演算装置１０３に設けられたメモリ１０７は、所定のプログラムと定数とが格納されたロム領域１０７ａ（ＲＯＭ：リードオンリーメモリ）と随時必要な変数値を格納するラム領域１０７ｂ（ＲＡＭ：ランダムアクセスメモリ）とに別れている。演算器１０５は、ロム領域１０７ａ内のプログラムに従って所定の動作や演算を行っている。図３にそのプログラムの具体的な一例を示す。以下に、その動作を詳細に説明する。
【００６５】
まず処理２０１では、後述する処理に必要な変数値の初期設定を行う。具体的には、まず参照値テーブルポインタＳＣを初期化する（ＳＣ←０）。ここで、参照値テーブルポインタＳＣの値は整数であり、０からＮ−１までの値をとる。Ｎは１周期の外乱値群に含まれる外乱値の個数、つまり、１周期の外乱値群の分割数である。なお、本実施の形態１では、分割数Ｎは、４の倍数の正の整数である（一実施例としては、Ｎを２０とする）。
【００６６】
次に、フォーカスゲイン調整完了フラッグＧＣを初期化する（ＧＣ←０）。ここでフォーカスゲイン調整完了フラッグＧＣは、０または１の値をとり、０の時は、フォーカスゲイン調整が完了していないことを意味し、１の時は、フォーカスゲイン調整が完了していることを意味する。したがって、フォーカスゲイン調整完了フラッグＧＣを初期化することにより、フォーカスゲイン調整が完了していない設定にしている。
【００６７】
そして、正弦波の波数を計数する波数カウンタＫＣを初期化する（ＫＣ←０）。ここで、波数カウンタＫＣの値は整数であり、０からＫまでの値をとる。Ｋは、測定波数であり、３以上の正の整数である（一実施例としては、Ｋを５０とする）。さらに、後述する応答検出処理２０５において検出する検出複素振幅値（α）の実数部ＳＵＭＲと検出複素振幅値の虚数部ＳＵＭＩとを初期化する（ＳＵＭＲ←０、ＳＵＭＩ←０）。
【００６８】
さらに、処理２０１では、後述する位相補償処理２１４の動作の初期設定として変数ＦＥ＿Ｉの値を零に初期化する（ＦＥ＿Ｉ←０）。その後、処理２０２の動作を行う。
【００６９】
処理２０２では、フォーカス誤差値ＦＥＤの入力動作を行う。すなわち、演算装置１０３の誤差入力部１０４に入力された誤差信号合成器１０２からのフォーカス誤差信号ＦＥをＡＤ変換し、フォーカス誤差値ＦＥＤに直す。その後、処理２０３の動作を行う。
【００７０】
処理２０３では、フォーカスゲイン調整完了フラッグＧＣの値に応じて、次に行う処理を選択している。具体的には、フォーカスゲイン調整完了フラッグＧＣの値が１の場合には処理２１７の動作に移行し、フォーカスゲイン調整完了フラッグＧＣの値が１でない場合には処理２０４の動作に移行する。この処理２０３により、フォーカスゲイン調整が完了すると、処理２１７の動作に移行し、後述する利得変更処理２１２の動作を最初の１回のみ行うように構成している。
【００７１】
処理２０４では、参照値テーブルポインタＳＣに分割数Ｎを４で割った値を加算し、その加算値の分割数Ｎを法とする値を計算し、余弦波テーブルポインタＣＣの値とする。すなわち、ＣＣ←（ＳＣ＋Ｎ／４） ＭＯＤ Ｎの演算を行う。ここで、Ａ ＭＯＤ Ｂは、ＡのＢを法とする値を表す。例えば、Ａ＝２４，Ｂ＝２０の場合、Ａ ＭＯＤ Ｂは４となる。すなわち、値Ａを値Ｂで割った時の剰余を表す。このような演算を行うことにより、余弦波テーブルポインタＣＣの値は、０からＮ−１の範囲の数値となる。その後、処理２０５の動作を行う。
【００７２】
処理２０５では、参照値テーブルポインタＳＣに基づいてメモリ１０７のＲＯＭ領域１０７ａに格納されている参照値テーブルを参照し、参照値Ｑ［ＳＣ］（第２の外乱値群を構成する外乱値）を得る。その参照値Ｑ［ＳＣ］にフォーカス誤差値ＦＥＤを乗算し、その乗算値と検出複素振幅値の実数部ＳＵＭＲを加算した値を新しい検出複素振幅値の実数部ＳＵＭＲとする（ＳＵＭＲ←ＳＵＭＲ＋ＦＥＤ×Ｑ［ＳＣ］）。ここで、参照値テーブ
ルポインタＳＣの時のＱ［ＳＣ］を、（数１）に示す。
【００７３】
【数１】
【００７４】
（数１）において、Ｐは参照値振幅、Ｎは分割数、πは円周率を表す。参照値振幅Ｐは正の実数である（一実施例では、１００とする）。
【００７５】
さらに処理２０５では、余弦波テーブルポインタＣＣに基づいてメモリ１０７のＲＯＭ領域１０７ａに格納されている参照値テーブルを参照し、参照値Ｑ［ＣＣ］（第３の外乱値群を構成する外乱値）を得る。その参照値Ｑ［ＣＣ］にフォーカス誤差値ＦＥＤを乗算し、その乗算値と検出複素振幅値の虚数部ＳＵＭＩを加算した値を新しい検出複素振幅値の虚数部ＳＵＭＩとする（ＳＵＭＩ←ＳＵＭＩ＋ＦＥＤ×Ｑ［ＣＣ］）。
【００７６】
ここで、処理２０４の動作により、参照値テーブルポインタＳＣと余弦波テーブルポインタＣＣとの間の差をＮ／４（ここで、Ｎは分割数）としている。これにより、参照値Ｑ［ＳＣ］と参照値Ｑ［ＣＣ］との値の位相差が２π／４となる。したがって、実施の形態１では、分割数Ｎを４の倍数にすることにより、第２の外乱値群の位相と第３の外乱値群の位相との位相差を正確に２π／４としている。また、参照値Ｑ［ＳＣ］と参照値Ｑ［ＣＣ］とに共通の参照値テーブルを用いて、ｓｉｎ関数やｃｏｓ関数の計算に要する演算量を削減している。処理２０５の後、処理２０６の動作を行う。ここで、処理２０５は図２に示される応答検出器３に対応している。
【００７７】
処理２０６では、参照値テーブルポインタＳＣに基づいてメモリ１０７のＲＯＭ領域１０７ａに格納されている正弦波の関数テーブルを参照し、外乱値ＦＡＤＤ（第１の外乱値群を構成する外乱値）とする（ＦＡＤＤ←ｔａｂｌｅ［ＳＣ］）。ｔａｂｌｅ［ＳＣ］を、（数２）に示す。
【００７８】
【数２】
【００７９】
（数２）において、Ａｄは外乱値振幅、Ｎは分割数、πは円周率を表す。外乱値振幅Ａｄは正の実数である（一実施例では、１００とする）。一実施例の場合、下記の（数３）に示すように、正弦波の関数テーブルと参照値テーブルとを兼用した数値テーブルを用いることができるために、メモリ領域を削減することができる。したがって、メモリ容量の観点からは、外乱値振幅Ａｄと参照値振幅Ｐとは同じ値とすることが好ましい。
【００８０】
【数３】
【００８１】
処理２０６の動作の後、処理２０７の動作を行う。処理２０７では、フォーカス誤差値ＦＥＤに外乱値ＦＡＤＤを加算した値を、誤差信号ＦＯＥとする（ＦＯＥ←ＦＥＤ＋ＦＡＤＤ）。その後、処理２０８の動作を行う。ここで、処理２０７は、図２に示される外乱加算器（外乱加算部）１において行われる処理に相当する。
【００８２】
処理２０８では、参照値テーブルポインタＳＣの値に１を加算し、その値を新しい参照値テーブルポインタＳＣの値としている（ＳＣ←ＳＣ＋１）。このように処理することにより、参照値テーブルポインタＳＣは、１ずつ増加する値となる。その後、処理２０９の動作を行う。
【００８３】
処理２０９では、参照値テーブルポインタＳＣと分割数Ｎの値とに応じて、次に行う処理を選択している。すなわち、参照値テーブルポインタＳＣとＮ−１との値が同じ場合は、処理２１０の動作へ移行する。参照値テーブルポインタＳＣとＮ−１の値が同じでない場合は、処理２１１の動作へ移行する。
【００８４】
ここで、処理２０８と処理２０９との動作により、１ずつ増加する参照値テーブルポインタＳＣがＮ−１と等しくなるということは、処理２０５と処理２０６とで用いた参照値テーブルの全体（第１の外乱値群、第２の外乱値群及び第３の外乱値群の１周期を構成するそれぞれＮ個の外乱値）を順次に参照したことに相当する。このことは、処理２０６において１周期分の第１の外乱値群が得られ、処理２０７において、順次に入力されるＮ個のフォーカス誤差値に、順次に参照されるＮ個（１周期分）の外乱値ＦＡＤＤが加算されたことを意味する。
【００８５】
処理２１０では、参照値テーブルポインタＳＣの値を０にする（ＳＣ←０）。すなわち、参照値テーブルポインタＳＣを初期化する。
【００８６】
さらに、処理２１０では、波数カウンタＫＣの値に１を加算した値を新しい波数カウンタＫＣの値としている（ＫＣ←ＫＣ＋１）。このように処理することにより、波数カウンタＫＣは、１ずつ増加する値となる。その後、処理２１１の動作を行う。処理２１０の動作により、Ｎ個のフォーカス誤差値にＮ個の外乱値ＦＡＤＤが加算される毎に、波数カウンタＫＣが１だけ増加する。
【００８７】
処理２１１では、波数カウンタＫＣと測定波数Ｋとの値に応じて、次に行う処理を選択している。すなわち、波数カウンタＫＣと測定波数Ｋとの値が同じ場合は、処理２１２の動作へ移行する。波数カウンタＫＣと測定波数Ｋとの値が同じでない場合は、処理２１４の動作へ移行する。
【００８８】
処理２１２では、図２に示される利得変更器４（利得変更部）の動作を行う。すなわち、利得変更演算を行うことによって、フォーカスゲイン調整を行う。以下、利得変更器４の具体的な動作を説明する。
【００８９】
まず、利得変更器４における所定の複素振幅値（β）を補正複素数値（γ）で補正した補正複素振幅値ＲＵは、あらかじめ計算されており、下記に示す（数４）としている。
【００９０】
【数４】
【００９１】
（数４）において、Ｒｅ（ＲＵ）は、補正複素振幅値ＲＵの実数部を表し、Ｉｍ（ＲＵ）は補正複素振幅値ＲＵの虚数部を表す。Ｋは測定波数、Ｎは１周期の外乱値群の分割数（外乱値）、Ｐは参照値振幅、Ａｄは外乱値の振幅であり、また、ｊは虚数を表し、下記に示す（数５）で定義される。
【００９２】
【数５】
【００９３】
補正複素振幅値ＲＵの位相−ｄ１は、下記に示す（数６）としている。ここで、Ｋ×Ｎ×Ｐ×Ａｄ／２（位相が零である正の実数）が所定の複素振幅値であり、ｃｏｓ（−ｄ１）＋ｊｓｉｎ（−ｄ１）が補正複素値（位相が−ｄ１）である。
【００９４】
（数６）において、πは円周率を表す。すべての定数は、応答検出器３の動作前に既知であるため、補正複素振幅値ＲＵをあらかじめ計算することができる。
【００９５】
【数６】
【００９６】
次に、利得変更器４では、補正複素振幅値ＲＵと、応答検出器３によって検出した検出複素振幅値（ＳＵＭＲ＋ｊ・ＳＵＭＩ）を用いて、後述する位相補償器２の増幅演算利得ｋｇの値の大きさを補正している。具体的には、下記に示す（数７）を用いて、増幅演算利得ｋｇの値を補正した補正増幅演算利得ｋｇ’を新たに増幅演算利得ｋｇの値に変更する。
【００９７】
【数７】
【００９８】
（数７）において、｜Ｈ｜は、測定周波数ｆｍにおけるフォーカスサーボ系の一巡伝達関数の利得であり、下記に示す（数８）となる。
【００９９】
【数８】
【０１００】
（数８）における測定周波数ｆｍは、下記に示す（数９）となっている。
【０１０１】
【数９】
【０１０２】
（数９）において、ｆｓはサンプリング周波数、Ｎは分割数を表す。（一実施例では、サンプリング周波数ｆｓを１００ｋＨｚとする。この場合、分割数Ｎが２０であるため、測定周波数ｆｍは、５ｋＨｚとなる）。
【０１０３】
すなわち、測定周波数ｆｍにおけるフォーカスサーボ系の利得｜Ｈ｜を求め、その逆数を増幅演算利得ｋｇの値に乗算することによって、増幅演算利得ｋｇの値を補正（補正増幅演算利得ｋｇ’の値に変更）する。これにより、フォーカスサーボ系の利得を測定周波数ｆｍで０ｄＢ（１倍）に正確に調整することができる。すなわち、フォーカスゲイン調整を行っている。
【０１０４】
処理２１２の動作の後、処理２１３の動作を行う。処理２１３では、フォーカスゲイン調整完了フラッグＧＣの値を１にする（ＧＣ←１）。ここで、フォーカスゲイン調整完了フラッグＧＣの値を１にすることは、利得変更器４の動作が完了し、フォーカスゲイン調整が完了したことを意味する。その後、処理２１４の動作を行う。
【０１０５】
処理２１４では、誤差信号ＦＯＥに対して位相補償演算及び増幅演算を行う。具体的には、まず誤差信号ＦＯＥをｋ１倍（ここでｋ１は、正の実数である）した値と変数ＦＥ＿Ｉを加算した値を新しい変数ＦＥ＿Ｉの値とする（ＦＥ＿Ｉ←ＦＥ＿Ｉ＋ＦＯＥ×ｋ１）。また変数ＦＥ＿Ｉの値をｋ２倍（ここでｋ２は、正の実数である）した値と誤差信号ＦＯＥをｋ３倍（ここでｋ３は、正の実数である）した値とを加算した値から、後述する変数ＦＥ１の値をｋ４倍（ここでｋ４は、ｋ３よりも小さい正の実数である）した値を減算した値に増幅演算利得ｋｇの値を乗算し、その値を変数ＦＤの値とする［ＦＤ←（ＦＥ＿Ｉ×ｋ２＋ＦＯＥ×ｋ３−ＦＥ１×ｋ４）×ｋｇ］。さらに誤差信号ＦＥＤの値を変数ＦＥ１の新しい値とする（ＦＥ１←ＦＥＤ）。その後、処理２１５の動作を行う。
【０１０６】
この演算を行うことにより、誤差信号ＦＯＥの位相補償及び増幅が行われ、その結果が変数ＦＤの値となる。ここで、処理２１４は、位相補償器２における処理に相当する。
【０１０７】
処理２１５では、変数ＦＤの内容を演算装置１０３の駆動出力部１０６に出力し、変数ＦＤの値に比例した駆動信号ＦＯＤに変換する。その後、処理２１６の動作を行う。
【０１０８】
処理２１６では、所定時間の遅延処理を行う。すなわち、あらかじめ決められたサンプリング周波数ｆｓで誤差入力部１０４や駆動出力部１０６の動作が行われるように遅延動作を行う。その後、処理２０２の動作へ戻る。
【０１０９】
処理２１７では、フォーカス誤差値ＦＥＤの値を、誤差信号ＦＯＥとする（ＦＯＥ←ＦＥＤ）。その後、処理２１４の動作を行う。すなわち、処理２１３でフォーカスゲイン調整完了フラッグＧＣの値に１が設定された後は、処理２０３の動作により、処理２１７の動作が誤差入力部１０４の動作毎に行われる。すなわち、利得変更器４の動作が終了した次のサンプリングタイミングの後は、処理２０４から処理２１３の動作が行われず、処理２１７の処理が行われる。
【０１１０】
以上、センサ１０１と誤差信号合成器１０２と演算装置１０３とフォーカスアクチュエータ１０９と駆動回路１０８とによってフォーカス制御装置が構成され、演算装置１０３は、誤差入力部１０４と外乱加算器１と位相補償器２と駆動出力部１０６と応答検出器３と利得変更器４とによって構成されている。
【０１１１】
このように構成されたフォーカス制御装置によれば、フォーカスサーボ系の利得を、分割数Ｎの値に依らず、正確に調整することができる。具体的には、利得変更処理２１２の動作により、フォーカスサーボ系の利得を測定周波数ｆｍで０ｄＢ（１倍）となるように位相補償処理２１４において増幅演算利得ｋｇが調整される。以下、このことについて詳しく説明する。
【０１１２】
実施の形態１では、利得変更処理２１２（利得変更器４の動作）により、フォーカスサーボ系の利得を所望の値に調整している。以下、利得変更処理２１２を中心に、フォーカスサーボ系の利得が所望の値に調整されることを詳しく説明する。
【０１１３】
利得変更処理２１２では、前述したように、（数６）に示す位相を持つ補正複素振幅値ＲＵと検出複素振幅値（ＳＵＭＲ＋ｊ・ＳＵＭＩ）とを用いて、増幅演算利得ｋｇを変化させている。これにより、フォーカスゲイン調整を行っている。ここで、フォーカスゲイン調整とは、フォーカスサーボ系の利得が測定周波数ｆｍで０ｄＢ（０ｄＢは１倍を意味する）になることを意味する。
【０１１４】
利得変更処理２１２では、前述した（数７）を用いて増幅演算利得ｋｇを更新している。ここで、｜Ｈ｜が測定周波数ｆｍにおけるフォーカスサーボ系の一巡伝達関数の利得であることについて詳しく説明する。
【０１１５】
まず、参照値テーブルポインタＳＣがＳＣの時、外乱加算処理２０７において加算される外乱値ＦＡＤＤは、前述した（数２）によって示される。また、（数２）によって示される外乱値ＦＡＤＤに対するフォーカスサーボ系の応答Ｙ［ＳＣ］は、フォーカスサーボ系の線形成が成り立つ範囲で、下記に示す（数１０）と表現することができる。
【０１１６】
【数１０】
【０１１７】
（数１０）において、Ｒはフォーカスサーボ系の応答Ｙ［ＳＣ］の振幅を表し、θはフォーカスサーボ系の応答Ｙと第１の外乱値群との位相差を表す。
【０１１８】
したがって、（数１）と（数１０）とを用いて、応答検出処理２０６の検出複素振幅値（ＳＵＭＲ＋ｊ・ＳＵＭＩ）を計算すると、検出複素振幅値の実数部ＳＵＭＲは、下記に示す（数１１）となる。また、同様に、検出複素振幅値の虚数部ＳＵＭＩは、下記に示す（数１２）となる。
【０１１９】
【数１１】
【０１２０】
【数１２】
【０１２１】
（数１１）及び（数１２）において、Ｙはフォーカスサーボ系の応答Ｙ［ＳＣ］の複素振幅であり、Ｒｅ（Ｙ）は応答Ｙの実数部を表し、Ｉｍ（Ｙ）は応答Ｙの虚数部を表す。なお、ＹKC［ＳＣ］は、波数カウンタＫＣの値ごと（１周期ごと）のフォーカスサーボ系の応答を表す。
【０１２２】
実施の形態１では、応答検出処理２０５において検出複素振幅値を演算する際、第１の外乱値群の周期のＫ倍（Ｋは測定波数）の時間だけ積分加算している。これにより、検出複素振幅値ＳＵＭＲとＳＵＭＩとが、それぞれ、より正確に複素振幅Ｙの実数部と虚数部とに対応した値となる。すなわち、フォーカスサーボ系の応答Ｙの複素振幅の振幅と位相とを正確に検出することができる。
【０１２３】
（数１１）と（数１２）と（数４）とを（数８）に代入すると、利得｜Ｈ｜は、下記に示す（数１３）となる。
【０１２４】
【数１３】
【０１２５】
一方、図４にフォーカスサーボ系のブロック線図を示す。図４より、フォーカスサーボ系の外乱値ＦＡＤＤからフォーカスサーボ系の応答Ｙ［ＳＣ］までのフォーカスサーボ系の閉ループ特性は、下記に示す（数１４）となる。
【０１２６】
【数１４】
【０１２７】
（数１４）において、ＦＡは参照値テーブルポインタＳＣがＳＣの時の外乱値ＦＡＤＤの外乱複素振幅値を表し、Ｙは外乱値ＦＡＤＤ［ＳＣ］に対するフォーカスサーボ系の応答Ｙ［ＳＣ］の応答複素振幅値を表し、Ｈはフォーカスサーボ系の一巡伝達関数を表し、Ｄは外乱値ＦＡＤＤのフォーカスサーボ系に対する実質的な外乱加算部の伝達関数を表す。
【０１２８】
外乱複素振幅値ＦＡは、前述した（数４）より下記に示す（数１５）となる。
【０１２９】
【数１５】
【０１３０】
さらに、（数１４）と（数１５）とにより下記に示す（数１６）が得られる。
【０１３１】
【数１６】
【０１３２】
（数１３）と（数１６）とを比較すると、｜Ｈ｜が測定周波数ｆｍにおけるフォーカスサーボ系の一巡伝達関数の利得であることが分かる。
【０１３３】
最後に、加算部の伝達関数Ｄについて説明する。図５に、外乱値ＦＡＤＤの出力値の様子を示す。縦軸は外乱値ＦＡＤＤの値を示し、横軸は参照値テーブルポインタＳＣの値を示す。図５に示すように外乱値ＦＡＤＤは１サンプルタイミング毎に（参照値テーブルポインタＳＣの値が変化する毎に）外乱値ＦＡＤＤの値が変化する階段状の出力値となる。図５において、波形ＦＡＤＤが順次に出力される外乱値ＦＡＤＤの波形（第１の外乱値群の波形）である。すなわち、１サンプルタイミング毎に正弦波値（図５において、正弦波値は波形Ｗ１（外乱生成関数）によって示す）がサンプリングされ、０次ホールドされた波形となる。このようなサンプリングと０次ホールドを行う処理の伝達関数は、下記に示す（数１７）となる。
【０１３４】
【数１７】
【０１３５】
（数１７）において、ｆｍは測定周波数、ｆｓはサンプリング周波数、Ｎは分割数を表す。
【０１３６】
以上より、第１の外乱値群のフォーカスサーボ系に対する実質的な加算部の伝達関数Ｄは、前述した（数１７）で表される。すなわち、（数１８）となる。
【０１３７】
【数１８】
【０１３８】
ここで、実施の形態１において併記した一実施例では、第１の外乱値群の分割数Ｎを２０としているため、下記に示す（数１９）が成立する。
【０１３９】
【数１９】
【０１４０】
図５に示す波形Ｗ２は、波形Ｗ１に比べて、位相が２π／Ｎ／２遅れた波形を示す。また、図５から、波形ＦＡＤＤ（第１の外乱値群）が略２π／Ｎ／２の位相遅れを持つことも分かる。
【０１４１】
以上より、外乱加算部１の伝達関数が加算部の伝達関数Ｄとなることが分かる。これにより、測定周波数ｆｍにおけるフォーカスサーボ系の利得｜Ｈ｜は、前述した（数８）となることがわかる。さらに、（数７）により増幅演算利得ｋｇが所望の値に補正され、フォーカスサーボ系の利得が測定周波数ｆｍで０ｄＢ（１倍）に正確に調整できることがわかる。
【０１４２】
このように、フォーカスサーボ系の利得が測定周波数ｆｍで０ｄＢ（１倍）に正確に調整できることは、利得変更処理２１２の補正複素振幅値ＲＵの位相を（数６）のように設定していることに依る。また、（数６）は、前述した説明により、フォーカスサーボ系に対して、外乱値ＦＡＤＤからなる第１の外乱値群の実質的な位相に対応していることも分かる。
【０１４３】
また、実施の形態１では、フォーカスサーボ系に対する外乱値ＦＡＤＤの実質的な位相に応じて、利得変更処理２１２の補正複素振幅値ＲＵの位相を変化させているため、分割数Ｎが小さくなっても、精度良くフォーカスサーボ系の利得を測定周波数ｆｍで０ｄＢ（１倍）に正確に調整することができる。
【０１４４】
さらに、分割数Ｎを変更することにより、測定周波数ｆｍが変更できるため、フォーカスサーボ系の利得を所望の値に調整することができる。
【０１４５】
（実施の形態２）
実施の形態２では、本発明のフォーカス制御装置の他の一実施形態について説明する。実施の形態２では、利得変更処理（利得変更部）の動作を除く構成は、前述した実施の形態１と同じであるため、説明を省略する。
【０１４６】
実施の形態２に係る利得変更処理では、所定の複素振幅値ＲＵ２を下記に示す（数２０）とする。
【０１４７】
【数２０】
【０１４８】
（数２０）において、Ｒｅ（ＲＵ２）は所定の複素振幅値ＲＵ２の実数部を表し、Ｉｍ（ＲＵ２）は所定の複素振幅値ＲＵ２の虚数部を表す。さらに、Ｋは測定波数、Ｎは分割数、Ｐは参照値振幅、Ａｄは第１の外乱値群の振幅である。
【０１４９】
さらに、補正複素値ＣＵを下記に示す（数２１）とする。
【０１５０】
【数２１】
【０１５１】
ここで、所定の複素振幅値ＲＵ２の位相は０であり、補正複素値ＣＵとの位相はｄ２となっている。この位相ｄ２は、前述した（数６）に示した実施の形態１の位相−ｄ１と逆位相（２π／２／Ｎ）であり、外乱値ＦＡＤＤからなる第１の外乱値群のフォーカスサーボ系に対する実質的な逆位相になっている。
【０１５２】
利得変更処理では、増幅演算部利得ｋｇを下記に示す（数２２）によって補正する。
【０１５３】
【数２２】
【０１５４】
すなわち、測定周波数ｆｍにおけるフォーカスサーボ系の利得｜Ｈ｜を求め、その逆数を増幅演算利得ｋｇに乗算することにより、増幅演算利得ｋｇを補正（補正増幅演算利得ｋｇ’の値に変更）する。これにより、フォーカスサーボ系の利得を測定周波数ｆｍで０ｄＢ（１倍）に正確に調整することができる。
【０１５５】
（数２２）からフォーカスサーボ系の利得｜Ｈ｜を抜き出すと、下記に示す（数２３）となる。
【０１５６】
【数２３】
【０１５７】
以上より、（数２３）は、前述した（数８）と等価であることが分かる。
【０１５８】
したがって、実施の形態２では、検出複素振幅値を補正複素値ＣＵによって補正することにより、分割数Ｎが小さくなっても、精度良くフォーカスサーボ系の利得を測定周波数ｆｍで０ｄＢ（１倍）に正確に調整することができる。
【０１５９】
さらに、実施の形態２の構成は、前述した実施の形態１の効果に加えて、利得変更処理（利得変更部の動作）で用いる所定の複素振幅値を実数値（位相が０）としている。これにより、あらかじめ記憶しておく容量を少なくしている。
【０１６０】
（実施の形態３）
実施の形態３では、本発明に係るフォーカス制御装置のさらに他の一実施形態について説明する。
【０１６１】
実施の形態３では、利得変更処理（利得変更部の動作）を除く構成は前述した実施の形態１と同じであるため、説明を省略する。以下、実施の形態３の利得変更処理（利得変更部の動作）を利得変更処理４１２とする。
【０１６２】
前述した実施の形態１及び実施の形態２では、演算装置１０３（図１参照）における演算時間に依存した位相のずれは考慮していないが、実施の形態３では、演算時間に依存した位相のずれを考慮して、更に高精度でフォーカスサーボ系の利得を調整する。すなわち、上記の（数２３）における位相ｄ２に代えて、下記の（数２４）で示す位相ｄ３を用いる。その他の利得変更処理の構成及び動作は、前述した実施の形態１及び実施の形態２の利得変更処理と同じであるため、説明を省略する。
【０１６３】
【数２４】
【０１６４】
（数２４）において、ｆｍは測定周波数、Ｔｄは誤差入力部１０４の入力動作から駆動出力部１０６の出力動作までの演算時間（演算手段の演算時間）Ｔｄを表す。すなわち、（数２４）の位相ｄ３は、２π／Ｎ／２と２π×ｆｍ×Ｔｄとを加算した値となっている。演算時間Ｔｄは、駆動出力部１０６の出力動作が誤差入力部１０４の入力動作よりもどれだけ時間的に遅れて実行されたかを示すものである。なお、この場合、所定の複素振幅値（β）がＫ・Ｎ・Ｐ・Ａｄ／２・｛ｃｏｓ（−２π×ｆｍ×Ｔｄ）＋ｊｓｉｎ（−２π×ｆｍ×Ｔｄ）｝であり、補正複素値（γ）が｛ｃｏｓ（２π／Ｎ／２）＋ｊｓｉｎ（２π／Ｎ／２）｝である場合に相当している。
【０１６５】
このように構成することにより、演算時間Ｔｄによる位相のずれ（−２π×ｆｍ×Ｔｄ）が前述した（数６）の位相ｄ１に比べて無視できない程度に大きくなっても、フォーカスサーボ系の利得が測定周波数ｆｍで０ｄＢ（１倍）により正確に調整できる。以下、このことについて詳しく説明する。
【０１６６】
まず、演算時間Ｔｄによる位相のずれが前述した（数６）によって示される位相に比べて、無視できる程度に小さい場合には、前述した実施の形態１及び実施の形態２で用いた第１の外乱値群の位相である（数６）の値と（数２４）の値とがほぼ等しくなるため、フォーカスサーボ系の利得が測定周波数ｆｍで０ｄＢ（１倍）に調整できることがわかる。
【０１６７】
次に、演算時間Ｔｄが前述した（数６）によって示される位相値に比べて、無視できない程度に大きい場合について説明する。
【０１６８】
この場合、演算時間Ｔｄに依存する位相のずれは、前述した（数６）によって示される位相に対して加算される。演算時間Ｔｄによる位相のずれＴＰは、フォーカスサーボ系の測定周波数ｆｍに対しては、下記に示す（数２５）となる。
【０１６９】
【数２５】
【０１７０】
以上より、（数２５）と（数６）とを加算することにより（数２４）が得られる。
【０１７１】
実施の形態３では、利得変更処理の動作により、演算時間Ｔｄが（数６）で示される位相値に比べて、無視できない程度に大きい場合でも、（数２４）に示すようにその影響を考慮して、増幅演算利得ｋｇの演算を行っているため、フォーカスサーボ系の利得が測定周波数ｆｍで０ｄＢ（１倍）により正確に調整できる。
【０１７２】
なお、本実施の形態３では、フォーカスサーボ系の利得｜Ｈ｜を算出するために、所定の複素振幅値（β）の位相部分と補正複素値とを予め演算した値（複素利得Ｈの分母及び分子に所定の複素振幅値と共役な複素値を乗算した値）を用いたが、他の演算方法により算出してもよく、本発明は実施の形態３の演算方法に限定されるものではない。
【０１７３】
また、図２に示された位相補償器２における処理２１４に限定されるものではなく、フォーカスサーボ系の位相を補償する動作を行うものであれば良い。図２に示された位相補償器２と異なる構成の位相補償器を設けたとしても、本発明に含まれる。
【０１７４】
また、上記の実施の形態１〜３では、外乱値を１サンプル毎に出力しているが、これを複数サンプル毎に出力するように構成してもよく、このように変更しても本発明に含まれる。
【０１７５】
さらに、上記の実施の形態１〜３のデジタル回路で構成した部分をアナログ回路で構成することや、アナログ回路で構成した部分をデジタル回路で構成することなど、様々な変更が考えられる。このように変更を行っても本発明に含まれることは言うまでもない。
【０１７６】
以上のように実施の形態１〜３によれば、利得変更器４の動作により、精度良くフォーカス制御装置のループゲイン特性を調整することができる。特に、分割数Ｎが小さい場合であっても、精度良くフォーカス制御装置のループゲイン特性を調整することができる。すなわち、利得変更処理において、利得変更処理の補正複素値の位相を外乱加算部の第１の外乱値の位相に応じた値にし、補正複素値によって検出複素振幅値又は所定の複素振幅値を補正することにより、精度良くループゲイン特性を調整している。
【０１７７】
特に、フォーカスサーボ系の広帯域化と演算装置の省電力化とを目的とした動作クロックの低下により、分割数Ｎはますます小さくなる傾向にある。このような場合でも、本実施の形態に係るフォーカス制御装置を用いることにより、精度良くループゲイン特性を調整することが可能である。
【０１７８】
（実施の形態４）
図６は、実施の形態４に係るトラッキング制御装置１００Ａの構成を示すブロック図である。トラッキング制御装置１００Ａは、センサ（センサ手段）１０１Ａを備えている。センサ１０１Ａは、光ディスク１１１からの反射光を受光し、複数個のセンサ信号ＳＥ１を誤差信号合成器（誤差信号合成手段）１０２Ａへ出力する。誤差信号合成器１０２Ａは、複数個のセンサ信号ＳＥ１を演算合成したトラッキング誤差信号ＴＥを演算装置（演算手段）１０３Ａへ供給する。
【０１７９】
演算装置１０３Ａは、誤差入力部１０４Ａと演算器１０５Ａと駆動出力部１０６Ａとメモリ１０７とを有している。メモリ１０７には、ＲＯＭ１０７ａとＲＡＭ１０７ｂとが設けられている。
【０１８０】
誤差入力部１０４Ａは、誤差信号合成器１０２Ａによって合成されたトラッキング誤差信号ＴＥに基づいてトラッキング誤差値を順次に生成して演算器１０５Ａへ供給する。順次に生成された複数のトラッキング誤差値がトラッキング誤差値群である。
【０１８１】
図７は、演算器１０５Ａの構成を示すブロック図である。演算器１０５Ａは、外乱加算器（外乱加算部）１Ａを有している。外乱加算器１Ａは、誤差入力部１０４Ａによって生成されたトラッキング誤差値に外乱値を加えて出力する。演算器１０５Ａには、位相補償器（位相補償部）２Ａが設けられている。位相補償器２Ａは、外乱加算器１Ａの出力値に少なくとも位相補償演算と増幅演算とを行い駆動値を出力する。演算器１０５Ａは、応答検出器（応答検出部）３Ａを有している。応答検出器３Ａは、誤差入力部１０４Ａによって生成されたトラッキング誤差値に基づいて外乱値に応答した検出複素振幅値を検出する。演算器１０５Ａには、利得変更器（利得変更部）４Ａが設けられている。利得変更器４Ａは、応答検出器３Ａによって検出された検出複素振幅値と所定の複素振幅値と所定の複素振幅値を補正する補正複素値とに応じて位相補償器２Ａの増幅演算利得を変更する。
【０１８２】
駆動出力部１０６Ａは、位相補償器２Ａから出力された駆動値に基づいて駆動信号を駆動回路（駆動手段）１０８Ａへ出力する。駆動回路１０８Ａは、駆動信号に略比例した駆動電流をトラッキングアクチュエータ１０９Ａへ出力する。トラッキングアクチュエータ１０９Ａは、駆動電流に応じて対物レンズ１１０を駆動する。
【０１８３】
このように構成されたトラッキング制御装置１００Ａの動作を説明する。
【０１８４】
センサ１０１Ａが光ディスク１１１からの反射光を電気信号に変換して複数個のセンサ信号ＳＥ１を出力すると、誤差信号合成器１０２Ａは、複数個のセンサ信号ＳＥ１の入力に応じてトラッキング誤差信号ＴＥを出力する。
【０１８５】
誤差信号合成器１０２Ａでは、例えば、複数個のセンサ信号ＳＥ１をそれぞれセンサ信号Ａ１、センサ信号Ｂ１、センサ信号Ｃ１およびセンサ信号Ｄ１とすると、センサ信号Ａ１、Ｂ１、Ｃ１およびＤ１を用いて、（Ａ１＋Ｂ１）−ＫＥ１×（Ｃ１＋Ｄ１）の演算を行った信号をトラッキング誤差信号ＴＥとして出力している。ここで、ＫＥ１は所定の実数値である。
【０１８６】
演算装置１０３Ａは、誤差信号合成器１０２Ａからのトラッキング誤差信号ＴＥが入力され、メモリ１０７ａに内蔵された後述するプログラムによって計算処理することにより、駆動信号ＴＯＤを出力する。演算装置１０３Ａが出力する駆動信号ＴＯＤは駆動回路１０８Ａに入力される。そして、駆動回路（駆動手段）１０８Ａでは、電力増幅を行いトラッキングアクチュエータ１０９Ａに電力を供給して、対物レンズ１１０を駆動する。
【０１８７】
このように、センサ１０１Ａと誤差信号合成器１０２Ａと演算装置１０３Ａとトラッキングアクチュエータ１０９Ａと駆動回路１０８Ａとによってトラッキング制御装置が構成されている。
【０１８８】
図６に示す演算装置１０３Ａに設けられたメモリ１０７は、所定のプログラムと定数とが格納されたロム領域１０７ａ（ＲＯＭ：リードオンリーメモリ）と随時必要な変数値を格納するラム領域１０７ｂ（ＲＡＭ：ランダムアクセスメモリ）とに別れている。演算器１０５Ａは、ロム領域１０７ａ内のプログラムに従って所定の動作や演算を行っている。図８にそのプログラムの具体的な一例を示す。以下に、その動作を詳細に説明する。
【０１８９】
まず処理４０１では、後述する処理に必要な変数値の初期設定を行う。具体的には、まず参照値テーブルポインタＳＣｘを初期化する（ＳＣｘ←０）。ここで、参照値テーブルポインタＳＣｘの値は整数であり、０からＮｘ−１までの値をとる。Ｎｘは１周期の外乱値群に含まれる外乱値の個数、つまり、１周期の外乱値群の分割数である。なお、本実施の形態４では、分割数Ｎｘは、４の倍数の正の整数である（一実施例としては、Ｎｘを２０とする）。
【０１９０】
次に、トラッキングゲイン調整完了フラッグＧＣｘを初期化する（ＧＣｘ←０）。ここでトラッキングゲイン調整完了フラッグＧＣｘは、０または１の値をとり、０の時は、トラッキングゲイン調整が完了していないことを意味し、１の時は、トラッキングゲイン調整が完了していることを意味する。したがって、トラッキングゲイン調整完了フラッグＧＣｘを初期化することにより、トラッキングゲイン調整が完了していない設定にしている。
【０１９１】
そして、正弦波の波数を計数する波数カウンタＫＣｘを初期化する（ＫＣｘ←０）。ここで、波数カウンタＫＣｘの値は整数であり、０からＫｘまでの値をとる。Ｋｘは、測定波数であり、３以上の正の整数である（一実施例としては、Ｋｘを５０とする）。さらに、後述する応答検出処理４０５において検出する検出複素振幅値（α）の実数部ＳＵＭＲｘと検出複素振幅値の虚数部ＳＵＭＩｘとを初期化する（ＳＵＭＲｘ←０、ＳＵＭＩｘ←０）。
【０１９２】
さらに、処理４０１では、後述する位相補償処理４１４の動作の初期設定として変数ＴＥ＿Ｉの値を零に初期化する（ＴＥ＿Ｉ←０）。その後、処理４０２の動作を行う。
【０１９３】
処理４０２では、トラッキング誤差値ＴＥＤの入力動作を行う。すなわち、演算装置１０３Ａの誤差入力部１０４Ａに入力された誤差信号合成器１０２Ａからのトラッキング誤差信号ＴＥをＡＤ変換し、トラッキング誤差値ＴＥＤに直す。その後、処理４０３の動作を行う。
【０１９４】
処理４０３では、トラッキングゲイン調整完了フラッグＧＣｘの値に応じて、次に行う処理を選択している。具体的には、トラッキングゲイン調整完了フラッグＧＣｘの値が１の場合には処理４１７の動作に移行し、トラッキングゲイン調整完了フラッグＧＣｘの値が１でない場合には処理４０４の動作に移行する。この処理４０３により、トラッキングゲイン調整が完了すると、処理４１７の動作に移行し、後述する利得変更処理４１２の動作を最初の１回のみ行うように構成している。
【０１９５】
処理４０４では、参照値テーブルポインタＳＣｘに分割数Ｎｘを４で割った値を加算し、その加算値の分割数Ｎｘを法とする値を計算し、余弦波テーブルポインタＣＣｘの値とする。すなわち、ＣＣｘ←（ＳＣｘ＋Ｎｘ／４） ＭＯＤ Ｎｘの演算を行う。ここで、Ａ ＭＯＤ Ｂは、ＡのＢを法とする値を表す。例えば、Ａ＝２４，Ｂ＝２０の場合、Ａ ＭＯＤ Ｂは４となる。すなわち、値Ａを値Ｂで割った時の剰余を表す。このような演算を行うことにより、余弦波テーブルポインタＣＣｘの値は、０からＮｘ−１の範囲の数値となる。その後、処理４０５の動作を行う。
【０１９６】
処理４０５では、参照値テーブルポインタＳＣｘに基づいてメモリ１０７のＲＯＭ領域１０７ａに格納されている参照値テーブルを参照し、参照値Ｑｘ［ＳＣｘ］（第２の外乱値群を構成する外乱値）を得る。その参照値Ｑｘ［ＳＣｘ］にトラッキング誤差値ＴＥＤを乗算し、その乗算値と検出複素振幅値の実数部ＳＵＭＲｘを加算した値を新しい検出複素振幅値の実数部ＳＵＭＲｘとする（ＳＵＭＲｘ←ＳＵＭＲｘ＋ＴＥＤ×Ｑｘ［ＳＣｘ］）。ここで、参照値テーブルポインタＳＣｘの時のＱｘ［ＳＣｘ］を、（数２６）に示す。
【０１９７】
【数２６】
【０１９８】
（数２６）において、Ｐｘは参照値振幅、Ｎｘは分割数、πは円周率を表す。参照値振幅Ｐｘは正の実数である（一実施例では、１００とする）。
【０１９９】
さらに処理４０５では、余弦波テーブルポインタＣＣｘに基づいてメモリ１０７のＲＯＭ領域１０７ａに格納されている参照値テーブルを参照し、参照値Ｑｘ［ＣＣｘ］（第３の外乱値群を構成する外乱値）を得る。その参照値Ｑｘ［ＣＣｘ］にトラッキング誤差値ＴＥＤを乗算し、その乗算値と検出複素振幅値の虚数部ＳＵＭＩｘを加算した値を新しい検出複素振幅値の虚数部ＳＵＭＩｘとする（ＳＵＭＩｘ←ＳＵＭＩｘ＋ＴＥＤ×Ｑｘ［ＣＣｘ］）。
【０２００】
ここで、処理４０４の動作により、参照値テーブルポインタＳＣｘと余弦波テーブルポインタＣＣｘとの間の差をＮｘ／４（ここで、Ｎｘは分割数）としている。これにより、参照値Ｑｘ［ＳＣｘ］と参照値Ｑｘ［ＣＣｘ］との値の位相差が２π／４となる。したがって、実施の形態４では、分割数Ｎｘを４の倍数にすることにより、第２の外乱値群の位相と第３の外乱値群の位相との位相差を正確に２π／４としている。また、参照値Ｑｘ［ＳＣｘ］と参照値Ｑｘ［ＣＣｘ］とに共通の参照値テーブルを用いて、ｓｉｎ関数やｃｏｓ関数の計算に要する演算量を削減している。処理４０５の後、処理４０６の動作を行う。ここで、処理４０５は図７に示される応答検出器３Ａに対応している。
【０２０１】
処理４０６では、参照値テーブルポインタＳＣｘに基づいてメモリ１０７のＲＯＭ領域１０７ａに格納されている正弦波の関数テーブルを参照し、外乱値ＴＡＤＤ（第１の外乱値群を構成する外乱値）とする（ＴＡＤＤ←ｔａｂｌｅｘ［ＳＣｘ］）。ｔａｂｌｅｘ［ＳＣｘ］を、（数２７）に示す。
【０２０２】
【数２７】
【０２０３】
（数２７）において、Ａｄｘは外乱値振幅、Ｎｘは分割数、πは円周率を表す。外乱値振幅Ａｄｘは正の実数である（一実施例では、１００とする）。一実施例の場合、下記の（数２８）に示すように、正弦波の関数テーブルと参照値テーブルとを兼用した数値テーブルを用いることができるために、メモリ領域を削減することができる。したがって、メモリ容量の観点からは、外乱値振幅Ａｄｘと参照値振幅Ｐｘとは同じ値とすることが好ましい。
【０２０４】
【数２８】
【０２０５】
処理４０６の動作の後、処理４０７の動作を行う。処理４０７では、トラッキング誤差値ＴＥＤに外乱値ＴＡＤＤを加算した値を、誤差信号ＴＯＥとする（ＴＯＥ←ＴＥＤ＋ＴＡＤＤ）。その後、処理４０８の動作を行う。ここで、処理４０７は、図７に示される外乱加算器（外乱加算部）１Ａにおいて行われる処理に相当する。
【０２０６】
処理４０８では、参照値テーブルポインタＳＣｘの値に１を加算し、その値を新しい参照値テーブルポインタＳＣｘの値としている（ＳＣｘ←ＳＣｘ＋１）。このように処理することにより、参照値テーブルポインタＳＣｘは、１ずつ増加する値となる。その後、処理４０９の動作を行う。
【０２０７】
処理４０９では、参照値テーブルポインタＳＣｘと分割数Ｎｘの値とに応じて、次に行う処理を選択している。すなわち、参照値テーブルポインタＳＣｘとＮｘ−１との値が同じ場合は、処理４１０の動作へ移行する。参照値テーブルポインタＳＣｘとＮｘ−１の値が同じでない場合は、処理４１１の動作へ移行する。
【０２０８】
ここで、処理４０８と処理４０９との動作により、１ずつ増加する参照値テーブルポインタＳＣｘがＮｘ−１と等しくなるということは、処理４０５と処理４０６とで用いた参照値テーブルの全体（第１の外乱値群、第２の外乱値群及び第３の外乱値群の１周期を構成するそれぞれＮｘ個の外乱値）を順次に参照したことに相当する。このことは、処理４０６において１周期分の第１の外乱値群が得られ、処理４０７において、順次に入力されるＮｘ個のトラッキング誤差値に、順次に参照されるＮｘ個（１周期分）の外乱値ＴＡＤＤが加算されたことを意味する。
【０２０９】
処理４１０では、参照値テーブルポインタＳＣｘの値を０にする（ＳＣｘ←０）。すなわち、参照値テーブルポインタＳＣｘを初期化する。
【０２１０】
さらに、処理４１０では、波数カウンタＫＣｘの値に１を加算した値を新しい波数カウンタＫＣｘの値としている（ＫＣｘ←ＫＣｘ＋１）。このように処理することにより、波数カウンタＫＣｘは、１ずつ増加する値となる。その後、処理４１１の動作を行う。処理４１０の動作により、Ｎｘ個のトラッキング誤差値にＮｘ個の外乱値ＴＡＤＤが加算される毎に、波数カウンタＫＣｘが１だけ増加する。
【０２１１】
処理４１１では、波数カウンタＫＣｘと測定波数Ｋｘとの値に応じて、次に行う処理を選択している。すなわち、波数カウンタＫＣｘと測定波数Ｋｘとの値が同じ場合は、処理４１２の動作へ移行する。波数カウンタＫＣｘと測定波数Ｋｘとの値が同じでない場合は、処理４１４の動作へ移行する。
【０２１２】
処理４１２では、図７に示される利得変更器（利得変更部）４Ａの動作を行う。すなわち、利得変更演算を行うことによって、トラッキングゲイン調整を行う。以下、利得変更器４Ａの具体的な動作を説明する。
【０２１３】
まず、利得変更器４Ａにおける所定の複素振幅値（β）を補正複素数値（γ）で補正した補正複素振幅値ＲＵｘは、あらかじめ計算されており、下記に示す（数２９）としている。
【０２１４】
【数２９】
【０２１５】
（数２９）において、Ｒｅ（ＲＵｘ）は、補正複素振幅値ＲＵｘの実数部を表し、Ｉｍ（ＲＵｘ）は補正複素振幅値ＲＵｘの虚数部を表す。Ｋｘは測定波数、Ｎｘは１周期の外乱値群の分割数、Ｐｘは参照値振幅、Ａｄｘは外乱値の振幅であり、また、ｊは虚数を表し、下記に示す（数３０）で定義される。
【０２１６】
【数３０】
【０２１７】
補正複素振幅値ＲＵｘの位相−ｄ１ｘは、下記に示す（数３１）としている。ここで、Ｋｘ×Ｎｘ×Ｐｘ×Ａｄｘ／２（位相が零である正の実数）が所定の複素振幅値であり、ｃｏｓ（−ｄ１ｘ）＋ｊｓｉｎ（−ｄ１ｘ）が補正複素値（位相が−ｄ１ｘ）である。
【０２１８】
【数３１】
【０２１９】
（数３１）において、πは円周率を表す。すべての定数は、応答検出器３Ａの動作前に既知であるため、補正複素振幅値ＲＵｘをあらかじめ計算することができる。
【０２２０】
次に、利得変更器４Ａでは、補正複素振幅値ＲＵｘと、応答検出器３Ａによって検出した検出複素振幅値（ＳＵＭＲｘ＋ｊ・ＳＵＭＩｘ）を用いて、後述する位相補償器２Ａの増幅演算利得ｋｇｘの値の大きさを補正している。具体的には、下記に示す（数３２）を用いて、増幅演算利得ｋｇｘの値を補正した補正増幅演算利得ｋｇｘ’を新たに増幅演算利得ｋｇｘの値に変更する。
【０２２１】
【数３２】
【０２２２】
（数３２）において、｜Ｈｘ｜は、測定周波数ｆｍｘにおけるトラッキングサーボ系の一巡伝達関数の利得であり、下記に示す（数３３）となる。
【０２２３】
【数３３】
【０２２４】
（数３３）における測定周波数ｆｍｘは、下記に示す（数３４）となっている。
【０２２５】
【数３４】
【０２２６】
（数３４）において、ｆｓｘはサンプリング周波数、Ｎｘは分割数を表す。（一実施例では、サンプリング周波数ｆｓｘを１００ｋＨｚとする。この場合、分割数Ｎｘが２０であるため、測定周波数ｆｍｘは、５ｋＨｚとなる）。
【０２２７】
すなわち、測定周波数ｆｍｘにおけるトラッキングサーボ系の利得｜Ｈｘ｜を求め、その逆数を増幅演算利得ｋｇｘの値に乗算することによって、増幅演算利得ｋｇｘの値を補正（補正増幅演算利得ｋｇｘ’の値に変更）する。これにより、トラッキングサーボ系の利得を測定周波数ｆｍｘで０ｄＢ（１倍）に正確に調整することができる。すなわち、トラッキングゲイン調整を行っている。
【０２２８】
処理４１２の動作の後、処理４１３の動作を行う。処理４１３では、トラッキングゲイン調整完了フラッグＧＣｘの値を１にする（ＧＣｘ←１）。ここで、トラッキングゲイン調整完了フラッグＧＣｘの値を１にすることは、利得変更器４Ａの動作が完了し、トラッキングゲイン調整が完了したことを意味する。その後、処理４１４の動作を行う。
【０２２９】
処理４１４では、誤差信号ＴＯＥに対して位相補償演算及び増幅演算を行う。具体的には、まず誤差信号ＴＯＥをｋ１ｘ倍（ここでｋ１ｘは、正の実数である）した値と変数ＴＥ＿Ｉを加算した値を新しい変数ＴＥ＿Ｉの値とする（ＴＥ＿Ｉ←ＴＥ＿Ｉ＋ＴＯＥ×ｋ１ｘ）。また変数ＴＥ＿Ｉの値をｋ２ｘ倍（ここでｋ２ｘは、正の実数である）した値と誤差信号ＴＯＥをｋ３ｘ倍（ここでｋ３ｘは、正の実数である）した値とを加算した値から、後述する変数ＴＥ１の値をｋ４ｘ倍（ここでｋ４ｘは、ｋ３ｘよりも小さい正の実数である）した値を減算した値に増幅演算利得ｋｇｘの値を乗算し、その値を変数ＴＤの値とする［ＴＤ←（ＴＥ＿Ｉ×ｋ２ｘ＋ＴＯＥ×ｋ３ｘ−ＴＥ１×ｋ４ｘ）×ｋｇｘ］。さらに誤差信号ＴＥＤの値を変数ＴＥ１の新しい値とする（ＴＥ１←ＴＥＤ）。その後、処理４１５の動作を行う。
【０２３０】
この演算を行うことにより、誤差信号ＴＯＥの位相補償及び増幅が行われ、その結果が変数ＴＤの値となる。ここで、処理４１４は、位相補償器２Ａにおける処理に相当する。
【０２３１】
処理４１５では、変数ＴＤの内容を演算装置１０３Ａの駆動出力部１０６Ａに出力し、変数ＴＤの値に比例した駆動信号ＴＯＤに変換する。その後、処理４１６の動作を行う。
【０２３２】
処理４１６では、所定時間の遅延処理を行う。すなわち、あらかじめ決められたサンプリング周波数ｆｓｘで誤差入力部１０４Ａや駆動出力部１０６Ａの動作が行われるように遅延動作を行う。その後、処理４０２の動作へ戻る。
【０２３３】
処理４１７では、トラッキング誤差値ＴＥＤの値を、誤差信号ＴＯＥとする（ＴＯＥ←ＴＥＤ）。その後、処理４１４の動作を行う。すなわち、処理４１３でトラッキングゲイン調整完了フラッグＧＣｘの値に１が設定された後は、処理４０３の動作により、処理４１７の動作が誤差入力部１０４Ａの動作毎に行われる。すなわち、利得変更器４Ａの動作が終了した次のサンプリングタイミングの後は、処理４０４から処理４１３の動作が行われず、処理４１７の処理が行われる。
【０２３４】
以上、センサ１０１Ａと誤差信号合成器１０２Ａと演算装置１０３Ａとトラッキングアクチュエータ１０９Ａと駆動回路１０８Ａとによってトラッキング制御装置が構成され、演算装置１０３Ａは、誤差入力部１０４Ａと外乱加算器１Ａと位相補償器２Ａと駆動出力部１０６Ａと応答検出器３Ａと利得変更器４Ａとによって構成されている。
【０２３５】
このように構成されたトラッキング制御装置によれば、トラッキングサーボ系の利得を、分割数Ｎｘの値に依らず、正確に調整することができる。具体的には、利得変更処理４１２の動作により、トラッキングサーボ系の利得を測定周波数ｆｍｘで０ｄＢ（１倍）となるように位相補償処理４１４において増幅演算利得ｋｇｘが調整される。以下、このことについて詳しく説明する。
【０２３６】
実施の形態４では、利得変更処理４１２（利得変更器４Ａの動作）により、トラッキングサーボ系の利得を所望の値に調整している。以下、利得変更処理４１２を中心に、トラッキングサーボ系の利得が所望の値に調整されることを詳しく説明する。
【０２３７】
利得変更処理４１２では、前述したように、（数３１）に示す位相を持つ補正複素振幅値ＲＵｘと検出複素振幅値（ＳＵＭＲｘ＋ｊ・ＳＵＭＩｘ）とを用いて、増幅演算利得ｋｇｘを変化させている。これにより、トラッキングゲイン調整を行っている。ここで、トラッキングゲイン調整とは、トラッキングサーボ系の利得が測定周波数ｆｍｘで０ｄＢ（０ｄＢは１倍を意味する）になることを意味する。
【０２３８】
利得変更処理４１２では、前述した（数３２）を用いて増幅演算利得ｋｇｘを更新している。ここで、｜Ｈｘ｜が測定周波数ｆｍｘにおけるトラッキングサーボ系の一巡伝達関数の利得であることについて詳しく説明する。
【０２３９】
まず、参照値テーブルポインタＳＣｘがＳＣｘの時、外乱加算処理４０７において加算される外乱値ＴＡＤＤは、前述した（数２７）によって示される。また、（数２７）によって示される外乱値ＴＡＤＤに対するトラッキングサーボ系の応答Ｙｘ［ＳＣｘ］は、トラッキングサーボ系の線形成が成り立つ範囲で、下記に示す（数３５）と表現することができる。
【０２４０】
【数３５】
【０２４１】
（数３５）において、Ｒｘはトラッキングサーボ系の応答Ｙｘ［ＳＣｘ］の振幅を表し、θｘはトラッキングサーボ系の応答Ｙｘと第１の外乱値群との位相差を表す。
【０２４２】
したがって、（数２６）と（数３５）とを用いて、応答検出処理４０６の検出複素振幅値（ＳＵＭＲｘ＋ｊ・ＳＵＭＩｘ）を計算すると、検出複素振幅値の実数部ＳＵＭＲｘは、下記に示す（数３６）となる。また、同様に、検出複素振幅値の虚数部ＳＵＭＩｘは、下記に示す（数３７）となる。
【０２４３】
【数３６】
【０２４４】
【数３７】
【０２４５】
（数３６）及び（数３７）において、Ｙｘはトラッキングサーボ系の応答Ｙｘ［ＳＣｘ］の複素振幅であり、Ｒｅ（Ｙｘ）は応答Ｙｘの実数部を表し、Ｉｍ（Ｙｘ）は応答Ｙｘの虚数部を表す。なお、ＹｘKC［ＳＣｘ］は、波数カウンタＫＣｘの値ごと（１周期ごと）のトラッキングサーボ系の応答を表す。
【０２４６】
実施の形態４では、応答検出処理４０５において検出複素振幅値を演算する際、第１の外乱値群の周期のＫｘ倍（Ｋｘは測定波数）の時間だけ積分加算している。これにより、検出複素振幅値ＳＵＭＲｘとＳＵＭＩｘとが、それぞれ、より正確に複素振幅Ｙｘの実数部と虚数部とに対応した値となる。すなわち、トラッキングサーボ系の応答Ｙｘの複素振幅の振幅と位相とを正確に検出することができる。
【０２４７】
（数３６）と（数３７）と（数２９）とを（数３３）に代入すると、利得｜Ｈｘ｜は、下記に示す（数３８）となる。
【０２４８】
【数３８】
【０２４９】
一方、図９にトラッキングサーボ系のブロック線図を示す。図９より、トラッキングサーボ系の外乱値ＴＡＤＤからトラッキングサーボ系の応答Ｙｘ［ＳＣｘ］までのトラッキングサーボ系の閉ループ特性は、下記に示す（数３９）となる。
【０２５０】
【数３９】
【０２５１】
（数３９）において、ＴＡは参照値テーブルポインタＳＣｘがＳＣｘの時の外乱値ＴＡＤＤの外乱複素振幅値を表し、Ｙｘは外乱値ＴＡＤＤ［ＳＣｘ］に対するトラッキングサーボ系の応答Ｙｘ［ＳＣｘ］の応答複素振幅値を表し、Ｈｘはトラッキングサーボ系の一巡伝達関数を表し、Ｄｘは外乱値ＴＡＤＤのトラッキングサーボ系に対する実質的な外乱加算部の伝達関数を表す。
【０２５２】
外乱複素振幅値ＴＡは、前述した（数２９）より下記に示す（数４０）となる。
【０２５３】
【数４０】
【０２５４】
さらに、（数３９）と（数４０）とにより下記に示す（数４１）が得られる。
【０２５５】
【数４１】
【０２５６】
（数３８）と（数４１）とを比較すると、｜Ｈｘ｜が測定周波数ｆｍｘにおけるトラッキングサーボ系の一巡伝達関数の利得であることが分かる。
【０２５７】
最後に、加算部の伝達関数Ｄｘについて説明する。図１０に、外乱値ＴＡＤＤの出力値の様子を示す。縦軸は外乱値ＴＡＤＤの値を示し、横軸は参照値テーブルポインタＳＣｘの値を示す。図１０に示すように外乱値ＴＡＤＤは１サンプルタイミング毎に（参照値テーブルポインタＳＣｘの値が変化する毎に）外乱値ＴＡＤＤの値が変化する階段状の出力値となる。図１０において、波形ＴＡＤＤが順次に出力される外乱値ＴＡＤＤの波形（第１の外乱値群の波形）である。すなわち、１サンプルタイミング毎に正弦波値（図１０において、正弦波値は波形Ｗ３（外乱生成関数）によって示す）がサンプリングされ、０次ホールドされた波形となる。このようなサンプリングと０次ホールドを行う処理の伝達関数は、下記に示す（数４２）となる。
【０２５８】
【数４２】
【０２５９】
（数４２）において、ｆｍｘは測定周波数、ｆｓｘはサンプリング周波数、Ｎｘは分割数を表す。
【０２６０】
以上より、第１の外乱値群のトラッキングサーボ系に対する実質的な加算部の伝達関数Ｄｘは、前述した（数４２）で表される。すなわち、（数４３）となる。
【０２６１】
【数４３】
【０２６２】
ここで、実施の形態４において併記した一実施例では、第１の外乱値群の分割数Ｎｘを２０としているため、下記に示す（数４４）が成立する。
【０２６３】
【数４４】
【０２６４】
図１０に示す波形Ｗ４は、波形Ｗ３に比べて、位相が２π／Ｎｘ／２遅れた波形を示す。また、図１０から、波形ＴＡＤＤ（第１の外乱値群）が略２π／Ｎｘ／２の位相遅れを持つことも分かる。
【０２６５】
以上より、外乱加算部１Ａの伝達関数が加算部の伝達関数Ｄｘとなることが分かる。これにより、測定周波数ｆｍｘにおけるトラッキングサーボ系の利得｜Ｈｘ｜は、前述した（数３３）となることがわかる。さらに、（数３２）により増幅演算利得ｋｇｘが所望の値に補正され、トラッキングサーボ系の利得が測定周波数ｆｍｘで０ｄＢ（１倍）に正確に調整できることがわかる。
【０２６６】
このように、トラッキングサーボ系の利得が測定周波数ｆｍｘで０ｄＢ（１倍）に正確に調整できることは、利得変更処理４１２の補正複素振幅値ＲＵｘの位相を（数３１）のように設定していることに依る。また、（数３１）は、前述した説明により、トラッキングサーボ系に対して、外乱値ＴＡＤＤからなる第１の外乱値群の実質的な位相に対応していることも分かる。
【０２６７】
また、実施の形態４では、トラッキングサーボ系に対する外乱値ＴＡＤＤの実質的な位相に応じて、利得変更処理４１２の補正複素振幅値ＲＵｘの位相を変化させているため、分割数Ｎｘが小さくなっても、精度良くトラッキングサーボ系の利得を測定周波数ｆｍｘで０ｄＢ（１倍）に正確に調整することができる。
【０２６８】
さらに、分割数Ｎｘを変更することにより、測定周波数ｆｍｘが変更できるため、トラッキングサーボ系の利得を所望の値に調整することができる。
【０２６９】
（実施の形態５）
実施の形態５では、本発明のトラッキング制御装置の他の一実施形態について説明する。実施の形態５では、利得変更処理（利得変更部）の動作を除く構成は、前述した実施の形態４と同じであるため、説明を省略する。
【０２７０】
実施の形態５に係る利得変更処理では、所定の複素振幅値ＲＵ２ｘを下記に示す（数４５）とする。
【０２７１】
【数４５】
【０２７２】
（数４５）において、Ｒｅ（ＲＵ２ｘ）は所定の複素振幅値ＲＵ２ｘの実数部を表し、Ｉｍ（ＲＵ２ｘ）は所定の複素振幅値ＲＵ２ｘの虚数部を表す。さらに、Ｋｘは測定波数、Ｎｘは分割数、Ｐｘは参照値振幅、Ａｄｘは第１の外乱値群の振幅である。
【０２７３】
さらに、補正複素値ＣＵｘを下記に示す（数４６）とする。
【０２７４】
【数４６】
【０２７５】
ここで、所定の複素振幅値ＲＵ２ｘの位相は０であり、補正複素値ＣＵｘとの位相は、ｄ２ｘとなっている。この位相ｄ２ｘは、前述した（数３１）に示した実施の形態４の位相−ｄ１ｘと逆位相（２π／２／Ｎｘ）であり、外乱値ＴＡＤＤからなる第１の外乱値群のトラッキングサーボ系に対する実質的な逆位相になっている。
【０２７６】
利得変更処理では、増幅演算部利得ｋｇｘを下記に示す（数４７）によって補正する。
【０２７７】
【数４７】
【０２７８】
すなわち、測定周波数ｆｍｘにおけるトラッキングサーボ系の利得｜Ｈｘ｜を求め、その逆数を増幅演算利得ｋｇｘに乗算することにより、増幅演算利得ｋｇｘを補正（補正増幅演算利得ｋｇｘ’に変更）する。これにより、トラッキングサーボ系の利得を測定周波数ｆｍｘで０ｄＢ（１倍）に正確に調整することができる。
【０２７９】
（数４７）からトラッキングサーボ系の利得｜Ｈｘ｜を抜き出すと、下記に示す（数４８）となる。
【０２８０】
【数４８】
【０２８１】
以上より、（数４８）は、前述した（数３３）と等価であることが分かる。
【０２８２】
したがって、実施の形態５では、検出複素振幅値を補正複素値ＣＵｘによって補正することにより、分割数Ｎｘが小さくなっても、精度良くトラッキングサーボ系の利得を測定周波数ｆｍｘで０ｄＢ（１倍）に正確に調整することができる。
【０２８３】
さらに、実施の形態５の構成は、前述した実施の形態４の効果に加えて、利得変更処理（利得変更部の動作）で用いる所定の複素振幅値を実数値（位相が０）としている。これにより、あらかじめ記憶しておく容量を少なくしている。
【０２８４】
（実施の形態６）
実施の形態６では、本発明に係るトラッキング制御装置のさらに他の一実施形態について説明する。実施の形態６では、利得変更処理（利得変更部の動作）を除く構成は前述した実施の形態４と同じであるため、説明を省略する。
【０２８５】
前述した実施の形態４及び実施の形態５では、演算装置１０３Ａ（図６参照）における演算時間に依存した位相のずれは考慮していないが、実施の形態６では、演算時間に依存した位相のずれを考慮して、更に高精度でトラッキングサーボ系の利得を調整する。すなわち、上記の（数４８）における位相ｄ２ｘに代えて、下記の（数４９）で示す位相ｄ３ｘを用いる。その他の利得変更処理の構成及び動作は、前述した実施の形態４及び実施の形態５の利得変更処理と同じであるため、説明を省略する。
【０２８６】
【数４９】
【０２８７】
（数４９）において、ｆｍｘは測定周波数、Ｔｄｘは誤差入力部１０４Ａの入力動作から駆動出力部１０６Ａの出力動作までの演算時間（演算手段の演算時間）Ｔｄｘを表す。すなわち、（数４９）の位相ｄ３ｘは、２π／Ｎｘ／２と２π×ｆｍｘ×Ｔｄｘとを加算した値となっている。演算時間Ｔｄｘは、駆動出力部１０６Ａの出力動作が誤差入力部１０４Ａの入力動作よりもどれだけ時間的に遅れて実行されたかを示すものである。なお、この場合、所定の複素振幅値（β）がＫｘ・Ｎｘ・Ｐｘ・Ａｄｘ／２・｛ｃｏｓ（−２π×ｆｍｘ×Ｔｄｘ）＋ｊｓｉｎ（−２π×ｆｍｘ×Ｔｄｘ）｝であり、補正複素値（γ）が｛ｃｏｓ（２π／Ｎｘ／２）＋ｊｓｉｎ（２π／Ｎｘ／２）｝である場合に相当している。
【０２８８】
このように構成することにより、演算時間Ｔｄｘによる位相のずれ（−２π×ｆｍｘ×Ｔｄｘ）が前述した（数３１）の位相ｄ１ｘに比べて無視できない程度に大きくなっても、トラッキングサーボ系の利得が測定周波数ｆｍｘで０ｄＢ（１倍）により正確に調整できる。以下、このことについて詳しく説明する。
【０２８９】
まず、演算時間Ｔｄｘによる位相のずれが前述した（数３１）によって示される位相に比べて、無視できる程度に小さい場合には、前述した実施の形態４及び実施の形態５で用いた第１の外乱値群の位相である（数３１）の値と（数４９）の値とがほぼ等しくなるため、トラッキングサーボ系の利得が測定周波数ｆｍｘで０ｄＢ（１倍）に調整できることがわかる。
【０２９０】
次に、演算時間Ｔｄｘが前述した（数３１）によって示される位相値に比べて、無視できない程度に大きい場合について説明する。
【０２９１】
この場合、演算時間Ｔｄｘに依存する位相のずれは、前述した（数３１）によって示される位相に対して加算される。演算時間Ｔｄｘによる位相のずれＴＰｘは、トラッキングサーボ系の測定周波数ｆｍｘに対しては、下記に示す（数５０）となる。
【０２９２】
【数５０】
【０２９３】
以上より、（数５０）と（数３１）とを加算することにより（数４９）が得られる。
【０２９４】
実施の形態６では、利得変更処理の動作により、演算時間Ｔｄｘが（数３１）で示される位相に比べて、無視できない程度に大きい場合でも、（数４９）に示すようにその影響を考慮して、増幅演算利得ｋｇｘの演算を行っているため、トラッキングサーボ系の利得が測定周波数ｆｍｘで０ｄＢ（１倍）により正確に調整できる。
【０２９５】
なお、本実施の形態６では、トラッキングサーボ系の利得｜Ｈｘ｜を算出するために、所定の複素振幅値（β）の位相部分と補正複素値とを予め演算した値（複素利得Ｈｘの分母及び分子に所定の複素振幅値と共役な複素値を乗算した値）を用いたが、他の演算方法により算出されてもよく、本発明は実施の形態６の演算方法に限定されるものではない。
【０２９６】
また、位相補償処理は、図７に示された位相補償器２Ａにおける処理４１４に限定されるものではなく、トラッキングサーボ系の位相を補償する動作を行うものであれば良い。図７に示された位相補償器２Ａと異なる構成の位相補償器を設けたとしても、本発明に含まれる。
【０２９７】
また、上記の実施の形態４〜６では、外乱値を１サンプル毎に出力しているが、これを複数サンプル毎に出力するように構成してもよく、このように変更しても本発明に含まれる。
【０２９８】
さらに、上記の実施の形態４〜６のデジタル回路で構成した部分をアナログ回路で構成することや、アナログ回路で構成した部分をデジタル回路で構成することなど、様々な変更が考えられる。このように変更を行っても本発明に含まれることは言うまでもない。
【０２９９】
以上のように実施の形態４〜６によれば、利得変更器４Ａの動作により、精度良くトラッキング制御装置のループゲイン特性を調整することができる。特に、分割数Ｎｘが小さい場合であっても、精度良くトラッキング制御装置のループゲイン特性を調整することができる。すなわち、利得変更処理において、利得変更処理の補正複素値の位相を第１の外乱値の位相に応じた値にし、補正複素値によって検出複素振幅値又は所定の複素振幅値を補正することにより、精度良くループゲイン特性を調整している。
【０３００】
特に、トラッキングサーボ系の広帯域化と演算装置の省電力化とを目的とした動作クロックの低下により、分割数Ｎｘはますます小さくなる傾向にある。このような場合でも、本実施の形態に係るトラッキング制御装置を用いることにより、精度良くループゲイン特性を調整することが可能である。
【産業上の利用可能性】
【０３０１】
本発明のフォーカス制御装置およびトラッキング制御装置は、半導体レーザ等のレーザ光を用いて光ディスクに情報の記録や再生を行う光ディスク装置に用いるフォーカス制御装置およびトラッキング制御装置として有用である。
【図面の簡単な説明】
【０３０２】
【図１】図１は、実施の形態１に係るフォーカス制御装置の構成を示すブロック図である。
【図２】図２は、実施の形態１に係るフォーカス制御装置に設けられた演算器の構成を示すブロック図である。
【図３】図３は、実施の形態１に係るフォーカス制御装置の動作を示すフローチャートである。
【図４】図４は、実施の形態１に係るフォーカス制御装置の演算器に設けられた利得変更器の動作を説明するためのフォーカスサーボ系のブロック線図である。
【図５】図５は、実施の形態１に係るフォーカス制御装置の演算器に設けられた利得変更器の動作を説明するためのグラフである。
【図６】図６は、実施の形態４に係るトラッキング制御装置の構成を示すブロック図である。
【図７】図７は、実施の形態４に係るトラッキング制御装置に設けられた演算器の構成を示すブロック図である。
【図８】図８は、実施の形態４に係るトラッキング制御装置の動作を示すフローチャートである。
【図９】図９は、実施の形態４に係るトラッキング制御装置の演算器に設けられた利得変更器の動作を説明するためのトラッキングサーボ系のブロック線図である。
【図１０】図１０は、実施の形態４に係るトラッキング制御装置の演算器に設けられた利得変更器の動作を説明するためのグラフである。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、半導体レーザ等のレーザ光を用いて光ディスクに情報の記録や再生を行う光ディスク装置に用いるフォーカス制御装置およびトラッキング制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に、光ディスク装置に用いられるフォーカス制御装置およびトラッキング制御装置は、光ディスク上に情報を記録または再生するために重要な装置である。このようなフォーカス制御装置では、光ディスクが変動し、または光ディスク装置が振動しても正確な記録再生ができるように、光ディスクの記録面と出射光の焦点との間のずれを、例えば±０．５マイクロメートル（μｍ）以内という高精度に制御しなければならない。このためには、フォーカス制御装置のループゲイン特性を常に所望の特性に合わせておく必要がある。そしてトラッキング制御装置では、光ディスク上のトラックに偏芯等が存在しても正確な記録や再生ができるように、光ディスク上のトラックと光スポットとのずれを、例えば±０．１マイクロメートル（μｍ）以内という高精度に制御しなければならない。このためには、トラッキング制御装置のループゲイン特性を常に所望の特性に合わせておく必要がある。
【０００３】
しかしながら、フォーカス誤差信号およびトラッキング誤差信号の検出感度やフォーカスアクチュエータおよびトラッキングアクチュエータの感度のばらつき、さらに温度変化、経時変化によって、所望のループゲイン特性を保つことが困難であるという課題があった。
【０００４】
このような課題に対して、光ビームの微小スポットと制御目標位置との間のズレを検出する制御誤差信号検出手段と、光ビームの微小スポットを制御目標位置に移動して保持するサーボ手段と、サーボループに外乱信号を加える外乱信号発生手段と、サーボループ内に加えた外乱信号に応答した信号の複素振幅を検出する手段と、複素振幅検出手段の出力に基づいて、予め記憶しておいたサーボループに加えた外乱信号の複素振幅値からのサーボループの位相・ゲイン特性を検出する演算手段と、演算手段からの出力に応じてサーボループの位相・ゲイン特性を変化させる調整手段とを備えた光学式記録再生装置によって、ループゲイン特性を調整する技術が開示されている（例えば、特許文献１参照）。この技術では、サーボループに加えた外乱信号に応答した信号の複素振幅を検出し、その複素振幅と予め記憶しておいたサーボループに加えた外乱信号の複素振幅値とにより、サーボループの位相・ゲイン特性を変化させ、サーボループの位相・ゲイン特性を所望の特性に調整する。この技術を適用すれば、少ない回路構成によってサーボループのゲイン・位相特性を高速高精度に測定することができ、さらにサーボループのゲイン・位相特性を調整してサーボループの特性を所定の値にすることができるため、安定なサーボ特性を達成することができる。
【０００５】
しかしながら、上記の技術では、予め記憶している所定の複素振幅値の値（ここで、値とは所定の複素振幅値の位相及び振幅を意味する）に依って、フォーカス制御装置およびトラッキング制御装置のサーボループ特性の調整に誤差が生じることが分かった。特に、周期関数（正弦関数）の１周期を時間的にＮ等分して保存された外乱値群を順次加算するように外乱信号発生手段を構成した場合には、分割数Ｎの値が小さくなるほど調整誤差が大きくなることが分かった。また、光ディスクの高密度化や高耐振化の為にサーボループ特性の広帯域化が必要な場合には、周期関数の周波数が上がり、外乱信号発生手段の外乱値群の加算周波数が同じとすると、実質的に分割数Ｎが小さくなる。さらに、省電力化の為に演算手段の動作速度が遅くなった場合にも、この分割数Ｎを小さくしなければならない。その結果、調整誤差は大きくなる。このように、今後、光ディスクの高密度化や高耐振化、機器の省電力化が促進されれば、フォーカス制御装置およびトラッキング制御装置におけるサーボループ特性の調整誤差が大きくなるという問題がある。
【特許文献１】 特開平４−４９５３０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
本発明は、精度良くフォーカスサーボ系の利得やトラッキングサーボ系の利得を調整することができ、所望のループゲイン特性に精度良く調整することができるフォーカス制御装置およびトラッキング制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明に係るフォーカス制御装置は、光ディスクからの反射光を受光し、複数個のセンサ信号を出力するセンサ手段と、複数個のセンサ信号を演算合成してフォーカス誤差信号を生成する誤差信号合成手段と、フォーカス誤差信号に基づいてフォーカス誤差値群を生成する誤差入力部、誤差入力部で生成されたフォーカス誤差値群に周期性を有する第１の外乱値群を加えて出力する外乱加算部、外乱加算部の出力に少なくとも位相補償演算と増幅演算利得に応じた増幅演算とを行って駆動値群を生成する位相補償部、駆動値群に基づいて駆動信号を生成する駆動出力部、誤差入力部で生成されたフォーカス誤差値群と、第１の外乱値群と同一の周期性を有する第２の外乱値群と、第２の外乱値群と同一の周期性を有し、第２の外乱値群と位相の異なる第３の外乱値群とに基づいて検出複素振幅値を検出する応答検出部、及び、増幅演算利得を変更する利得変更部を有する演算手段と、駆動信号に略比例した駆動電流を出力する駆動手段と、駆動電流に応じて対物レンズを駆動するフォーカスアクチュエータとを含むフォーカス制御装置であって、利得変更部が、検出複素振幅値と所定の複素振幅値と所定の複素振幅値を補正する補正複素値とに基づいて増幅演算利得を変更し、補正複素値の位相が、外乱加算部における第１の外乱値群の位相と実質的に同一であることを特徴とする。なお、この構成のフォーカス制御装置を、以下においては、第１のフォーカス制御装置とも称する。
【０００８】
また、本発明に係るフォーカス制御装置は、光ディスクからの反射光を受光し、複数個のセンサ信号を出力するセンサ手段と、複数個のセンサ信号を演算合成してフォーカス誤差信号を生成する誤差信号合成手段と、フォーカス誤差信号に基づいてフォーカス誤差値群を生成する誤差入力部、誤差入力部で生成されたフォーカス誤差値群に周期性を有する第１の外乱値群を加えて出力する外乱加算部、外乱加算部の出力に少なくとも位相補償演算と増幅演算利得に応じた増幅演算とを行って駆動値群を生成する位相補償部、駆動値群に基づいて駆動信号を生成する駆動出力部、誤差入力部で生成されたフォーカス誤差値群と、第１の外乱値群と同一の周期性を有する第２の外乱値群と、第２の外乱値群と同一の周期性を有し、第２の外乱値群と位相の異なる第３の外乱値群とに基づいて検出複素振幅値を検出する応答検出部、及び、検出複素振幅値と所定の複素振幅値とに基づいて増幅演算利得を変更する利得変更部を有する演算手段と、駆動信号に略比例した駆動電流を出力する駆動手段と、駆動電流に応じて対物レンズを駆動するフォーカスアクチュエータとを含むフォーカス制御装置であって、利得変更部が、検出複素振幅値と所定の複素振幅値と検出複素振幅値を補正する補正複素値とに基づいて増幅演算利得を変更し、補正複素値の位相が、外乱加算部における第１の外乱値群の逆位相と実質的に同一であることを特徴とする。なお、この構成のフォーカス制御装置を、以下においては、第２のフォーカス制御装置とも称する。
【０００９】
本発明に係るトラッキング制御装置は、光ディスクからの反射光を受光し、複数個のセンサ信号を出力するセンサ手段と、複数個のセンサ信号を演算合成してトラッキング誤差信号を生成する誤差信号合成手段と、トラッキング誤差信号に基づいてトラッキング誤差値群を生成する誤差入力部、誤差入力部で生成されたトラッキング誤差値群に周期性を有する第１の外乱値群を加えて出力する外乱加算部、外乱加算部の出力に少なくとも位相補償演算と増幅演算利得に応じた増幅演算とを行って駆動値群を生成する位相補償部、駆動値群に基づいて駆動信号を生成する駆動出力部、誤差入力部で生成されたトラッキング誤差値群と、第１の外乱値群と同一の周期性を有する第２の外乱値群と、第２の外乱値群と同一の周期性を有し、第２の外乱値群と位相の異なる第３の外乱値群とに基づいて検出複素振幅値を検出する応答検出部、及び、増幅演算利得を変更する利得変更部を有する演算手段と、駆動信号に略比例した駆動電流を出力する駆動手段と、駆動電流に応じて対物レンズを駆動するトラッキングアクチュエータとを含むトラッキング制御装置であって、利得変更部が、検出複素振幅値と所定の複素振幅値と所定の複素振幅値を補正する補正複素値とに基づいて増幅演算利得を変更し、補正複素値の位相が、外乱加算部における第１の外乱値群の位相と実質的に同一であることを特徴とする。なお、この構成のトラッキング制御装置を、以下においては、第１のトラッキング制御装置とも称する。
【００１０】
また、本発明に係るトラッキング制御装置は、光ディスクからの反射光を受光し、複数個のセンサ信号を出力するセンサ手段と、複数個のセンサ信号を演算合成してトラッキング誤差信号を生成する誤差信号合成手段と、トラッキング誤差信号に基づいてトラッキング誤差値群を生成する誤差入力部、誤差入力部で生成されたトラッキング誤差値群に周期性を有する第１の外乱値群を加えて出力する外乱加算部、外乱加算部の出力に少なくとも位相補償演算と増幅演算利得に応じた増幅演算とを行って駆動値群を生成する位相補償部、駆動値群に基づいて駆動信号を生成する駆動出力部、誤差入力部で生成されたトラッキング誤差値群と、第１の外乱値群と同一の周期性を有する第２の外乱値群と、第２の外乱値群と同一の周期性を有し、第２の外乱値群と位相の異なる第３の外乱値群とに基づいて検出複素振幅値を検出する応答検出部、及び、増幅演算利得を変更する利得変更部を有する演算手段と、駆動信号に略比例した駆動電流を出力する駆動手段と、駆動電流に応じて対物レンズを駆動するトラッキングアクチュエータとを含むトラッキング制御装置であって、利得変更部が、検出複素振幅値と所定の複素振幅値と検出複素振幅値を補正する補正複素値とに基づいて増幅演算利得を変更し、補正複素値の位相が、外乱加算部における第１の外乱値群の逆位相と実質的に同一であることを特徴とする。なお、この構成のフォーカス制御装置を、以下においては、第２のトラッキング制御装置とも称する。
【発明の効果】
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
本発明に係るフォーカス制御装置は、上述のように、光センサ手段と、誤差信号合成手段と、演算手段と、駆動手段と、フォーカスアクチュエータとを含む。演算手段は、誤差入力部と、外乱加算部と、位相補償部と、駆動出力部と、応答検出部と、利得変更部とを更に有している。なお、演算手段の利得変更部以外については、公知のいかなる構成であってもよい。
【００１２】
誤差入力部は、光センサ手段及び誤差信号合成手段により生成されたフォーカス誤差信号に基づいてフォーカス誤差値群を生成する。フォーカス誤差値群は、例えば、フォーカス誤差信号に対して所定の時間間隔でサンプリング処理することによって生成することができる。サンプリング処理は、通常、一定の時間間隔で行われる。
【００１３】
外乱加算部は、誤差入力部で生成されたフォーカス誤差値群に周期性を有する第１の外乱値群を加えて出力する。周期性を有する第１の外乱値群は、所定の周期関数に対して所定の時間間隔でサンプリング処理することによって生成される階段状の関数の値を表す数値群と概念的に同一である。なお、以下において、上記の周期関数を外乱生成関数と略記する。フォーカス誤差値群と第１の外乱値群を加えるとは、時間的に同期したフォーカス誤差値群を構成するフォーカス誤差値と第１の外乱値群を構成する外乱値とを１つずつ順次に加算して外乱加算誤差値群を生成することを意味する。
【００１４】
位相補償部は、外乱加算部の出力に少なくとも位相補償演算と増幅演算利得に応じた増幅演算とを行って駆動値群を生成する。詳しくは、１つのフォーカス誤差値に対して１つの駆動値が順次に生成される。なお、増幅演算利得は、応答検出部及び利得変更部によって決定される。
【００１５】
駆動出力部は、位相補償部で生成された駆動値群に基づいて駆動信号を生成し、駆動信号を駆動手段に出力する。
【００１６】
応答検出部は、誤差入力部で生成されたフォーカス誤差値群と、第１の外乱値群と同一の周期性を有する第２の外乱値群と、第２の外乱値群と同一の周期性を有し、第２の外乱値群と位相の異なる第３の外乱値群とに基づいて検出複素振幅値を検出する。周期性を有する第２の外乱値群及び周期性を有する第３の外乱値群は、上記の第１の外乱値群の場合と同様に定義される。第１の外乱値群と同一の周期性を有するとは、第１の外乱値群の周期と同一であることを意味する。なお、第２の外乱値群や第３の外乱値群と第１の外乱値群とで、振幅や位相は異なっていてもよい。
【００１７】
ここで、第１〜第３の外乱値群の振幅と位相とについて説明する。第１〜第３の外乱値群等の外乱値群の振幅は、外乱生成関数の振幅と、外乱生成関数にサンプリング処理及び０次ホールド処理を行う伝達関数より求まる。第１〜第３の外乱値群等の外乱値群の位相は、外乱生成関数の位相と、外乱生成関数にサンプリング処理及び０次ホールド処理を行う伝達関数より求まる。本明細書では、第１〜第３の外乱値群の位相とは、第１の外乱値群に対する外乱生成関数の位相を基準（位相が零）とする位相差を意味し、外乱生成関数より位相が進む場合を正にとり、位相が遅れる場合を負にとる。外乱値群の振幅及び位相は、それぞれ、外乱生成関数の振幅及び位相と異なることに注意を要する。また、サンプリングの時間間隔が長いほど（分割数が小さいほど）、外乱生成関数と伝達関数との振幅差や位相差は大きくなる。
【００１８】
利得変更部は、検出複素振幅値と所定の複素振幅値と補正複素値に基づいて増幅演算利得を変更する。第１のフォーカス制御装置では、補正複素値として第１の外乱値群の位相と実質的に同一の位相である複素値を用いて所定の複素振幅値を補正する。これにより、外乱生成関数と第１の外乱値群との位相の相違を補正でき、位相補償部で参照される増幅演算利得を従来よりも高精度で調整することができる。特に、分割数が小さければ、外乱生成関数と第１の外乱値群との位相差が大きくなるために、その効果は更に大きくなる。なお、第１のフォーカス制御装置における所定の複素振幅値は、従来のフォーカス制御装置で用いられていた値と同一とすることができる。
【００１９】
本明細書において、検出複素振幅値、所定の複素振幅値及び補正複素値等の複素値の位相とは、複素平面上における正の実軸と、原点と複素値に対応する点とを結ぶ直線とのなす角を意味する。正の実軸から正の虚軸方向への回転角度を正とし、正の実軸から負の虚軸方向への回転角度を負とする。また、本明細書において、第１の外乱値群の位相と実質的に同一とは、補正複素値を意図的には第１の外乱値群の位相と異ならせないことを意味し、計算誤差や作製誤差等によって厳密に一致しない場合を含意する。
【００２０】
また、第２のフォーカス制御装置における利得変更部は、補正複素値として、第１の外乱値群の位相と実質的に逆位相である複素値を用いて検出複素振幅値を補正する。なお、逆位相とは、正負が逆の位相を意味する。つまり、第１のフォーカス制御装置における補正複素値と第２のフォーカス制御装置における補正複素値とは、共役な複素数である。これにより、外乱生成関数と第１の外乱値群との位相の相違を補正でき、位相補償部で参照される増幅演算利得を従来よりも高精度で調整することができる。なお、第２のフォーカス制御装置における所定の複素振幅値は、従来のフォーカス制御装置で用いられていた値と同一とすることができる。特に、分割数が小さければ、外乱生成関数と第１の外乱値群との位相差が大きくなるために、その効果は更に大きくなる。
【００２１】
ここで、従来よりもフォーカスサーボ系の利得や増幅演算利得を高精度で調整できることについて簡単に説明する。通常、増幅演算利得の初期設定値は、設定どおりに光ディスクが配置され、かつ第１〜第３の外乱値群の位相として外乱生成関数（アナログ信号）の位相を仮定した場合に最適化されるように決定されている。フォーカスサーボ系の利得はその系の一巡伝達関数の利得に相当する。また、フォーカスサーボ系の一巡伝達関数の利得の変化に応じて、応答検出部で検出される検出複素振幅値が変化する。
【００２２】
したがって、第１及び第２のフォーカス制御装置では、第１の外乱値群に対応する外乱生成関数と第１の外乱値群との位相差（補正複素数の位相）を考慮することによって、フォーカスサーボ系の利得を高精度で調整できる。更に、フォーカスサーボ系の利得を高精度で調整できることによって、位相補償部で参照する増幅演算利得を高精度で調整できる。なお、従来のフォーカス制御装置では、第１の外乱値群に対応する外乱生成関数と第１の外乱値群（伝達関数）との位相差は考慮されていない。
【００２３】
本発明に係る第１のフォーカス制御装置では、検出複素振幅値をα、所定の複素振幅値をβ、補正複素値をγとしたとき、利得変更部は、｜α／（α＋β×γ）｜の値に基づいて増幅演算利得を変更することが好ましい。この値に従えば、フォーカスサーボ系の一巡伝達関数の利得を正確に調整できるからである。なお、最終的な値が｜α／（α＋β×γ）｜と同一であれば、所定の複素振幅値と補正複素値とが乗算される限りにおいて、どのような方法で演算を行ってもよい。
【００２４】
本発明に係る第１のフォーカス制御装置では、第１の外乱値群の１周期を構成する数値群は、時間的に実質的に均等に分割されたＮ個の外乱値からなり、補正複素数値の位相が、実質的に−２π／Ｎ／２であり、所定の複素振幅値の位相が、実質的に０であることが好ましい。第１の外乱値群に対応する外乱生成関数と第１の外乱値群との位相差が−２π／Ｎ／２となるからである。第１の外乱値群の１周期を構成する数値群が、Ｎ個の外乱値からなるとは、分割数がＮであることと同義である。なお、本明細書において、実質的に−２π／Ｎ／２であるとは、所定の複素振幅値を意図的には−２π／Ｎ／２と異ならせないことを意味し、計算誤差や作製誤差等によって厳密に一致しない場合を含意する。以下において、位相が実質的に所定の数値であるという場合、上記と同様の意味とする。
【００２５】
本発明に係る第１のフォーカス制御装置では、補正複素値の位相が、実質的に−２π／Ｎ／２であり、第１の外乱値群の周波数をｆｍとし、フォーカス誤差信号から駆動信号を生成する演算手段における処理時間をＴｄとしたとき、所定の複素振幅値の位相が−２π×ｆｍ×Ｔｄであることが好ましい。演算処理手段における処理時間に基づく位相のずれは−２π×ｆｍ×Ｔｄであるために、演算手段における処理時間に依存するフォーカスサーボ系の利得の変化を抑制できるからである。
【００２６】
本発明に係る第２のフォーカス制御装置では、検出複素振幅値をα、所定の複素振幅値をβ、補正複素値をγとしたとき、利得変更部は、｜α×γ／（α×γ＋β）｜の値に基づいて増幅演算利得を変更することが好ましい。この値に従えば、フォーカスサーボ系の一巡伝達関数の利得を正確に調整できるからである。なお、最終的な値が｜α×γ／（α×γ＋β）｜と同一であれば、検出複素振幅値と補正複素値とが乗算される限りにおいて、どのような方法で演算を行ってもよい。
【００２７】
本発明に係る第２のフォーカス制御装置では、第１の外乱値群の１周期を構成する数値群は、時間的に実質的に均等に分割されたＮ個の外乱値からなり、補正複素値の位相が、実質的に２π／Ｎ／２であり、所定の複素振幅値の位相が、実質的に０であることが好ましい。第１の外乱値群に対応する外乱生成関数と第１の外乱値群との位相差が−２π／Ｎ／２となるからである。
【００２８】
本発明に係る第２のフォーカス制御装置では、補正複素値の位相が、実質的に２π／Ｎ／２であり、第１の外乱値群の周波数をｆｍとし、フォーカス誤差信号から駆動信号を生成する演算手段における処理時間をＴｄとしたとき、所定の複素振幅値の位相が、実質的に２π×ｆｍ×Ｔｄであることが好ましい。演算手段における処理時間に依存するフォーカスサーボ系の利得の変化を抑制することができる。
【００２９】
本発明に係る第１及び第２のフォーカス制御装置では、第１の外乱値群の１周期を構成する数値群は、時間的に実質的に均等に分割されたＮ個の外乱値からなり、Ｎ個の外乱値を記憶する記憶部を更に有することが好ましい。外乱加算部では、第１の外乱値群は周期性を有するため、１周期ごとに同一の値が外乱値として用いられる。したがって、記憶部を設けてＮ個の外乱値を記憶させておけば、任意の外乱値を記憶部から抽出することができる。これにより、各外乱値を演算によって算出する場合に比べて、高速な処理が実現できる。本明細書において、実質的に均等に分割するとは、均等でない分割を意図的には行わないことを意味し、計算誤差や作製誤差等によって厳密に一致しない場合を含意する。
【００３０】
本発明に係る第１及び第２のフォーカス制御装置では、第２の外乱値群の位相が、第１の外乱値群の位相と実質的に同一であり、第３の外乱値群の位相が、第２の外乱値群の位相と実質的にπ／２だけ異なることが好ましい。検出複素振幅値を正確に検出できるからである。本明細書において、実質的にπ／２だけ異なるとは、意図的にはπ／２以外の位相差に設定しないことを意味し、計算誤差や作製誤差等によって厳密に一致しない場合を含意する。
【００３１】
本発明に係る第１及び第２のフォーカス制御装置では、応答検出部は、第１の外乱値群の周期の整数倍の時間の間に入力された複数のフォーカス誤差値に基づいて検出複素振幅値を検出することが好ましい。検出複素振幅値の測定誤差を低減できるからである。特に、第１の外乱値群の１周期を構成する数値群の個数が少ない場合（分割数が小さい場合）には、その効果は大きくなる。
【００３２】
本発明に係る第１及び第２のフォーカス制御装置では、第１の外乱値群の１周期を構成する数値群は、時間的に実質的に均等に分割された４の整数倍の個数の外乱値からなることが好ましい。
【００３３】
本発明に係るトラッキング制御装置は、上述のように、光センサ手段と、誤差信号合成手段と、演算手段と、駆動手段と、トラッキングアクチュエータとを含む。演算手段は、誤差入力部と、外乱加算部と、位相補償部と、駆動出力部と、応答検出部と、利得変更部とを更に有している。なお、演算手段の利得変更部以外については、公知のいかなる構成であってもよい。
【００３４】
誤差入力部は、光センサ手段及び誤差信号合成手段により生成されたトラッキング誤差信号に基づいてトラッキング誤差値群を生成する。トラッキング誤差値群は、例えば、トラッキング誤差信号に対して所定の時間間隔でサンプリング処理し、かつサンプリング処理された値をサンプリングの時間間隔にわたって０次ホールド処理することによって生成することができる。サンプリング処理は、通常、一定の時間間隔で行われる。
【００３５】
外乱加算部は、誤差入力部で生成されたトラッキング誤差値群に周期性を有する第１の外乱値群を加えて出力する。トラッキング誤差値群と第１の外乱値群を加えるとは、時間的に同期したトラッキング誤差値群を構成するトラッキング誤差値と第１の外乱値群を構成する外乱値とを１つずつ順次に加算して外乱加算誤差値群を生成することを意味する。
【００３６】
位相補償部は、外乱加算部の出力に少なくとも位相補償演算と増幅演算利得に応じた増幅演算とを行って駆動値群を生成する。詳しくは、１つのトラッキング誤差値に対して１つの駆動値が順次に生成される。なお、増幅演算利得は、応答検出部及び利得変更部によって決定される。
【００３７】
駆動出力部は、位相補償部で生成された駆動値群に基づいて駆動信号を生成し、駆動信号を駆動手段に出力する。
【００３８】
応答検出部は、誤差入力部で生成されたトラッキング誤差値群と、第１の外乱値群と同一の周期性を有する第２の外乱値群と、第２の外乱値群と同一の周期性を有し、第２の外乱値群と位相の異なる第３の外乱値群とに基づいて検出複素振幅値を検出する。
【００３９】
利得変更部は、検出複素振幅値と所定の複素振幅値と補正複素値に基づいて増幅演算利得を変更する。第１のトラッキング制御装置では、補正複素値として第１の外乱値群の位相と実質的に同一の位相である複素値を用いて所定の複素振幅値を補正する。これにより、外乱生成関数と第１の外乱値群との位相の相違を補正でき、位相補償部で参照される増幅演算利得を従来よりも高精度で調整することができる。特に、分割数が小さければ、外乱生成関数と第１の外乱値群との位相差が大きくなるために、その効果は更に大きくなる。なお、第１のトラッキング制御装置における所定の複素振幅値は、従来のトラッキング制御装置で用いられていた値と同一とすることができる。
【００４０】
また、第２のトラッキング制御装置における利得変更部は、補正複素値として、第１の外乱値群の位相と実質的に逆位相である複素値を用いて検出複素振幅値を補正する。なお、逆位相とは、正負が逆の位相を意味する。つまり、第１のトラッキング制御装置における補正複素値と第２のトラッキング制御装置における補正複素値とは、共役な複素数である。これにより、外乱生成関数と第１の外乱値群との位相の相違を補正でき、位相補償部で参照される増幅演算利得を従来よりも高精度で調整することができる。なお、第２のトラッキング制御装置における所定の複素振幅値は、従来のトラッキング制御装置で用いられていた値と同一とすることができる。特に、分割数が小さければ、外乱生成関数と第１の外乱値群との位相差が大きくなるために、その効果は更に大きくなる。
【００４１】
ここで、従来よりもトラッキングサーボ系の利得や増幅演算利得を高精度で調整できることについて簡単に説明する。通常、増幅演算利得の初期設定値は、設定どおりに光ディスクが配置され、かつ第１〜第３の外乱値群の位相として外乱生成関数（アナログ信号）の位相を仮定した場合に最適化されるように決定されている。トラッキングサーボ系の利得はその系の一巡伝達関数の利得に応じて変化する。また、トラッキングサーボ系の一巡伝達関数の利得は、応答検出部で検出される検出複素振幅値及び外乱生成関数と第１の外乱値群との位相差に応じて変化する。
【００４２】
したがって、第１及び第２のトラッキング制御装置では、第１の外乱値群に対応する外乱生成関数と第１の外乱値群との位相差（補正複素数の位相）を考慮することによって、トラッキングサーボ系の利得を高精度で調整できる。更に、トラッキングサーボ系の利得を高精度で調整できることによって、位相補償部で参照する増幅演算利得を高精度で調整できる。なお、従来のトラッキング制御装置では、第１の外乱値群に対応する外乱生成関数と第１の外乱値群との位相差は考慮されていない。
【００４３】
本発明に係る第１のトラッキング制御装置では、検出複素振幅値をα、所定の複素振幅値をβ、補正複素値をγとしたとき、利得変更部は、｜α／（α＋β×γ）｜の値に基づいて増幅演算利得を変更することが好ましい。この値に従えば、トラッキングサーボ系の一巡伝達関数の利得を正確に調整できるからである。なお、最終的な値が｜α／（α＋β×γ）｜と同一であれば、所定の複素振幅値と補正複素値とが乗算される限りにおいて、どのような方法で演算を行ってもよい。
【００４４】
本発明に係る第１のトラッキング制御装置では、第１の外乱値群の１周期を構成する数値群は、時間的に実質的に均等に分割されたＮ個の外乱値からなり、補正複素数値の位相が、実質的に−２π／Ｎ／２であり、所定の複素振幅値の位相が、実質的に０であることが好ましい。第１の外乱値群に対応する外乱生成関数と第１の外乱値群との位相差が−２π／Ｎ／２となるからである。第１の外乱値群の１周期を構成する数値群が、Ｎ個の外乱値からなるとは、分割数がＮであることと同義である。なお、本明細書において、実質的に−２π／Ｎ／２であるとは、所定の複素振幅値を意図的には−２π／Ｎ／２と異ならせないことを意味し、計算誤差や作製誤差等によって厳密に一致しない場合を含意する。以下において、位相が実質的に所定の数値であるという場合、上記と同様の意味とする。
【００４５】
本発明に係る第１のトラッキング制御装置では、補正複素値の位相が、実質的に−２π／Ｎ／２であり、第１の外乱値群の周波数をｆｍとし、トラッキング誤差信号から駆動信号を生成する演算手段における処理時間をＴｄとしたとき、所定の複素振幅値の位相が−２π×ｆｍ×Ｔｄであることが好ましい。演算処理手段における処理時間に基づく位相のずれは−２π×ｆｍ×Ｔｄであるために、演算手段における処理時間に依存するトラッキングサーボ系の利得の変化を抑制できるからである。
【００４６】
本発明に係る第２のトラッキング制御装置では、検出複素振幅値をα、所定の複素振幅値をβ、補正複素値をγとしたとき、利得変更部は、｜α×γ／（α×γ＋β）｜の値に基づいて増幅演算利得を変更することが好ましい。この値に従えば、トラッキングサーボ系の一巡伝達関数の利得を正確に調整できるからである。なお、最終的な値が｜α×γ／（α×γ＋β）｜と同一であれば、検出複素振幅値と補正複素値とが乗算される限りにおいて、どのような方法で演算を行ってもよい。
【００４７】
本発明に係る第２のトラッキング制御装置では、第１の外乱値群の１周期を構成する数値群は、時間的に実質的に均等に分割されたＮ個の外乱値からなり、補正複素値の位相が、実質的に２π／Ｎ／２であり、所定の複素振幅値の位相が、実質的に０であることが好ましい。第１の外乱値群に対応する外乱生成関数と第１の外乱値群との位相差が−２π／Ｎ／２となるからである。
【００４８】
本発明に係る第２のトラッキング制御装置では、補正複素値の位相が、実質的に２π／Ｎ／２であり、第１の外乱値群の周波数をｆｍとし、トラッキング誤差信号から駆動信号を生成する演算手段における処理時間をＴｄとしたとき、所定の複素振幅値の位相が、実質的に２π×ｆｍ×Ｔｄであることが好ましい。演算手段における処理時間に依存するトラッキングサーボ系の利得の変化を抑制することができる。
【００４９】
本発明に係る第１及び第２のトラッキング制御装置では、第１の外乱値群の１周期を構成する数値群は、時間的に実質的に均等に分割されたＮ個の外乱値からなり、Ｎ個の外乱値を記憶する記憶部を更に有することが好ましい。外乱加算部では、第１の外乱値群は周期性を有するため、１周期ごとに同一の値が外乱値として用いられる。したがって、記憶部を設けてＮ個の外乱値を記憶させておけば、任意の外乱値を記憶部から抽出することができる。これにより、各外乱値を演算によって算出する場合に比べて、高速な処理が実現できる。本明細書において、実質的に均等に分割するとは、均等でない分割を意図的には行わないことを意味し、計算誤差や作製誤差等によって厳密に一致しない場合を含意する。
【００５０】
本発明に係る第１及び第２のトラッキング制御装置では、第２の外乱値群の位相が、第１の外乱値群の位相と実質的に同一であり、第３の外乱値群の位相が、第２の外乱値群の位相と実質的にπ／２だけ異なることが好ましい。検出複素振幅値を正確に検出できるからである。本明細書において、実質的にπ／２だけ異なるとは、意図的にはπ／２以外の位相差に設定しないことを意味し、計算誤差や作製誤差等によって厳密に一致しない場合を含意する。
【００５１】
本発明に係る第１及び第２のトラッキング制御装置では、応答検出部は、第１の外乱値群の周期の整数倍の時間の間に入力された複数のトラッキング誤差値に基づいて検出複素振幅値を検出することが好ましい。検出複素振幅値の測定誤差を低減できるからである。特に、第１の外乱値群の１周期を構成する数値群の個数が少ない場合（分割数が小さい場合）には、その効果は大きくなる。
【００５２】
本発明に係る第１及び第２のトラッキング制御装置では、第１の外乱値群の１周期を構成する数値群は、時間的に実質的に均等に分割された４の整数倍の個数の外乱値からなることが好ましい。
【００５３】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。
【００５４】
（実施の形態１）
図１は、実施の形態１に係るフォーカス制御装置１００の構成を示すブロック図である。フォーカス制御装置１００は、センサ（センサ手段）１０１を備えている。センサ１０１は、光ディスク１１１からの反射光を受光し、複数個のセンサ信号ＳＥを誤差信号合成器（誤差信号合成手段）１０２へ出力する。誤差信号合成器１０２は、複数個のセンサ信号ＳＥを演算合成したフォーカス誤差信号ＦＥを演算装置（演算手段）１０３へ供給する。
【００５５】
演算装置１０３は、誤差入力部１０４と演算器１０５と駆動出力部１０６とメモリ１０７とを有している。メモリ１０７には、ＲＯＭ１０７ａとＲＡＭ１０７ｂとが設けられている。
【００５６】
誤差入力部１０４は、誤差信号合成器１０２によって合成されたフォーカス誤差信号ＦＥに基づいてフォーカス誤差値を順次に生成して演算器１０５へ供給する。順次に生成された複数のフォーカス誤差値がフォーカス誤差値群である。
【００５７】
図２は、演算器１０５の構成を示すブロック図である。演算器１０５は、外乱加算器（外乱加算部）１を有している。外乱加算器１は、誤差入力部１０４によって生成されたフォーカス誤差値に外乱値を加えて出力する。演算器１０５には、位相補償器（位相補償部）２が設けられている。位相補償器２は、外乱加算器１の出力値に少なくとも位相補償演算と増幅演算とを行い駆動値を出力する。演算器１０５は、応答検出器（応答検出部）３を有している。応答検出器３は、誤差入力部１０４によって生成されたフォーカス誤差値に基づいて外乱値に応答した検出複素振幅値を検出する。演算器１０５には、利得変更器（利得変更部）４が設けられている。利得変更器４は、応答検出器３によって検出された検出複素振幅値と所定の複素振幅値と所定の複素振幅値を補正する補正複素値とに応じて位相補償器２の増幅演算利得を変更する。
【００５８】
駆動出力部１０６は、位相補償器２から出力された駆動値に基づいて駆動信号を駆動回路（駆動手段）１０８へ出力する。駆動回路１０８は、駆動信号に略比例した駆動電流をフォーカスアクチュエータ１０９へ出力する。フォーカスアクチュエータ１０９は、駆動電流に応じて対物レンズ１１０を駆動する。
【００５９】
このように構成されたフォーカス制御装置１００の動作を説明する。
【００６０】
センサ１０１が光ディスク１１１からの反射光を電気信号に変換して複数個のセンサ信号ＳＥを出力すると、誤差信号合成器１０２は、複数個のセンサ信号ＳＥの入力に応じてフォーカス誤差信号ＦＥを出力する。
【００６１】
誤差信号合成器１０２では、例えば、複数個のセンサ信号ＳＥをそれぞれセンサ信号Ａ、センサ信号Ｂ、センサ信号Ｃおよびセンサ信号Ｄとすると、センサ信号Ａ、Ｂ、ＣおよびＤを用いて、（Ａ＋Ｂ）−ＫＥ×（Ｃ＋Ｄ）の演算を行った信号をフォーカス誤差信号ＦＥとして出力している。ここで、ＫＥは所定の実数値である。
【００６２】
演算装置１０３は、誤差信号合成器１０２からのフォーカス誤差信号ＦＥを入力し、メモリ１０７に内蔵された後述するプログラムによって計算処理することにより、駆動信号ＦＯＤを出力する。演算装置１０３が出力する駆動信号ＦＯＤは駆動回路１０８に入力される。そして、駆動回路（駆動手段）１０８では、電力増幅を行いフォーカスアクチュエータ１０９に電力を供給して、対物レンズ１１０を駆動する。
【００６３】
このように、センサ１０１と誤差信号合成器１０２と演算装置１０３とフォーカスアクチュエータ１０９と駆動回路１０８とによってフォーカス制御装置が構成されている。
【００６４】
図１に示す演算装置１０３に設けられたメモリ１０７は、所定のプログラムと定数とが格納されたロム領域１０７ａ（ＲＯＭ：リードオンリーメモリ）と随時必要な変数値を格納するラム領域１０７ｂ（ＲＡＭ：ランダムアクセスメモリ）とに別れている。演算器１０５は、ロム領域１０７ａ内のプログラムに従って所定の動作や演算を行っている。図３にそのプログラムの具体的な一例を示す。以下に、その動作を詳細に説明する。
【００６５】
まず処理２０１では、後述する処理に必要な変数値の初期設定を行う。具体的には、まず参照値テーブルポインタＳＣを初期化する（ＳＣ←０）。ここで、参照値テーブルポインタＳＣの値は整数であり、０からＮ−１までの値をとる。Ｎは１周期の外乱値群に含まれる外乱値の個数、つまり、１周期の外乱値群の分割数である。なお、本実施の形態１では、分割数Ｎは、４の倍数の正の整数である（一実施例としては、Ｎを２０とする）。
【００６６】
次に、フォーカスゲイン調整完了フラッグＧＣを初期化する（ＧＣ←０）。ここでフォーカスゲイン調整完了フラッグＧＣは、０または１の値をとり、０の時は、フォーカスゲイン調整が完了していないことを意味し、１の時は、フォーカスゲイン調整が完了していることを意味する。したがって、フォーカスゲイン調整完了フラッグＧＣを初期化することにより、フォーカスゲイン調整が完了していない設定にしている。
【００６７】
そして、正弦波の波数を計数する波数カウンタＫＣを初期化する（ＫＣ←０）。ここで、波数カウンタＫＣの値は整数であり、０からＫまでの値をとる。Ｋは、測定波数であり、３以上の正の整数である（一実施例としては、Ｋを５０とする）。さらに、後述する応答検出処理２０５において検出する検出複素振幅値（α）の実数部ＳＵＭＲと検出複素振幅値の虚数部ＳＵＭＩとを初期化する（ＳＵＭＲ←０、ＳＵＭＩ←０）。
【００６８】
さらに、処理２０１では、後述する位相補償処理２１４の動作の初期設定として変数ＦＥ＿Ｉの値を零に初期化する（ＦＥ＿Ｉ←０）。その後、処理２０２の動作を行う。
【００６９】
処理２０２では、フォーカス誤差値ＦＥＤの入力動作を行う。すなわち、演算装置１０３の誤差入力部１０４に入力された誤差信号合成器１０２からのフォーカス誤差信号ＦＥをＡＤ変換し、フォーカス誤差値ＦＥＤに直す。その後、処理２０３の動作を行う。
【００７０】
処理２０３では、フォーカスゲイン調整完了フラッグＧＣの値に応じて、次に行う処理を選択している。具体的には、フォーカスゲイン調整完了フラッグＧＣの値が１の場合には処理２１７の動作に移行し、フォーカスゲイン調整完了フラッグＧＣの値が１でない場合には処理２０４の動作に移行する。この処理２０３により、フォーカスゲイン調整が完了すると、処理２１７の動作に移行し、後述する利得変更処理２１２の動作を最初の１回のみ行うように構成している。
【００７１】
処理２０４では、参照値テーブルポインタＳＣに分割数Ｎを４で割った値を加算し、その加算値の分割数Ｎを法とする値を計算し、余弦波テーブルポインタＣＣの値とする。すなわち、ＣＣ←（ＳＣ＋Ｎ／４） ＭＯＤ Ｎの演算を行う。ここで、Ａ ＭＯＤ Ｂは、ＡのＢを法とする値を表す。例えば、Ａ＝２４，Ｂ＝２０の場合、Ａ ＭＯＤ Ｂは４となる。すなわち、値Ａを値Ｂで割った時の剰余を表す。このような演算を行うことにより、余弦波テーブルポインタＣＣの値は、０からＮ−１の範囲の数値となる。その後、処理２０５の動作を行う。
【００７２】
処理２０５では、参照値テーブルポインタＳＣに基づいてメモリ１０７のＲＯＭ領域１０７ａに格納されている参照値テーブルを参照し、参照値Ｑ［ＳＣ］（第２の外乱値群を構成する外乱値）を得る。その参照値Ｑ［ＳＣ］にフォーカス誤差値ＦＥＤを乗算し、その乗算値と検出複素振幅値の実数部ＳＵＭＲを加算した値を新しい検出複素振幅値の実数部ＳＵＭＲとする（ＳＵＭＲ←ＳＵＭＲ＋ＦＥＤ×Ｑ［ＳＣ］）。ここで、参照値テーブ
ルポインタＳＣの時のＱ［ＳＣ］を、（数１）に示す。
【００７３】
【数１】
（数１）において、Ｐは参照値振幅、Ｎは分割数、πは円周率を表す。参照値振幅Ｐは正の実数である（一実施例では、１００とする）。
【００７５】
さらに処理２０５では、余弦波テーブルポインタＣＣに基づいてメモリ１０７のＲＯＭ領域１０７ａに格納されている参照値テーブルを参照し、参照値Ｑ［ＣＣ］（第３の外乱値群を構成する外乱値）を得る。その参照値Ｑ［ＣＣ］にフォーカス誤差値ＦＥＤを乗算し、その乗算値と検出複素振幅値の虚数部ＳＵＭＩを加算した値を新しい検出複素振幅値の虚数部ＳＵＭＩとする（ＳＵＭＩ←ＳＵＭＩ＋ＦＥＤ×Ｑ［ＣＣ］）。
【００７６】
ここで、処理２０４の動作により、参照値テーブルポインタＳＣと余弦波テーブルポインタＣＣとの間の差をＮ／４（ここで、Ｎは分割数）としている。これにより、参照値Ｑ［ＳＣ］と参照値Ｑ［ＣＣ］との値の位相差が２π／４となる。したがって、実施の形態１では、分割数Ｎを４の倍数にすることにより、第２の外乱値群の位相と第３の外乱値群の位相との位相差を正確に２π／４としている。また、参照値Ｑ［ＳＣ］と参照値Ｑ［ＣＣ］とに共通の参照値テーブルを用いて、ｓｉｎ関数やｃｏｓ関数の計算に要する演算量を削減している。処理２０５の後、処理２０６の動作を行う。ここで、処理２０５は図２に示される応答検出器３に対応している。
【００７７】
処理２０６では、参照値テーブルポインタＳＣに基づいてメモリ１０７のＲＯＭ領域１０７ａに格納されている正弦波の関数テーブルを参照し、外乱値ＦＡＤＤ（第１の外乱値群を構成する外乱値）とする（ＦＡＤＤ←ｔａｂｌｅ［ＳＣ］）。ｔａｂｌｅ［ＳＣ］を、（数２）に示す。
【００７８】
【数２】
（数２）において、Ａｄは外乱値振幅、Ｎは分割数、πは円周率を表す。外乱値振幅Ａｄは正の実数である（一実施例では、１００とする）。一実施例の場合、下記の（数３）に示すように、正弦波の関数テーブルと参照値テーブルとを兼用した数値テーブルを用いることができるために、メモリ領域を削減することができる。したがって、メモリ容量の観点からは、外乱値振幅Ａｄと参照値振幅Ｐとは同じ値とすることが好ましい。
【００８０】
【数３】
処理２０６の動作の後、処理２０７の動作を行う。処理２０７では、フォーカス誤差値ＦＥＤに外乱値ＦＡＤＤを加算した値を、誤差信号ＦＯＥとする（ＦＯＥ←ＦＥＤ＋ＦＡＤＤ）。その後、処理２０８の動作を行う。ここで、処理２０７は、図２に示される外乱加算器（外乱加算部）１において行われる処理に相当する。
【００８２】
処理２０８では、参照値テーブルポインタＳＣの値に１を加算し、その値を新しい参照値テーブルポインタＳＣの値としている（ＳＣ←ＳＣ＋１）。このように処理することにより、参照値テーブルポインタＳＣは、１ずつ増加する値となる。その後、処理２０９の動作を行う。
【００８３】
処理２０９では、参照値テーブルポインタＳＣと分割数Ｎの値とに応じて、次に行う処理を選択している。すなわち、参照値テーブルポインタＳＣとＮ−１との値が同じ場合は、処理２１０の動作へ移行する。参照値テーブルポインタＳＣとＮ−１の値が同じでない場合は、処理２１１の動作へ移行する。
【００８４】
ここで、処理２０８と処理２０９との動作により、１ずつ増加する参照値テーブルポインタＳＣがＮ−１と等しくなるということは、処理２０５と処理２０６とで用いた参照値テーブルの全体（第１の外乱値群、第２の外乱値群及び第３の外乱値群の１周期を構成するそれぞれＮ個の外乱値）を順次に参照したことに相当する。このことは、処理２０６において１周期分の第１の外乱値群が得られ、処理２０７において、順次に入力されるＮ個のフォーカス誤差値に、順次に参照されるＮ個（１周期分）の外乱値ＦＡＤＤが加算されたことを意味する。
【００８５】
処理２１０では、参照値テーブルポインタＳＣの値を０にする（ＳＣ←０）。すなわち、参照値テーブルポインタＳＣを初期化する。
【００８６】
さらに、処理２１０では、波数カウンタＫＣの値に１を加算した値を新しい波数カウンタＫＣの値としている（ＫＣ←ＫＣ＋１）。このように処理することにより、波数カウンタＫＣは、１ずつ増加する値となる。その後、処理２１１の動作を行う。処理２１０の動作により、Ｎ個のフォーカス誤差値にＮ個の外乱値ＦＡＤＤが加算される毎に、波数カウンタＫＣが１だけ増加する。
【００８７】
処理２１１では、波数カウンタＫＣと測定波数Ｋとの値に応じて、次に行う処理を選択している。すなわち、波数カウンタＫＣと測定波数Ｋとの値が同じ場合は、処理２１２の動作へ移行する。波数カウンタＫＣと測定波数Ｋとの値が同じでない場合は、処理２１４の動作へ移行する。
【００８８】
処理２１２では、図２に示される利得変更器４（利得変更部）の動作を行う。すなわち、利得変更演算を行うことによって、フォーカスゲイン調整を行う。以下、利得変更器４の具体的な動作を説明する。
【００８９】
まず、利得変更器４における所定の複素振幅値（β）を補正複素数値（γ）で補正した補正複素振幅値ＲＵは、あらかじめ計算されており、下記に示す（数４）としている。
【００９０】
【数４】
（数４）において、Ｒｅ（ＲＵ）は、補正複素振幅値ＲＵの実数部を表し、Ｉｍ（ＲＵ）は補正複素振幅値ＲＵの虚数部を表す。Ｋは測定波数、Ｎは１周期の外乱値群の分割数（外乱値）、Ｐは参照値振幅、Ａｄは外乱値の振幅であり、また、ｊは虚数を表し、下記に示す（数５）で定義される。
【００９２】
【数５】
補正複素振幅値ＲＵの位相−ｄ１は、下記に示す（数６）としている。ここで、Ｋ×Ｎ×Ｐ×Ａｄ／２（位相が零である正の実数）が所定の複素振幅値であり、ｃｏｓ（−ｄ１）＋ｊｓｉｎ（−ｄ１）が補正複素値（位相が−ｄ１）である。
【００９４】
（数６）において、πは円周率を表す。すべての定数は、応答検出器３の動作前に既知であるため、補正複素振幅値ＲＵをあらかじめ計算することができる。
【００９５】
【数６】
次に、利得変更器４では、補正複素振幅値ＲＵと、応答検出器３によって検出した検出複素振幅値（ＳＵＭＲ＋ｊ・ＳＵＭＩ）を用いて、後述する位相補償器２の増幅演算利得ｋｇの値の大きさを補正している。具体的には、下記に示す（数７）を用いて、増幅演算利得ｋｇの値を補正した補正増幅演算利得ｋｇ’を新たに増幅演算利得ｋｇの値に変更する。
【００９７】
【数７】
（数７）において、｜Ｈ｜は、測定周波数ｆｍにおけるフォーカスサーボ系の一巡伝達関数の利得であり、下記に示す（数８）となる。
【００９９】
【数８】
（数８）における測定周波数ｆｍは、下記に示す（数９）となっている。
【０１０１】
【数９】
（数９）において、ｆｓはサンプリング周波数、Ｎは分割数を表す。（一実施例では、サンプリング周波数ｆｓを１００ｋＨｚとする。この場合、分割数Ｎが２０であるため、測定周波数ｆｍは、５ｋＨｚとなる）。
【０１０３】
すなわち、測定周波数ｆｍにおけるフォーカスサーボ系の利得｜Ｈ｜を求め、その逆数を増幅演算利得ｋｇの値に乗算することによって、増幅演算利得ｋｇの値を補正（補正増幅演算利得ｋｇ’の値に変更）する。これにより、フォーカスサーボ系の利得を測定周波数ｆｍで０ｄＢ（１倍）に正確に調整することができる。すなわち、フォーカスゲイン調整を行っている。
【０１０４】
処理２１２の動作の後、処理２１３の動作を行う。処理２１３では、フォーカスゲイン調整完了フラッグＧＣの値を１にする（ＧＣ←１）。ここで、フォーカスゲイン調整完了フラッグＧＣの値を１にすることは、利得変更器４の動作が完了し、フォーカスゲイン調整が完了したことを意味する。その後、処理２１４の動作を行う。
【０１０５】
処理２１４では、誤差信号ＦＯＥに対して位相補償演算及び増幅演算を行う。具体的には、まず誤差信号ＦＯＥをｋ１倍（ここでｋ１は、正の実数である）した値と変数ＦＥ＿Ｉを加算した値を新しい変数ＦＥ＿Ｉの値とする（ＦＥ＿Ｉ←ＦＥ＿Ｉ＋ＦＯＥ×ｋ１）。また変数ＦＥ＿Ｉの値をｋ２倍（ここでｋ２は、正の実数である）した値と誤差信号ＦＯＥをｋ３倍（ここでｋ３は、正の実数である）した値とを加算した値から、後述する変数ＦＥ１の値をｋ４倍（ここでｋ４は、ｋ３よりも小さい正の実数である）した値を減算した値に増幅演算利得ｋｇの値を乗算し、その値を変数ＦＤの値とする［ＦＤ←（ＦＥ＿Ｉ×ｋ２＋ＦＯＥ×ｋ３−ＦＥ１×ｋ４）×ｋｇ］。さらに誤差信号ＦＥＤの値を変数ＦＥ１の新しい値とする（ＦＥ１←ＦＥＤ）。その後、処理２１５の動作を行う。
【０１０６】
この演算を行うことにより、誤差信号ＦＯＥの位相補償及び増幅が行われ、その結果が変数ＦＤの値となる。ここで、処理２１４は、位相補償器２における処理に相当する。
【０１０７】
処理２１５では、変数ＦＤの内容を演算装置１０３の駆動出力部１０６に出力し、変数ＦＤの値に比例した駆動信号ＦＯＤに変換する。その後、処理２１６の動作を行う。
【０１０８】
処理２１６では、所定時間の遅延処理を行う。すなわち、あらかじめ決められたサンプリング周波数ｆｓで誤差入力部１０４や駆動出力部１０６の動作が行われるように遅延動作を行う。その後、処理２０２の動作へ戻る。
【０１０９】
処理２１７では、フォーカス誤差値ＦＥＤの値を、誤差信号ＦＯＥとする（ＦＯＥ←ＦＥＤ）。その後、処理２１４の動作を行う。すなわち、処理２１３でフォーカスゲイン調整完了フラッグＧＣの値に１が設定された後は、処理２０３の動作により、処理２１７の動作が誤差入力部１０４の動作毎に行われる。すなわち、利得変更器４の動作が終了した次のサンプリングタイミングの後は、処理２０４から処理２１３の動作が行われず、処理２１７の処理が行われる。
【０１１０】
以上、センサ１０１と誤差信号合成器１０２と演算装置１０３とフォーカスアクチュエータ１０９と駆動回路１０８とによってフォーカス制御装置が構成され、演算装置１０３は、誤差入力部１０４と外乱加算器１と位相補償器２と駆動出力部１０６と応答検出器３と利得変更器４とによって構成されている。
【０１１１】
このように構成されたフォーカス制御装置によれば、フォーカスサーボ系の利得を、分割数Ｎの値に依らず、正確に調整することができる。具体的には、利得変更処理２１２の動作により、フォーカスサーボ系の利得を測定周波数ｆｍで０ｄＢ（１倍）となるように位相補償処理２１４において増幅演算利得ｋｇが調整される。以下、このことについて詳しく説明する。
【０１１２】
実施の形態１では、利得変更処理２１２（利得変更器４の動作）により、フォーカスサーボ系の利得を所望の値に調整している。以下、利得変更処理２１２を中心に、フォーカスサーボ系の利得が所望の値に調整されることを詳しく説明する。
【０１１３】
利得変更処理２１２では、前述したように、（数６）に示す位相を持つ補正複素振幅値ＲＵと検出複素振幅値（ＳＵＭＲ＋ｊ・ＳＵＭＩ）とを用いて、増幅演算利得ｋｇを変化させている。これにより、フォーカスゲイン調整を行っている。ここで、フォーカスゲイン調整とは、フォーカスサーボ系の利得が測定周波数ｆｍで０ｄＢ（０ｄＢは１倍を意味する）になることを意味する。
【０１１４】
利得変更処理２１２では、前述した（数７）を用いて増幅演算利得ｋｇを更新している。ここで、｜Ｈ｜が測定周波数ｆｍにおけるフォーカスサーボ系の一巡伝達関数の利得であることについて詳しく説明する。
【０１１５】
まず、参照値テーブルポインタＳＣがＳＣの時、外乱加算処理２０７において加算される外乱値ＦＡＤＤは、前述した（数２）によって示される。また、（数２）によって示される外乱値ＦＡＤＤに対するフォーカスサーボ系の応答Ｙ［ＳＣ］は、フォーカスサーボ系の線形成が成り立つ範囲で、下記に示す（数１０）と表現することができる。
【０１１６】
【数１０】
（数１０）において、Ｒはフォーカスサーボ系の応答Ｙ［ＳＣ］の振幅を表し、θはフォーカスサーボ系の応答Ｙと第１の外乱値群との位相差を表す。
【０１１８】
したがって、（数１）と（数１０）とを用いて、応答検出処理２０６の検出複素振幅値（ＳＵＭＲ＋ｊ・ＳＵＭＩ）を計算すると、検出複素振幅値の実数部ＳＵＭＲは、下記に示す（数１１）となる。また、同様に、検出複素振幅値の虚数部ＳＵＭＩは、下記に示す（数１２）となる。
【０１１９】
【数１１】
【数１２】
（数１１）及び（数１２）において、Ｙはフォーカスサーボ系の応答Ｙ［ＳＣ］の複素振幅であり、Ｒｅ（Ｙ）は応答Ｙの実数部を表し、Ｉｍ（Ｙ）は応答Ｙの虚数部を表す。なお、ＹKC［ＳＣ］は、波数カウンタＫＣの値ごと（１周期ごと）のフォーカスサーボ系の応答を表す。
【０１２２】
実施の形態１では、応答検出処理２０５において検出複素振幅値を演算する際、第１の外乱値群の周期のＫ倍（Ｋは測定波数）の時間だけ積分加算している。これにより、検出複素振幅値ＳＵＭＲとＳＵＭＩとが、それぞれ、より正確に複素振幅Ｙの実数部と虚数部とに対応した値となる。すなわち、フォーカスサーボ系の応答Ｙの複素振幅の振幅と位相とを正確に検出することができる。
【０１２３】
（数１１）と（数１２）と（数４）とを（数８）に代入すると、利得｜Ｈ｜は、下記に示す（数１３）となる。
【０１２４】
【数１３】
一方、図４にフォーカスサーボ系のブロック線図を示す。図４より、フォーカスサーボ系の外乱値ＦＡＤＤからフォーカスサーボ系の応答Ｙ［ＳＣ］までのフォーカスサーボ系の閉ループ特性は、下記に示す（数１４）となる。
【０１２６】
【数１４】
（数１４）において、ＦＡは参照値テーブルポインタＳＣがＳＣの時の外乱値ＦＡＤＤの外乱複素振幅値を表し、Ｙは外乱値ＦＡＤＤ［ＳＣ］に対するフォーカスサーボ系の応答Ｙ［ＳＣ］の応答複素振幅値を表し、Ｈはフォーカスサーボ系の一巡伝達関数を表し、Ｄは外乱値ＦＡＤＤのフォーカスサーボ系に対する実質的な外乱加算部の伝達関数を表す。
【０１２８】
外乱複素振幅値ＦＡは、前述した（数４）より下記に示す（数１５）となる。
【０１２９】
【数１５】
さらに、（数１４）と（数１５）とにより下記に示す（数１６）が得られる。
【０１３１】
【数１６】
（数１３）と（数１６）とを比較すると、｜Ｈ｜が測定周波数ｆｍにおけるフォーカスサーボ系の一巡伝達関数の利得であることが分かる。
【０１３３】
最後に、加算部の伝達関数Ｄについて説明する。図５に、外乱値ＦＡＤＤの出力値の様子を示す。縦軸は外乱値ＦＡＤＤの値を示し、横軸は参照値テーブルポインタＳＣの値を示す。図５に示すように外乱値ＦＡＤＤは１サンプルタイミング毎に（参照値テーブルポインタＳＣの値が変化する毎に）外乱値ＦＡＤＤの値が変化する階段状の出力値となる。図５において、波形ＦＡＤＤが順次に出力される外乱値ＦＡＤＤの波形（第１の外乱値群の波形）である。すなわち、１サンプルタイミング毎に正弦波値（図５において、正弦波値は波形Ｗ１（外乱生成関数）によって示す）がサンプリングされ、０次ホールドされた波形となる。このようなサンプリングと０次ホールドを行う処理の伝達関数は、下記に示す（数１７）となる。
【０１３４】
【数１７】
（数１７）において、ｆｍは測定周波数、ｆｓはサンプリング周波数、Ｎは分割数を表す。
【０１３６】
以上より、第１の外乱値群のフォーカスサーボ系に対する実質的な加算部の伝達関数Ｄは、前述した（数１７）で表される。すなわち、（数１８）となる。
【０１３７】
【数１８】
ここで、実施の形態１において併記した一実施例では、第１の外乱値群の分割数Ｎを２０としているため、下記に示す（数１９）が成立する。
【０１３９】
【数１９】
図５に示す波形Ｗ２は、波形Ｗ１に比べて、位相が２π／Ｎ／２遅れた波形を示す。また、図５から、波形ＦＡＤＤ（第１の外乱値群）が略２π／Ｎ／２の位相遅れを持つことも分かる。
【０１４１】
以上より、外乱加算部１の伝達関数が加算部の伝達関数Ｄとなることが分かる。これにより、測定周波数ｆｍにおけるフォーカスサーボ系の利得｜Ｈ｜は、前述した（数８）となることがわかる。さらに、（数７）により増幅演算利得ｋｇが所望の値に補正され、フォーカスサーボ系の利得が測定周波数ｆｍで０ｄＢ（１倍）に正確に調整できることがわかる。
【０１４２】
このように、フォーカスサーボ系の利得が測定周波数ｆｍで０ｄＢ（１倍）に正確に調整できることは、利得変更処理２１２の補正複素振幅値ＲＵの位相を（数６）のように設定していることに依る。また、（数６）は、前述した説明により、フォーカスサーボ系に対して、外乱値ＦＡＤＤからなる第１の外乱値群の実質的な位相に対応していることも分かる。
【０１４３】
また、実施の形態１では、フォーカスサーボ系に対する外乱値ＦＡＤＤの実質的な位相に応じて、利得変更処理２１２の補正複素振幅値ＲＵの位相を変化させているため、分割数Ｎが小さくなっても、精度良くフォーカスサーボ系の利得を測定周波数ｆｍで０ｄＢ（１倍）に正確に調整することができる。
【０１４４】
さらに、分割数Ｎを変更することにより、測定周波数ｆｍが変更できるため、フォーカスサーボ系の利得を所望の値に調整することができる。
【０１４５】
（実施の形態２）
実施の形態２では、本発明のフォーカス制御装置の他の一実施形態について説明する。実施の形態２では、利得変更処理（利得変更部）の動作を除く構成は、前述した実施の形態１と同じであるため、説明を省略する。
【０１４６】
実施の形態２に係る利得変更処理では、所定の複素振幅値ＲＵ２を下記に示す（数２０）とする。
【０１４７】
【数２０】
（数２０）において、Ｒｅ（ＲＵ２）は所定の複素振幅値ＲＵ２の実数部を表し、Ｉｍ（ＲＵ２）は所定の複素振幅値ＲＵ２の虚数部を表す。さらに、Ｋは測定波数、Ｎは分割数、Ｐは参照値振幅、Ａｄは第１の外乱値群の振幅である。
【０１４９】
さらに、補正複素値ＣＵを下記に示す（数２１）とする。
【０１５０】
【数２１】
ここで、所定の複素振幅値ＲＵ２の位相は０であり、補正複素値ＣＵとの位相はｄ２となっている。この位相ｄ２は、前述した（数６）に示した実施の形態１の位相−ｄ１と逆位相（２π／２／Ｎ）であり、外乱値ＦＡＤＤからなる第１の外乱値群のフォーカスサーボ系に対する実質的な逆位相になっている。
【０１５２】
利得変更処理では、増幅演算部利得ｋｇを下記に示す（数２２）によって補正する。
【０１５３】
【数２２】
すなわち、測定周波数ｆｍにおけるフォーカスサーボ系の利得｜Ｈ｜を求め、その逆数を増幅演算利得ｋｇに乗算することにより、増幅演算利得ｋｇを補正（補正増幅演算利得ｋｇ’の値に変更）する。これにより、フォーカスサーボ系の利得を測定周波数ｆｍで０ｄＢ（１倍）に正確に調整することができる。
【０１５５】
（数２２）からフォーカスサーボ系の利得｜Ｈ｜を抜き出すと、下記に示す（数２３）となる。
【０１５６】
【数２３】
以上より、（数２３）は、前述した（数８）と等価であることが分かる。
【０１５８】
したがって、実施の形態２では、検出複素振幅値を補正複素値ＣＵによって補正することにより、分割数Ｎが小さくなっても、精度良くフォーカスサーボ系の利得を測定周波数ｆｍで０ｄＢ（１倍）に正確に調整することができる。
【０１５９】
さらに、実施の形態２の構成は、前述した実施の形態１の効果に加えて、利得変更処理（利得変更部の動作）で用いる所定の複素振幅値を実数値（位相が０）としている。これにより、あらかじめ記憶しておく容量を少なくしている。
【０１６０】
（実施の形態３）
実施の形態３では、本発明に係るフォーカス制御装置のさらに他の一実施形態について説明する。
【０１６１】
実施の形態３では、利得変更処理（利得変更部の動作）を除く構成は前述した実施の形態１と同じであるため、説明を省略する。以下、実施の形態３の利得変更処理（利得変更部の動作）を利得変更処理４１２とする。
【０１６２】
前述した実施の形態１及び実施の形態２では、演算装置１０３（図１参照）における演算時間に依存した位相のずれは考慮していないが、実施の形態３では、演算時間に依存した位相のずれを考慮して、更に高精度でフォーカスサーボ系の利得を調整する。すなわち、上記の（数２３）における位相ｄ２に代えて、下記の（数２４）で示す位相ｄ３を用いる。その他の利得変更処理の構成及び動作は、前述した実施の形態１及び実施の形態２の利得変更処理と同じであるため、説明を省略する。
【０１６３】
【数２４】
（数２４）において、ｆｍは測定周波数、Ｔｄは誤差入力部１０４の入力動作から駆動出力部１０６の出力動作までの演算時間（演算手段の演算時間）Ｔｄを表す。すなわち、（数２４）の位相ｄ３は、２π／Ｎ／２と２π×ｆｍ×Ｔｄとを加算した値となっている。演算時間Ｔｄは、駆動出力部１０６の出力動作が誤差入力部１０４の入力動作よりもどれだけ時間的に遅れて実行されたかを示すものである。なお、この場合、所定の複素振幅値（β）がＫ・Ｎ・Ｐ・Ａｄ／２・｛ｃｏｓ（−２π×ｆｍ×Ｔｄ）＋ｊｓｉｎ（−２π×ｆｍ×Ｔｄ）｝であり、補正複素値（γ）が｛ｃｏｓ（２π／Ｎ／２）＋ｊｓｉｎ（２π／Ｎ／２）｝である場合に相当している。
【０１６５】
このように構成することにより、演算時間Ｔｄによる位相のずれ（−２π×ｆｍ×Ｔｄ）が前述した（数６）の位相ｄ１に比べて無視できない程度に大きくなっても、フォーカスサーボ系の利得が測定周波数ｆｍで０ｄＢ（１倍）により正確に調整できる。以下、このことについて詳しく説明する。
【０１６６】
まず、演算時間Ｔｄによる位相のずれが前述した（数６）によって示される位相に比べて、無視できる程度に小さい場合には、前述した実施の形態１及び実施の形態２で用いた第１の外乱値群の位相である（数６）の値と（数２４）の値とがほぼ等しくなるため、フォーカスサーボ系の利得が測定周波数ｆｍで０ｄＢ（１倍）に調整できることがわかる。
【０１６７】
次に、演算時間Ｔｄが前述した（数６）によって示される位相値に比べて、無視できない程度に大きい場合について説明する。
【０１６８】
この場合、演算時間Ｔｄに依存する位相のずれは、前述した（数６）によって示される位相に対して加算される。演算時間Ｔｄによる位相のずれＴＰは、フォーカスサーボ系の測定周波数ｆｍに対しては、下記に示す（数２５）となる。
【０１６９】
【数２５】
以上より、（数２５）と（数６）とを加算することにより（数２４）が得られる。
【０１７１】
実施の形態３では、利得変更処理の動作により、演算時間Ｔｄが（数６）で示される位相値に比べて、無視できない程度に大きい場合でも、（数２４）に示すようにその影響を考慮して、増幅演算利得ｋｇの演算を行っているため、フォーカスサーボ系の利得が測定周波数ｆｍで０ｄＢ（１倍）により正確に調整できる。
【０１７２】
なお、本実施の形態３では、フォーカスサーボ系の利得｜Ｈ｜を算出するために、所定の複素振幅値（β）の位相部分と補正複素値とを予め演算した値（複素利得Ｈの分母及び分子に所定の複素振幅値と共役な複素値を乗算した値）を用いたが、他の演算方法により算出してもよく、本発明は実施の形態３の演算方法に限定されるものではない。
【０１７３】
また、図２に示された位相補償器２における処理２１４に限定されるものではなく、フォーカスサーボ系の位相を補償する動作を行うものであれば良い。図２に示された位相補償器２と異なる構成の位相補償器を設けたとしても、本発明に含まれる。
【０１７４】
また、上記の実施の形態１〜３では、外乱値を１サンプル毎に出力しているが、これを複数サンプル毎に出力するように構成してもよく、このように変更しても本発明に含まれる。
【０１７５】
さらに、上記の実施の形態１〜３のデジタル回路で構成した部分をアナログ回路で構成することや、アナログ回路で構成した部分をデジタル回路で構成することなど、様々な変更が考えられる。このように変更を行っても本発明に含まれることは言うまでもない。
【０１７６】
以上のように実施の形態１〜３によれば、利得変更器４の動作により、精度良くフォーカス制御装置のループゲイン特性を調整することができる。特に、分割数Ｎが小さい場合であっても、精度良くフォーカス制御装置のループゲイン特性を調整することができる。すなわち、利得変更処理において、利得変更処理の補正複素値の位相を外乱加算部の第１の外乱値の位相に応じた値にし、補正複素値によって検出複素振幅値又は所定の複素振幅値を補正することにより、精度良くループゲイン特性を調整している。
【０１７７】
特に、フォーカスサーボ系の広帯域化と演算装置の省電力化とを目的とした動作クロックの低下により、分割数Ｎはますます小さくなる傾向にある。このような場合でも、本実施の形態に係るフォーカス制御装置を用いることにより、精度良くループゲイン特性を調整することが可能である。
【０１７８】
（実施の形態４）
図６は、実施の形態４に係るトラッキング制御装置１００Ａの構成を示すブロック図である。トラッキング制御装置１００Ａは、センサ（センサ手段）１０１Ａを備えている。センサ１０１Ａは、光ディスク１１１からの反射光を受光し、複数個のセンサ信号ＳＥ１を誤差信号合成器（誤差信号合成手段）１０２Ａへ出力する。誤差信号合成器１０２Ａは、複数個のセンサ信号ＳＥ１を演算合成したトラッキング誤差信号ＴＥを演算装置（演算手段）１０３Ａへ供給する。
【０１７９】
演算装置１０３Ａは、誤差入力部１０４Ａと演算器１０５Ａと駆動出力部１０６Ａとメモリ１０７とを有している。メモリ１０７には、ＲＯＭ１０７ａとＲＡＭ１０７ｂとが設けられている。
【０１８０】
誤差入力部１０４Ａは、誤差信号合成器１０２Ａによって合成されたトラッキング誤差信号ＴＥに基づいてトラッキング誤差値を順次に生成して演算器１０５Ａへ供給する。順次に生成された複数のトラッキング誤差値がトラッキング誤差値群である。
【０１８１】
図７は、演算器１０５Ａの構成を示すブロック図である。演算器１０５Ａは、外乱加算器（外乱加算部）１Ａを有している。外乱加算器１Ａは、誤差入力部１０４Ａによって生成されたトラッキング誤差値に外乱値を加えて出力する。演算器１０５Ａには、位相補償器（位相補償部）２Ａが設けられている。位相補償器２Ａは、外乱加算器１Ａの出力値に少なくとも位相補償演算と増幅演算とを行い駆動値を出力する。演算器１０５Ａは、応答検出器（応答検出部）３Ａを有している。応答検出器３Ａは、誤差入力部１０４Ａによって生成されたトラッキング誤差値に基づいて外乱値に応答した検出複素振幅値を検出する。演算器１０５Ａには、利得変更器（利得変更部）４Ａが設けられている。利得変更器４Ａは、応答検出器３Ａによって検出された検出複素振幅値と所定の複素振幅値と所定の複素振幅値を補正する補正複素値とに応じて位相補償器２Ａの増幅演算利得を変更する。
【０１８２】
駆動出力部１０６Ａは、位相補償器２Ａから出力された駆動値に基づいて駆動信号を駆動回路（駆動手段）１０８Ａへ出力する。駆動回路１０８Ａは、駆動信号に略比例した駆動電流をトラッキングアクチュエータ１０９Ａへ出力する。トラッキングアクチュエータ１０９Ａは、駆動電流に応じて対物レンズ１１０を駆動する。
【０１８３】
このように構成されたトラッキング制御装置１００Ａの動作を説明する。
【０１８４】
センサ１０１Ａが光ディスク１１１からの反射光を電気信号に変換して複数個のセンサ信号ＳＥ１を出力すると、誤差信号合成器１０２Ａは、複数個のセンサ信号ＳＥ１の入力に応じてトラッキング誤差信号ＴＥを出力する。
【０１８５】
誤差信号合成器１０２Ａでは、例えば、複数個のセンサ信号ＳＥ１をそれぞれセンサ信号Ａ１、センサ信号Ｂ１、センサ信号Ｃ１およびセンサ信号Ｄ１とすると、センサ信号Ａ１、Ｂ１、Ｃ１およびＤ１を用いて、（Ａ１＋Ｂ１）−ＫＥ１×（Ｃ１＋Ｄ１）の演算を行った信号をトラッキング誤差信号ＴＥとして出力している。ここで、ＫＥ１は所定の実数値である。
【０１８６】
演算装置１０３Ａは、誤差信号合成器１０２Ａからのトラッキング誤差信号ＴＥが入力され、メモリ１０７ａに内蔵された後述するプログラムによって計算処理することにより、駆動信号ＴＯＤを出力する。演算装置１０３Ａが出力する駆動信号ＴＯＤは駆動回路１０８Ａに入力される。そして、駆動回路（駆動手段）１０８Ａでは、電力増幅を行いトラッキングアクチュエータ１０９Ａに電力を供給して、対物レンズ１１０を駆動する。
【０１８７】
このように、センサ１０１Ａと誤差信号合成器１０２Ａと演算装置１０３Ａとトラッキングアクチュエータ１０９Ａと駆動回路１０８Ａとによってトラッキング制御装置が構成されている。
【０１８８】
図６に示す演算装置１０３Ａに設けられたメモリ１０７は、所定のプログラムと定数とが格納されたロム領域１０７ａ（ＲＯＭ：リードオンリーメモリ）と随時必要な変数値を格納するラム領域１０７ｂ（ＲＡＭ：ランダムアクセスメモリ）とに別れている。演算器１０５Ａは、ロム領域１０７ａ内のプログラムに従って所定の動作や演算を行っている。図８にそのプログラムの具体的な一例を示す。以下に、その動作を詳細に説明する。
【０１８９】
まず処理４０１では、後述する処理に必要な変数値の初期設定を行う。具体的には、まず参照値テーブルポインタＳＣｘを初期化する（ＳＣｘ←０）。ここで、参照値テーブルポインタＳＣｘの値は整数であり、０からＮｘ−１までの値をとる。Ｎｘは１周期の外乱値群に含まれる外乱値の個数、つまり、１周期の外乱値群の分割数である。なお、本実施の形態４では、分割数Ｎｘは、４の倍数の正の整数である（一実施例としては、Ｎｘを２０とする）。
【０１９０】
次に、トラッキングゲイン調整完了フラッグＧＣｘを初期化する（ＧＣｘ←０）。ここでトラッキングゲイン調整完了フラッグＧＣｘは、０または１の値をとり、０の時は、トラッキングゲイン調整が完了していないことを意味し、１の時は、トラッキングゲイン調整が完了していることを意味する。したがって、トラッキングゲイン調整完了フラッグＧＣｘを初期化することにより、トラッキングゲイン調整が完了していない設定にしている。
【０１９１】
そして、正弦波の波数を計数する波数カウンタＫＣｘを初期化する（ＫＣｘ←０）。ここで、波数カウンタＫＣｘの値は整数であり、０からＫｘまでの値をとる。Ｋｘは、測定波数であり、３以上の正の整数である（一実施例としては、Ｋｘを５０とする）。さらに、後述する応答検出処理４０５において検出する検出複素振幅値（α）の実数部ＳＵＭＲｘと検出複素振幅値の虚数部ＳＵＭＩｘとを初期化する（ＳＵＭＲｘ←０、ＳＵＭＩｘ←０）。
【０１９２】
さらに、処理４０１では、後述する位相補償処理４１４の動作の初期設定として変数ＴＥ＿Ｉの値を零に初期化する（ＴＥ＿Ｉ←０）。その後、処理４０２の動作を行う。
【０１９３】
処理４０２では、トラッキング誤差値ＴＥＤの入力動作を行う。すなわち、演算装置１０３Ａの誤差入力部１０４Ａに入力された誤差信号合成器１０２Ａからのトラッキング誤差信号ＴＥをＡＤ変換し、トラッキング誤差値ＴＥＤに直す。その後、処理４０３の動作を行う。
【０１９４】
処理４０３では、トラッキングゲイン調整完了フラッグＧＣｘの値に応じて、次に行う処理を選択している。具体的には、トラッキングゲイン調整完了フラッグＧＣｘの値が１の場合には処理４１７の動作に移行し、トラッキングゲイン調整完了フラッグＧＣｘの値が１でない場合には処理４０４の動作に移行する。この処理４０３により、トラッキングゲイン調整が完了すると、処理４１７の動作に移行し、後述する利得変更処理４１２の動作を最初の１回のみ行うように構成している。
【０１９５】
処理４０４では、参照値テーブルポインタＳＣｘに分割数Ｎｘを４で割った値を加算し、その加算値の分割数Ｎｘを法とする値を計算し、余弦波テーブルポインタＣＣｘの値とする。すなわち、ＣＣｘ←（ＳＣｘ＋Ｎｘ／４） ＭＯＤ Ｎｘの演算を行う。ここで、Ａ ＭＯＤ Ｂは、ＡのＢを法とする値を表す。例えば、Ａ＝２４，Ｂ＝２０の場合、Ａ ＭＯＤ Ｂは４となる。すなわち、値Ａを値Ｂで割った時の剰余を表す。このような演算を行うことにより、余弦波テーブルポインタＣＣｘの値は、０からＮｘ−１の範囲の数値となる。その後、処理４０５の動作を行う。
【０１９６】
処理４０５では、参照値テーブルポインタＳＣｘに基づいてメモリ１０７のＲＯＭ領域１０７ａに格納されている参照値テーブルを参照し、参照値Ｑｘ［ＳＣｘ］（第２の外乱値群を構成する外乱値）を得る。その参照値Ｑｘ［ＳＣｘ］にトラッキング誤差値ＴＥＤを乗算し、その乗算値と検出複素振幅値の実数部ＳＵＭＲｘを加算した値を新しい検出複素振幅値の実数部ＳＵＭＲｘとする（ＳＵＭＲｘ←ＳＵＭＲｘ＋ＴＥＤ×Ｑｘ［ＳＣｘ］）。ここで、参照値テーブルポインタＳＣｘの時のＱｘ［ＳＣｘ］を、（数２６）に示す。
【０１９７】
【数２６】
（数２６）において、Ｐｘは参照値振幅、Ｎｘは分割数、πは円周率を表す。参照値振幅Ｐｘは正の実数である（一実施例では、１００とする）。
【０１９９】
さらに処理４０５では、余弦波テーブルポインタＣＣｘに基づいてメモリ１０７のＲＯＭ領域１０７ａに格納されている参照値テーブルを参照し、参照値Ｑｘ［ＣＣｘ］（第３の外乱値群を構成する外乱値）を得る。その参照値Ｑｘ［ＣＣｘ］にトラッキング誤差値ＴＥＤを乗算し、その乗算値と検出複素振幅値の虚数部ＳＵＭＩｘを加算した値を新しい検出複素振幅値の虚数部ＳＵＭＩｘとする（ＳＵＭＩｘ←ＳＵＭＩｘ＋ＴＥＤ×Ｑｘ［ＣＣｘ］）。
【０２００】
ここで、処理４０４の動作により、参照値テーブルポインタＳＣｘと余弦波テーブルポインタＣＣｘとの間の差をＮｘ／４（ここで、Ｎｘは分割数）としている。これにより、参照値Ｑｘ［ＳＣｘ］と参照値Ｑｘ［ＣＣｘ］との値の位相差が２π／４となる。したがって、実施の形態４では、分割数Ｎｘを４の倍数にすることにより、第２の外乱値群の位相と第３の外乱値群の位相との位相差を正確に２π／４としている。また、参照値Ｑｘ［ＳＣｘ］と参照値Ｑｘ［ＣＣｘ］とに共通の参照値テーブルを用いて、ｓｉｎ関数やｃｏｓ関数の計算に要する演算量を削減している。処理４０５の後、処理４０６の動作を行う。ここで、処理４０５は図７に示される応答検出器３Ａに対応している。
【０２０１】
処理４０６では、参照値テーブルポインタＳＣｘに基づいてメモリ１０７のＲＯＭ領域１０７ａに格納されている正弦波の関数テーブルを参照し、外乱値ＴＡＤＤ（第１の外乱値群を構成する外乱値）とする（ＴＡＤＤ←ｔａｂｌｅｘ［ＳＣｘ］）。ｔａｂｌｅｘ［ＳＣｘ］を、（数２７）に示す。
【０２０２】
【数２７】
（数２７）において、Ａｄｘは外乱値振幅、Ｎｘは分割数、πは円周率を表す。外乱値振幅Ａｄｘは正の実数である（一実施例では、１００とする）。一実施例の場合、下記の（数２８）に示すように、正弦波の関数テーブルと参照値テーブルとを兼用した数値テーブルを用いることができるために、メモリ領域を削減することができる。したがって、メモリ容量の観点からは、外乱値振幅Ａｄｘと参照値振幅Ｐｘとは同じ値とすることが好ましい。
【０２０４】
【数２８】
処理４０６の動作の後、処理４０７の動作を行う。処理４０７では、トラッキング誤差値ＴＥＤに外乱値ＴＡＤＤを加算した値を、誤差信号ＴＯＥとする（ＴＯＥ←ＴＥＤ＋ＴＡＤＤ）。その後、処理４０８の動作を行う。ここで、処理４０７は、図７に示される外乱加算器（外乱加算部）１Ａにおいて行われる処理に相当する。
【０２０６】
処理４０８では、参照値テーブルポインタＳＣｘの値に１を加算し、その値を新しい参照値テーブルポインタＳＣｘの値としている（ＳＣｘ←ＳＣｘ＋１）。このように処理することにより、参照値テーブルポインタＳＣｘは、１ずつ増加する値となる。その後、処理４０９の動作を行う。
【０２０７】
処理４０９では、参照値テーブルポインタＳＣｘと分割数Ｎｘの値とに応じて、次に行う処理を選択している。すなわち、参照値テーブルポインタＳＣｘとＮｘ−１との値が同じ場合は、処理４１０の動作へ移行する。参照値テーブルポインタＳＣｘとＮｘ−１の値が同じでない場合は、処理４１１の動作へ移行する。
【０２０８】
ここで、処理４０８と処理４０９との動作により、１ずつ増加する参照値テーブルポインタＳＣｘがＮｘ−１と等しくなるということは、処理４０５と処理４０６とで用いた参照値テーブルの全体（第１の外乱値群、第２の外乱値群及び第３の外乱値群の１周期を構成するそれぞれＮｘ個の外乱値）を順次に参照したことに相当する。このことは、処理４０６において１周期分の第１の外乱値群が得られ、処理４０７において、順次に入力されるＮｘ個のトラッキング誤差値に、順次に参照されるＮｘ個（１周期分）の外乱値ＴＡＤＤが加算されたことを意味する。
【０２０９】
処理４１０では、参照値テーブルポインタＳＣｘの値を０にする（ＳＣｘ←０）。すなわち、参照値テーブルポインタＳＣｘを初期化する。
【０２１０】
さらに、処理４１０では、波数カウンタＫＣｘの値に１を加算した値を新しい波数カウンタＫＣｘの値としている（ＫＣｘ←ＫＣｘ＋１）。このように処理することにより、波数カウンタＫＣｘは、１ずつ増加する値となる。その後、処理４１１の動作を行う。処理４１０の動作により、Ｎｘ個のトラッキング誤差値にＮｘ個の外乱値ＴＡＤＤが加算される毎に、波数カウンタＫＣｘが１だけ増加する。
【０２１１】
処理４１１では、波数カウンタＫＣｘと測定波数Ｋｘとの値に応じて、次に行う処理を選択している。すなわち、波数カウンタＫＣｘと測定波数Ｋｘとの値が同じ場合は、処理４１２の動作へ移行する。波数カウンタＫＣｘと測定波数Ｋｘとの値が同じでない場合は、処理４１４の動作へ移行する。
【０２１２】
処理４１２では、図７に示される利得変更器（利得変更部）４Ａの動作を行う。すなわち、利得変更演算を行うことによって、トラッキングゲイン調整を行う。以下、利得変更器４Ａの具体的な動作を説明する。
【０２１３】
まず、利得変更器４Ａにおける所定の複素振幅値（β）を補正複素数値（γ）で補正した補正複素振幅値ＲＵｘは、あらかじめ計算されており、下記に示す（数２９）としている。
【０２１４】
【数２９】
（数２９）において、Ｒｅ（ＲＵｘ）は、補正複素振幅値ＲＵｘの実数部を表し、Ｉｍ（ＲＵｘ）は補正複素振幅値ＲＵｘの虚数部を表す。Ｋｘは測定波数、Ｎｘは１周期の外乱値群の分割数、Ｐｘは参照値振幅、Ａｄｘは外乱値の振幅であり、また、ｊは虚数を表し、下記に示す（数３０）で定義される。
【０２１６】
【数３０】
補正複素振幅値ＲＵｘの位相−ｄ１ｘは、下記に示す（数３１）としている。ここで、Ｋｘ×Ｎｘ×Ｐｘ×Ａｄｘ／２（位相が零である正の実数）が所定の複素振幅値であり、ｃｏｓ（−ｄ１ｘ）＋ｊｓｉｎ（−ｄ１ｘ）が補正複素値（位相が−ｄ１ｘ）である。
【０２１８】
【数３１】
（数３１）において、πは円周率を表す。すべての定数は、応答検出器３Ａの動作前に既知であるため、補正複素振幅値ＲＵｘをあらかじめ計算することができる。
【０２２０】
次に、利得変更器４Ａでは、補正複素振幅値ＲＵｘと、応答検出器３Ａによって検出した検出複素振幅値（ＳＵＭＲｘ＋ｊ・ＳＵＭＩｘ）を用いて、後述する位相補償器２Ａの増幅演算利得ｋｇｘの値の大きさを補正している。具体的には、下記に示す（数３２）を用いて、増幅演算利得ｋｇｘの値を補正した補正増幅演算利得ｋｇｘ’を新たに増幅演算利得ｋｇｘの値に変更する。
【０２２１】
【数３２】
（数３２）において、｜Ｈｘ｜は、測定周波数ｆｍｘにおけるトラッキングサーボ系の一巡伝達関数の利得であり、下記に示す（数３３）となる。
【０２２３】
【数３３】
（数３３）における測定周波数ｆｍｘは、下記に示す（数３４）となっている。
【０２２５】
【数３４】
（数３４）において、ｆｓｘはサンプリング周波数、Ｎｘは分割数を表す。（一実施例では、サンプリング周波数ｆｓｘを１００ｋＨｚとする。この場合、分割数Ｎｘが２０であるため、測定周波数ｆｍｘは、５ｋＨｚとなる）。
【０２２７】
すなわち、測定周波数ｆｍｘにおけるトラッキングサーボ系の利得｜Ｈｘ｜を求め、その逆数を増幅演算利得ｋｇｘの値に乗算することによって、増幅演算利得ｋｇｘの値を補正（補正増幅演算利得ｋｇｘ’の値に変更）する。これにより、トラッキングサーボ系の利得を測定周波数ｆｍｘで０ｄＢ（１倍）に正確に調整することができる。すなわち、トラッキングゲイン調整を行っている。
【０２２８】
処理４１２の動作の後、処理４１３の動作を行う。処理４１３では、トラッキングゲイン調整完了フラッグＧＣｘの値を１にする（ＧＣｘ←１）。ここで、トラッキングゲイン調整完了フラッグＧＣｘの値を１にすることは、利得変更器４Ａの動作が完了し、トラッキングゲイン調整が完了したことを意味する。その後、処理４１４の動作を行う。
【０２２９】
処理４１４では、誤差信号ＴＯＥに対して位相補償演算及び増幅演算を行う。具体的には、まず誤差信号ＴＯＥをｋ１ｘ倍（ここでｋ１ｘは、正の実数である）した値と変数ＴＥ＿Ｉを加算した値を新しい変数ＴＥ＿Ｉの値とする（ＴＥ＿Ｉ←ＴＥ＿Ｉ＋ＴＯＥ×ｋ１ｘ）。また変数ＴＥ＿Ｉの値をｋ２ｘ倍（ここでｋ２ｘは、正の実数である）した値と誤差信号ＴＯＥをｋ３ｘ倍（ここでｋ３ｘは、正の実数である）した値とを加算した値から、後述する変数ＴＥ１の値をｋ４ｘ倍（ここでｋ４ｘは、ｋ３ｘよりも小さい正の実数である）した値を減算した値に増幅演算利得ｋｇｘの値を乗算し、その値を変数ＴＤの値とする［ＴＤ←（ＴＥ＿Ｉ×ｋ２ｘ＋ＴＯＥ×ｋ３ｘ−ＴＥ１×ｋ４ｘ）×ｋｇｘ］。さらに誤差信号ＴＥＤの値を変数ＴＥ１の新しい値とする（ＴＥ１←ＴＥＤ）。その後、処理４１５の動作を行う。
【０２３０】
この演算を行うことにより、誤差信号ＴＯＥの位相補償及び増幅が行われ、その結果が変数ＴＤの値となる。ここで、処理４１４は、位相補償器２Ａにおける処理に相当する。
【０２３１】
処理４１５では、変数ＴＤの内容を演算装置１０３Ａの駆動出力部１０６Ａに出力し、変数ＴＤの値に比例した駆動信号ＴＯＤに変換する。その後、処理４１６の動作を行う。
【０２３２】
処理４１６では、所定時間の遅延処理を行う。すなわち、あらかじめ決められたサンプリング周波数ｆｓｘで誤差入力部１０４Ａや駆動出力部１０６Ａの動作が行われるように遅延動作を行う。その後、処理４０２の動作へ戻る。
【０２３３】
処理４１７では、トラッキング誤差値ＴＥＤの値を、誤差信号ＴＯＥとする（ＴＯＥ←ＴＥＤ）。その後、処理４１４の動作を行う。すなわち、処理４１３でトラッキングゲイン調整完了フラッグＧＣｘの値に１が設定された後は、処理４０３の動作により、処理４１７の動作が誤差入力部１０４Ａの動作毎に行われる。すなわち、利得変更器４Ａの動作が終了した次のサンプリングタイミングの後は、処理４０４から処理４１３の動作が行われず、処理４１７の処理が行われる。
【０２３４】
以上、センサ１０１Ａと誤差信号合成器１０２Ａと演算装置１０３Ａとトラッキングアクチュエータ１０９Ａと駆動回路１０８Ａとによってトラッキング制御装置が構成され、演算装置１０３Ａは、誤差入力部１０４Ａと外乱加算器１Ａと位相補償器２Ａと駆動出力部１０６Ａと応答検出器３Ａと利得変更器４Ａとによって構成されている。
【０２３５】
このように構成されたトラッキング制御装置によれば、トラッキングサーボ系の利得を、分割数Ｎｘの値に依らず、正確に調整することができる。具体的には、利得変更処理４１２の動作により、トラッキングサーボ系の利得を測定周波数ｆｍｘで０ｄＢ（１倍）となるように位相補償処理４１４において増幅演算利得ｋｇｘが調整される。以下、このことについて詳しく説明する。
【０２３６】
実施の形態４では、利得変更処理４１２（利得変更器４Ａの動作）により、トラッキングサーボ系の利得を所望の値に調整している。以下、利得変更処理４１２を中心に、トラッキングサーボ系の利得が所望の値に調整されることを詳しく説明する。
【０２３７】
利得変更処理４１２では、前述したように、（数３１）に示す位相を持つ補正複素振幅値ＲＵｘと検出複素振幅値（ＳＵＭＲｘ＋ｊ・ＳＵＭＩｘ）とを用いて、増幅演算利得ｋｇｘを変化させている。これにより、トラッキングゲイン調整を行っている。ここで、トラッキングゲイン調整とは、トラッキングサーボ系の利得が測定周波数ｆｍｘで０ｄＢ（０ｄＢは１倍を意味する）になることを意味する。
【０２３８】
利得変更処理４１２では、前述した（数３２）を用いて増幅演算利得ｋｇｘを更新している。ここで、｜Ｈｘ｜が測定周波数ｆｍｘにおけるトラッキングサーボ系の一巡伝達関数の利得であることについて詳しく説明する。
【０２３９】
まず、参照値テーブルポインタＳＣｘがＳＣｘの時、外乱加算処理４０７において加算される外乱値ＴＡＤＤは、前述した（数２７）によって示される。また、（数２７）によって示される外乱値ＴＡＤＤに対するトラッキングサーボ系の応答Ｙｘ［ＳＣｘ］は、トラッキングサーボ系の線形成が成り立つ範囲で、下記に示す（数３５）と表現することができる。
【０２４０】
【数３５】
（数３５）において、Ｒｘはトラッキングサーボ系の応答Ｙｘ［ＳＣｘ］の振幅を表し、θｘはトラッキングサーボ系の応答Ｙｘと第１の外乱値群との位相差を表す。
【０２４２】
したがって、（数２６）と（数３５）とを用いて、応答検出処理４０６の検出複素振幅値（ＳＵＭＲｘ＋ｊ・ＳＵＭＩｘ）を計算すると、検出複素振幅値の実数部ＳＵＭＲｘは、下記に示す（数３６）となる。また、同様に、検出複素振幅値の虚数部ＳＵＭＩｘは、下記に示す（数３７）となる。
【０２４３】
【数３６】
【数３７】
（数３６）及び（数３７）において、Ｙｘはトラッキングサーボ系の応答Ｙｘ［ＳＣｘ］の複素振幅であり、Ｒｅ（Ｙｘ）は応答Ｙｘの実数部を表し、Ｉｍ（Ｙｘ）は応答Ｙｘの虚数部を表す。なお、ＹｘKC［ＳＣｘ］は、波数カウンタＫＣｘの値ごと（１周期ごと）のトラッキングサーボ系の応答を表す。
【０２４６】
実施の形態４では、応答検出処理４０５において検出複素振幅値を演算する際、第１の外乱値群の周期のＫｘ倍（Ｋｘは測定波数）の時間だけ積分加算している。これにより、検出複素振幅値ＳＵＭＲｘとＳＵＭＩｘとが、それぞれ、より正確に複素振幅Ｙｘの実数部と虚数部とに対応した値となる。すなわち、トラッキングサーボ系の応答Ｙｘの複素振幅の振幅と位相とを正確に検出することができる。
【０２４７】
（数３６）と（数３７）と（数２９）とを（数３３）に代入すると、利得｜Ｈｘ｜は、下記に示す（数３８）となる。
【０２４８】
【数３８】
一方、図９にトラッキングサーボ系のブロック線図を示す。図９より、トラッキングサーボ系の外乱値ＴＡＤＤからトラッキングサーボ系の応答Ｙｘ［ＳＣｘ］までのトラッキングサーボ系の閉ループ特性は、下記に示す（数３９）となる。
【０２５０】
【数３９】
（数３９）において、ＴＡは参照値テーブルポインタＳＣｘがＳＣｘの時の外乱値ＴＡＤＤの外乱複素振幅値を表し、Ｙｘは外乱値ＴＡＤＤ［ＳＣｘ］に対するトラッキングサーボ系の応答Ｙｘ［ＳＣｘ］の応答複素振幅値を表し、Ｈｘはトラッキングサーボ系の一巡伝達関数を表し、Ｄｘは外乱値ＴＡＤＤのトラッキングサーボ系に対する実質的な外乱加算部の伝達関数を表す。
【０２５２】
外乱複素振幅値ＴＡは、前述した（数２９）より下記に示す（数４０）となる。
【０２５３】
【数４０】
さらに、（数３９）と（数４０）とにより下記に示す（数４１）が得られる。
【０２５５】
【数４１】
（数３８）と（数４１）とを比較すると、｜Ｈｘ｜が測定周波数ｆｍｘにおけるトラッキングサーボ系の一巡伝達関数の利得であることが分かる。
【０２５７】
最後に、加算部の伝達関数Ｄｘについて説明する。図１０に、外乱値ＴＡＤＤの出力値の様子を示す。縦軸は外乱値ＴＡＤＤの値を示し、横軸は参照値テーブルポインタＳＣｘの値を示す。図１０に示すように外乱値ＴＡＤＤは１サンプルタイミング毎に（参照値テーブルポインタＳＣｘの値が変化する毎に）外乱値ＴＡＤＤの値が変化する階段状の出力値となる。図１０において、波形ＴＡＤＤが順次に出力される外乱値ＴＡＤＤの波形（第１の外乱値群の波形）である。すなわち、１サンプルタイミング毎に正弦波値（図１０において、正弦波値は波形Ｗ３（外乱生成関数）によって示す）がサンプリングされ、０次ホールドされた波形となる。このようなサンプリングと０次ホールドを行う処理の伝達関数は、下記に示す（数４２）となる。
【０２５８】
【数４２】
（数４２）において、ｆｍｘは測定周波数、ｆｓｘはサンプリング周波数、Ｎｘは分割数を表す。
【０２６０】
以上より、第１の外乱値群のトラッキングサーボ系に対する実質的な加算部の伝達関数Ｄｘは、前述した（数４２）で表される。すなわち、（数４３）となる。
【０２６１】
【数４３】
ここで、実施の形態４において併記した一実施例では、第１の外乱値群の分割数Ｎｘを２０としているため、下記に示す（数４４）が成立する。
【０２６３】
【数４４】
図１０に示す波形Ｗ４は、波形Ｗ３に比べて、位相が２π／Ｎｘ／２遅れた波形を示す。また、図１０から、波形ＴＡＤＤ（第１の外乱値群）が略２π／Ｎｘ／２の位相遅れを持つことも分かる。
【０２６５】
以上より、外乱加算部１Ａの伝達関数が加算部の伝達関数Ｄｘとなることが分かる。これにより、測定周波数ｆｍｘにおけるトラッキングサーボ系の利得｜Ｈｘ｜は、前述した（数３３）となることがわかる。さらに、（数３２）により増幅演算利得ｋｇｘが所望の値に補正され、トラッキングサーボ系の利得が測定周波数ｆｍｘで０ｄＢ（１倍）に正確に調整できることがわかる。
【０２６６】
このように、トラッキングサーボ系の利得が測定周波数ｆｍｘで０ｄＢ（１倍）に正確に調整できることは、利得変更処理４１２の補正複素振幅値ＲＵｘの位相を（数３１）のように設定していることに依る。また、（数３１）は、前述した説明により、トラッキングサーボ系に対して、外乱値ＴＡＤＤからなる第１の外乱値群の実質的な位相に対応していることも分かる。
【０２６７】
また、実施の形態４では、トラッキングサーボ系に対する外乱値ＴＡＤＤの実質的な位相に応じて、利得変更処理４１２の補正複素振幅値ＲＵｘの位相を変化させているため、分割数Ｎｘが小さくなっても、精度良くトラッキングサーボ系の利得を測定周波数ｆｍｘで０ｄＢ（１倍）に正確に調整することができる。
【０２６８】
さらに、分割数Ｎｘを変更することにより、測定周波数ｆｍｘが変更できるため、トラッキングサーボ系の利得を所望の値に調整することができる。
【０２６９】
（実施の形態５）
実施の形態５では、本発明のトラッキング制御装置の他の一実施形態について説明する。実施の形態５では、利得変更処理（利得変更部）の動作を除く構成は、前述した実施の形態４と同じであるため、説明を省略する。
【０２７０】
実施の形態５に係る利得変更処理では、所定の複素振幅値ＲＵ２ｘを下記に示す（数４５）とする。
【０２７１】
【数４５】
（数４５）において、Ｒｅ（ＲＵ２ｘ）は所定の複素振幅値ＲＵ２ｘの実数部を表し、Ｉｍ（ＲＵ２ｘ）は所定の複素振幅値ＲＵ２ｘの虚数部を表す。さらに、Ｋｘは測定波数、Ｎｘは分割数、Ｐｘは参照値振幅、Ａｄｘは第１の外乱値群の振幅である。
【０２７３】
さらに、補正複素値ＣＵｘを下記に示す（数４６）とする。
【０２７４】
【数４６】
ここで、所定の複素振幅値ＲＵ２ｘの位相は０であり、補正複素値ＣＵｘとの位相は、ｄ２ｘとなっている。この位相ｄ２ｘは、前述した（数３１）に示した実施の形態４の位相−ｄ１ｘと逆位相（２π／２／Ｎｘ）であり、外乱値ＴＡＤＤからなる第１の外乱値群のトラッキングサーボ系に対する実質的な逆位相になっている。
【０２７６】
利得変更処理では、増幅演算部利得ｋｇｘを下記に示す（数４７）によって補正する。
【０２７７】
【数４７】
すなわち、測定周波数ｆｍｘにおけるトラッキングサーボ系の利得｜Ｈｘ｜を求め、その逆数を増幅演算利得ｋｇｘに乗算することにより、増幅演算利得ｋｇｘを補正（補正増幅演算利得ｋｇｘ’に変更）する。これにより、トラッキングサーボ系の利得を測定周波数ｆｍｘで０ｄＢ（１倍）に正確に調整することができる。
【０２７９】
（数４７）からトラッキングサーボ系の利得｜Ｈｘ｜を抜き出すと、下記に示す（数４８）となる。
【０２８０】
【数４８】
以上より、（数４８）は、前述した（数３３）と等価であることが分かる。
【０２８２】
したがって、実施の形態５では、検出複素振幅値を補正複素値ＣＵｘによって補正することにより、分割数Ｎｘが小さくなっても、精度良くトラッキングサーボ系の利得を測定周波数ｆｍｘで０ｄＢ（１倍）に正確に調整することができる。
【０２８３】
さらに、実施の形態５の構成は、前述した実施の形態４の効果に加えて、利得変更処理（利得変更部の動作）で用いる所定の複素振幅値を実数値（位相が０）としている。これにより、あらかじめ記憶しておく容量を少なくしている。
【０２８４】
（実施の形態６）
実施の形態６では、本発明に係るトラッキング制御装置のさらに他の一実施形態について説明する。実施の形態６では、利得変更処理（利得変更部の動作）を除く構成は前述した実施の形態４と同じであるため、説明を省略する。
【０２８５】
前述した実施の形態４及び実施の形態５では、演算装置１０３Ａ（図６参照）における演算時間に依存した位相のずれは考慮していないが、実施の形態６では、演算時間に依存した位相のずれを考慮して、更に高精度でトラッキングサーボ系の利得を調整する。すなわち、上記の（数４８）における位相ｄ２ｘに代えて、下記の（数４９）で示す位相ｄ３ｘを用いる。その他の利得変更処理の構成及び動作は、前述した実施の形態４及び実施の形態５の利得変更処理と同じであるため、説明を省略する。
【０２８６】
【数４９】
（数４９）において、ｆｍｘは測定周波数、Ｔｄｘは誤差入力部１０４Ａの入力動作から駆動出力部１０６Ａの出力動作までの演算時間（演算手段の演算時間）Ｔｄｘを表す。すなわち、（数４９）の位相ｄ３ｘは、２π／Ｎｘ／２と２π×ｆｍｘ×Ｔｄｘとを加算した値となっている。演算時間Ｔｄｘは、駆動出力部１０６Ａの出力動作が誤差入力部１０４Ａの入力動作よりもどれだけ時間的に遅れて実行されたかを示すものである。なお、この場合、所定の複素振幅値（β）がＫｘ・Ｎｘ・Ｐｘ・Ａｄｘ／２・｛ｃｏｓ（−２π×ｆｍｘ×Ｔｄｘ）＋ｊｓｉｎ（−２π×ｆｍｘ×Ｔｄｘ）｝であり、補正複素値（γ）が｛ｃｏｓ（２π／Ｎｘ／２）＋ｊｓｉｎ（２π／Ｎｘ／２）｝である場合に相当している。
【０２８８】
このように構成することにより、演算時間Ｔｄｘによる位相のずれ（−２π×ｆｍｘ×Ｔｄｘ）が前述した（数３１）の位相ｄ１ｘに比べて無視できない程度に大きくなっても、トラッキングサーボ系の利得が測定周波数ｆｍｘで０ｄＢ（１倍）により正確に調整できる。以下、このことについて詳しく説明する。
【０２８９】
まず、演算時間Ｔｄｘによる位相のずれが前述した（数３１）によって示される位相に比べて、無視できる程度に小さい場合には、前述した実施の形態４及び実施の形態５で用いた第１の外乱値群の位相である（数３１）の値と（数４９）の値とがほぼ等しくなるため、トラッキングサーボ系の利得が測定周波数ｆｍｘで０ｄＢ（１倍）に調整できることがわかる。
【０２９０】
次に、演算時間Ｔｄｘが前述した（数３１）によって示される位相値に比べて、無視できない程度に大きい場合について説明する。
【０２９１】
この場合、演算時間Ｔｄｘに依存する位相のずれは、前述した（数３１）によって示される位相に対して加算される。演算時間Ｔｄｘによる位相のずれＴＰｘは、トラッキングサーボ系の測定周波数ｆｍｘに対しては、下記に示す（数５０）となる。
【０２９２】
【数５０】
以上より、（数５０）と（数３１）とを加算することにより（数４９）が得られる。
【０２９４】
実施の形態６では、利得変更処理の動作により、演算時間Ｔｄｘが（数３１）で示される位相に比べて、無視できない程度に大きい場合でも、（数４９）に示すようにその影響を考慮して、増幅演算利得ｋｇｘの演算を行っているため、トラッキングサーボ系の利得が測定周波数ｆｍｘで０ｄＢ（１倍）により正確に調整できる。
【０２９５】
なお、本実施の形態６では、トラッキングサーボ系の利得｜Ｈｘ｜を算出するために、所定の複素振幅値（β）の位相部分と補正複素値とを予め演算した値（複素利得Ｈｘの分母及び分子に所定の複素振幅値と共役な複素値を乗算した値）を用いたが、他の演算方法により算出されてもよく、本発明は実施の形態６の演算方法に限定されるものではない。
【０２９６】
また、位相補償処理は、図７に示された位相補償器２Ａにおける処理４１４に限定されるものではなく、トラッキングサーボ系の位相を補償する動作を行うものであれば良い。図７に示された位相補償器２Ａと異なる構成の位相補償器を設けたとしても、本発明に含まれる。
【０２９７】
また、上記の実施の形態４〜６では、外乱値を１サンプル毎に出力しているが、これを複数サンプル毎に出力するように構成してもよく、このように変更しても本発明に含まれる。
【０２９８】
さらに、上記の実施の形態４〜６のデジタル回路で構成した部分をアナログ回路で構成することや、アナログ回路で構成した部分をデジタル回路で構成することなど、様々な変更が考えられる。このように変更を行っても本発明に含まれることは言うまでもない。
【０２９９】
以上のように実施の形態４〜６によれば、利得変更器４Ａの動作により、精度良くトラッキング制御装置のループゲイン特性を調整することができる。特に、分割数Ｎｘが小さい場合であっても、精度良くトラッキング制御装置のループゲイン特性を調整することができる。すなわち、利得変更処理において、利得変更処理の補正複素値の位相を第１の外乱値の位相に応じた値にし、補正複素値によって検出複素振幅値又は所定の複素振幅値を補正することにより、精度良くループゲイン特性を調整している。
【０３００】
特に、トラッキングサーボ系の広帯域化と演算装置の省電力化とを目的とした動作クロックの低下により、分割数Ｎｘはますます小さくなる傾向にある。このような場合でも、本実施の形態に係るトラッキング制御装置を用いることにより、精度良くループゲイン特性を調整することが可能である。
【産業上の利用可能性】
【０３０１】
本発明のフォーカス制御装置およびトラッキング制御装置は、半導体レーザ等のレーザ光を用いて光ディスクに情報の記録や再生を行う光ディスク装置に用いるフォーカス制御装置およびトラッキング制御装置として有用である。
【図面の簡単な説明】
【０３０２】
【図１】図１は、実施の形態１に係るフォーカス制御装置の構成を示すブロック図である。
【図２】図２は、実施の形態１に係るフォーカス制御装置に設けられた演算器の構成を示すブロック図である。
【図３】図３は、実施の形態１に係るフォーカス制御装置の動作を示すフローチャートである。
【図４】図４は、実施の形態１に係るフォーカス制御装置の演算器に設けられた利得変更器の動作を説明するためのフォーカスサーボ系のブロック線図である。
【図５】図５は、実施の形態１に係るフォーカス制御装置の演算器に設けられた利得変更器の動作を説明するためのグラフである。
【図６】図６は、実施の形態４に係るトラッキング制御装置の構成を示すブロック図である。
【図７】図７は、実施の形態４に係るトラッキング制御装置に設けられた演算器の構成を示すブロック図である。
【図８】図８は、実施の形態４に係るトラッキング制御装置の動作を示すフローチャートである。
【図９】図９は、実施の形態４に係るトラッキング制御装置の演算器に設けられた利得変更器の動作を説明するためのトラッキングサーボ系のブロック線図である。
【図１０】図１０は、実施の形態４に係るトラッキング制御装置の演算器に設けられた利得変更器の動作を説明するためのグラフである。
Claims (24)
- 光ディスクからの反射光を受光し、複数個のセンサ信号を出力するセンサ手段と、
前記複数個のセンサ信号を演算合成してフォーカス誤差信号を生成する誤差信号合成手段と、
前記フォーカス誤差信号に基づいてフォーカス誤差値群を生成する誤差入力部、前記誤差入力部で生成された前記フォーカス誤差値群に周期性を有する第１の外乱値群を加えて出力する外乱加算部、前記外乱加算部の出力に少なくとも位相補償演算と増幅演算利得に応じた増幅演算とを行って駆動値群を生成する位相補償部、前記駆動値群に基づいて駆動信号を生成する駆動出力部、前記誤差入力部で生成された前記フォーカス誤差値群と、前記第１の外乱値群と同一の周期性を有する第２の外乱値群と、前記第２の外乱値群と同一の周期性を有し、前記第２の外乱値群と位相の異なる第３の外乱値群とに基づいて検出複素振幅値を検出する応答検出部、及び、前記増幅演算利得を変更する利得変更部を有する演算手段と、
前記駆動信号に実質的に比例した駆動電流を出力する駆動手段と、
前記駆動電流に応じて対物レンズを駆動するフォーカスアクチュエータとを含むフォーカス制御装置であって、
前記利得変更部が、前記検出複素振幅値と所定の複素振幅値と前記所定の複素振幅値を補正する補正複素値とに基づいて前記増幅演算利得を変更し、
前記補正複素値の位相が、前記外乱加算部における前記第１の外乱値群の位相と実質的に同一であることを特徴とするフォーカス制御装置。 - 前記検出複素振幅値をα、前記所定の複素振幅値をβ、前記補正複素値をγとしたとき、
前記利得変更部は、｜α／（α＋β×γ）｜の値に基づいて前記増幅演算利得を変更する請求項１に記載のフォーカス制御装置。 - 前記第１の外乱値群の１周期を構成する数値群は、時間的に実質的に均等に分割されたＮ個の外乱値からなり、
前記補正複素数値の位相が、実質的に−２π／Ｎ／２であり、
前記所定の複素振幅値の位相が、実質的に０である請求項２に記載のフォーカス制御装置。 - 前記補正複素値の位相が、実質的に−２π／Ｎ／２であり、
前記第１の外乱値群の周波数をｆｍとし、前記フォーカス誤差信号から前記駆動信号を生成する前記演算手段における処理時間をＴｄとしたとき、前記所定の複素振幅値の位相が−２π×ｆｍ×Ｔｄである請求項２に記載のフォーカス制御装置。 - 光ディスクからの反射光を受光し、複数個のセンサ信号を出力するセンサ手段と、
前記複数個のセンサ信号を演算合成してフォーカス誤差信号を生成する誤差信号合成手段と、
前記フォーカス誤差信号に基づいてフォーカス誤差値群を生成する誤差入力部、前記誤差入力部で生成された前記フォーカス誤差値群に周期性を有する第１の外乱値群を加えて出力する外乱加算部、前記外乱加算部の出力に少なくとも位相補償演算と増幅演算利得に応じた増幅演算とを行って駆動値群を生成する位相補償部、前記駆動値群に基づいて駆動信号を生成する駆動出力部、前記誤差入力部で生成された前記フォーカス誤差値群と、前記第１の外乱値群と同一の周期性を有する第２の外乱値群と、前記第２の外乱値群と同一の周期性を有し、前記第２の外乱値群と位相の異なる第３の外乱値群とに基づいて検出複素振幅値を検出する応答検出部、及び、前記増幅演算利得を変更する利得変更部を有する演算手段と、
前記駆動信号に略比例した駆動電流を出力する駆動手段と、
前記駆動電流に応じて対物レンズを駆動するフォーカスアクチュエータとを含むフォーカス制御装置であって、
前記利得変更部が、前記検出複素振幅値と所定の複素振幅値と前記検出複素振幅値を補正する補正複素値とに基づいて前記増幅演算利得を変更し、
前記補正複素値の位相が、前記外乱加算部における前記第１の外乱値群の逆位相と実質的に同一であることを特徴とするフォーカス制御装置。 - 前記検出複素振幅値をα、前記所定の複素振幅値をβ、前記補正複素値をγとしたとき、
前記利得変更部は、｜α×γ／（α×γ＋β）｜の値に基づいて前記増幅演算利得を変更する請求項５に記載のフォーカス制御装置。 - 前記第１の外乱値群の１周期を構成する数値群は、時間的に実質的に均等に分割されたＮ個の外乱値からなり、
前記補正複素値の位相が、実質的に２π／Ｎ／２であり、
前記所定の複素振幅値が、実質的に０である請求項６に記載のフォーカス制御装置。 - 前記補正複素値の位相が、実質的に２π／Ｎ／２であり、
前記第１の外乱値群の周波数をｆｍとし、前記フォーカス誤差信号から前記駆動信号を生成する前記演算手段における処理時間をＴｄとしたとき、前記所定の複素振幅値の位相が、実質的に−２π×ｆｍ×Ｔｄである請求項６に記載のフォーカス制御装置。 - 前記第１の外乱値群の１周期を構成する数値群は、時間的に実質的に均等に分割されたＮ個の外乱値からなり、
前記Ｎ個の外乱値を記憶する記憶部を更に有する請求項１又は５に記載のフォーカス制御装置。 - 前記第２の外乱値群の位相が、前記第１の外乱値群の位相と実質的に同一であり、
前記第３の外乱値群の位相が、前記第２の外乱値群の位相と実質的にπ／２だけ異なる請求項１又は５に記載のフォーカス制御装置。 - 前記応答検出部は、前記第１の外乱値群の周期の整数倍の時間の間に入力された複数のフォーカス誤差値を参照して前記検出複素振幅値を検出する請求項１又は５に記載のフォーカス制御装置。
- 前記第１の外乱値群の１周期を構成する数値群は、時間的に実質的に均等に分割された４の整数倍の個数の外乱値からなる請求項１又は５に記載のフォーカス制御装置。
- 光ディスクからの反射光を受光し、複数個のセンサ信号を出力するセンサ手段と、
前記複数個のセンサ信号を演算合成してトラッキング誤差信号を生成する誤差信号合成手段と、
前記トラッキング誤差信号に基づいてトラッキング誤差値群を生成する誤差入力部、前記誤差入力部で生成された前記トラッキング誤差値群に周期性を有する第１の外乱値群を加えて出力する外乱加算部、前記外乱加算部の出力に少なくとも位相補償演算と増幅演算利得に応じた増幅演算とを行って駆動値群を生成する位相補償部、前記駆動値群に基づいて駆動信号を生成する駆動出力部、前記誤差入力部で生成された前記トラッキング誤差値群と、前記第１の外乱値群と同一の周期性を有する第２の外乱値群と、前記第２の外乱値群と同一の周期性を有し、前記第２の外乱値群と位相の異なる第３の外乱値群とに基づいて検出複素振幅値を検出する応答検出部、及び、前記増幅演算利得を変更する利得変更部を有する演算手段と、
前記駆動信号に実質的に比例した駆動電流を出力する駆動手段と、
前記駆動電流に応じて対物レンズを駆動するトラッキングアクチュエータとを含むトラッキング制御装置であって、
前記利得変更部が、前記検出複素振幅値と所定の複素振幅値と前記所定の複素振幅値を補正する補正複素値とに基づいて前記増幅演算利得を変更し、
前記補正複素値の位相が、前記外乱加算部における前記第１の外乱値群の位相と実質的に同一であることを特徴とするトラッキング制御装置。 - 前記検出複素振幅値をα、前記所定の複素振幅値をβ、前記補正複素値をγとしたとき、
前記利得変更部は、｜α／（α＋β×γ）｜の値に基づいて前記増幅演算利得を変更する請求項１３に記載のトラッキング制御装置。 - 前記第１の外乱値群の１周期を構成する数値群は、時間的に実質的に均等に分割されたＮ個の外乱値からなり、
前記補正複素数値の位相が、実質的に−２π／Ｎ／２であり、
前記所定の複素振幅値の位相が、実質的に０である請求項１４に記載のトラッキング制御装置。 - 前記補正複素値の位相が、実質的に−２π／Ｎ／２であり、
前記第１の外乱値群の周波数をｆｍとし、前記トラッキング誤差信号から前記駆動信号を生成する前記演算手段における処理時間をＴｄとしたとき、前記所定の複素振幅値の位相が−２π×ｆｍ×Ｔｄである請求項１４に記載のトラッキング制御装置。 - 光ディスクからの反射光を受光し、複数個のセンサ信号を出力するセンサ手段と、
前記複数個のセンサ信号を演算合成してトラッキング誤差信号を生成する誤差信号合成手段と、
前記トラッキング誤差信号に基づいてトラッキング誤差値群を生成する誤差入力部、前記誤差入力部で生成された前記トラッキング誤差値群に周期性を有する第１の外乱値群を加えて出力する外乱加算部、前記外乱加算部の出力に少なくとも位相補償演算と増幅演算利得に応じた増幅演算とを行って駆動値群を生成する位相補償部、前記駆動値群に基づいて駆動信号を生成する駆動出力部、前記誤差入力部で生成された前記トラッキング誤差値群と、前記第１の外乱値群と同一の周期性を有する第２の外乱値群と、前記第２の外乱値群と同一の周期性を有し、前記第２の外乱値群と位相の異なる第３の外乱値群とに基づいて検出複素振幅値を検出する応答検出部、及び、前記増幅演算利得を変更する利得変更部を有する演算手段と、
前記駆動信号に略比例した駆動電流を出力する駆動手段と、
前記駆動電流に応じて対物レンズを駆動するトラッキングアクチュエータとを含むトラッキング制御装置であって、
前記利得変更部が、前記検出複素振幅値と所定の複素振幅値と前記検出複素振幅値を補正する補正複素値とに基づいて前記増幅演算利得を変更し、
前記補正複素値の位相が、前記外乱加算部における前記第１の外乱値群の逆位相と実質的に同一であることを特徴とするトラッキング制御装置。 - 前記検出複素振幅値をα、前記所定の複素振幅値をβ、前記補正複素値をγとしたとき、
前記利得変更部は、｜α×γ／（α×γ＋β）｜の値に基づいて前記増幅演算利得を変更する請求項１７に記載のトラッキング制御装置。 - 前記第１の外乱値群の１周期を構成する数値群は、時間的に実質的に均等に分割されたＮ個の外乱値からなり、
前記補正複素値の位相が、実質的に２π／Ｎ／２であり、
前記所定の複素振幅値が、実質的に０である請求項１８に記載のトラッキング制御装置。 - 前記補正複素値の位相が、実質的に２π／Ｎ／２であり、
前記第１の外乱値群の周波数をｆｍとし、前記トラッキング誤差信号から前記駆動信号を生成する前記演算手段における処理時間をＴｄとしたとき、前記所定の複素振幅値の位相が、実質的に−２π×ｆｍ×Ｔｄである請求項１８に記載のトラッキング制御装置。 - 前記第１の外乱値群の１周期を構成する数値群は、時間的に実質的に均等に分割されたＮ個の外乱値からなり、
前記Ｎ個の外乱値を記憶する記憶部を更に有する請求項１３又は１７に記載のトラッキング制御装置。 - 前記第２の外乱値群の位相が、前記第１の外乱値群の位相と実質的に同一であり、
前記第３の外乱値群の位相が、前記第２の外乱値群の位相と実質的にπ／２だけ異なる請求項１３又は１７に記載のトラッキング制御装置。 - 前記応答検出部は、前記第１の外乱値群の周期の整数倍の時間の間に入力された複数のトラッキング誤差値を参照して前記検出複素振幅値を検出する請求項１３又は１７に記載のトラッキング制御装置。
- 前記第１の外乱値群の１周期を構成する数値群は、時間的に実質的に均等に分割された４の整数倍の個数の外乱値からなる請求項１３又は１７に記載のトラッキング制御装置。
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