JPS6394709A - 低周波増幅器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、集積化プッシュプル８級出力段と暗電流に対
する調整回路とを有する低周波増幅器に関する。

従来の技術 集積化低周波プッシュプルＢ級増幅器に対し、許容動作
電圧領域はますます広いものが要求される。これはこの
低周波増幅器があらゆる機種、例えば携帯用ヘッドホン
装置にも、中型また大型の装置にも使用されるものであ
るからである。

小型機器では１．６ｖまでの供給電圧が所望のものであ
り、一方中型また大型機器に苅しては電源過電圧をも考
慮して１６Ｖまでの動作電圧が要求される。

暗電流調整に関しては別の太望がある。バッテリーへの
負荷ン僅かに保持するためにできるだけ小さな暗電流が
要求される。しかしながら過度に小さな暗電流ではトラ
ンスファーひずみが発生することがある。そのため暗電
流調整に関しては妥協点が求められなげればならない。

低周波プッシュプルＢ級増幅器の出力直流電圧は、最大
ＮＦ（低周波）出力に対して必要な最適値？有しなげれ
ばならない。従って出力直流電圧はおよそ動作電圧の半
分に相当するものである必要がある。

ドイツ連邦共和国特許第３４０９４１７号明細曹より、
前記要求のいくつかを満たす、２つの適当な低周波増幅
回路が公知である。これら公知の回路は第１図と第２図
に示してあり、以下よジ良く理解するために詳細に説明
する。

第１図の出力段に同じ導電型のトランジスタＴ１２とＴ
１３とから成り、トランジスタＴ１３ケ有する下側出力
段分岐は、位相反転も同時に行なう相補形トランジスタ
Ｔ１１を介して制御される。この相補形トランジスタＴ
１１のベースはドライバトランジスタＴ１のコレクタに
接続されている。このドライバトランジスタのコレクタ
にダイオードＤ２と電流源Ｑ３とン介し供給電圧Ｕ６と
接続されている。図示しない調整回路によシ、出力段の
出力側を構成するＭ点における中点電位はバッテリー電
圧の半分に調整される。このＭ点は出力段トランジスタ
Ｔ１２とＴ１３との間の接続点に接続されており、負荷
ＲＬ　ｙ有する増幅回路の出力側を構成する。

暗電流調整回路は、第１図の回路では、電圧降下Ｕ２’
に発生するダイオードＤ２の他に、相応の電圧降下Ｕ７
とＵ８ｖ８ｖするダイオードＤ７．Ｄ３を有する。ダイ
オードＤＩとＤ８とから成るダイオード直列回路のアノ
ード端子は、トランジスタＴ１１の相補形であるトラン
ジスタＴＩＯのベース電極に接続され、さらに電流源Ｑ
９’Ｙ介し、供給電圧源Ｕ８の正極と接続されている。

ダイオードＤ８のカソード［Ｍ点、つまり増幅器出力段
の出力側に接続されている。

トランジスタＴＩＯとＴ１１のエミッタ電極は相互に接
続されている。トランジスタＴＩＯのコレクタは供給電
圧源の正極に接続されている。

電流源Ｑ３とダイオードＤ２との接続点にトランジスタ
Ｔ４のベース電極と接続されており、このトランジスタ
Ｔ４のエミッタｉＪＭ点に、またそのコレクタ分岐には
ダイオードＤ５が接続されており、ダイオードＤ５にて
トランジスタＴ６に対するベースエミッタ電圧降下が生
じる。

トランジスタＴ６のコレクタは出力段トランジスタＴ１
２の制御電極と接続されており、また抵抗Ｒ２３を弁し
てＭ点に接続することができる。ダイオードＤ２．Ｄ７
、およびＤ８はトランジスタＴ４．Ｔｌ０１およびＴ１
１のベースエミッタ区間と共に電圧ループを構成してい
る。

従ってこれらトランジスタのベースエミッタ区間におけ
る電圧の和は、ダイオードＤ２．Ｄ７、およびＤ８にお
ける電圧の和に等しい。電流源Ｑ３とＱ９の電流ケ相応
に選定することにより、ダイオードＤ２．Ｄ７、および
Ｄ８における電圧降下乞、トランジスタＴ４およびトラ
ンジスタＴ１１に所望の電流が流れるように調整するこ
とができる。この電流によって出力段トランジスタＴ１
２とＴ１３の暗電流が設定される。

ダイオードＤＩとＤ８において電圧降下が必妥であるた
め、第１図の回路では供給電圧は６Ｖよりも低下しては
ならない。何故なら若しそのように低下するとしたら電
流源Ｑ９の作動に必要な電圧降下がもはや十分な大きさ
とならないこととなるからである。一方このような欠点
のある反面、ダイオードＤＩとＤ８とを流れる電流は非
常に小さいという利点がある。トランジスタＴＩＯのベ
ース電流はトランジスタＴ１１のコレクタを流れる電流
の場合におけるよりも当該電流増幅重分だけ小さくなる
からである。

第２図の回路では供給電圧の一鳩の低減を行なうことが
できる。この回路ではトランジスタＴ１０と、ダイオー
ドＤＩおよびＤ８から成るダイオードカスケードとが省
略され、唯一のダイオードＤ１４によって置換えられて
いる。このダイオードＤ１４のアノードに相補形トラン
ジスタＴ１１のエミッタと直接接続されており、そのコ
レクタからの信号により出力段トランジスタＴ１３のベ
ース電極が制御される。従ってＭ点の中点電位にはたん
にダイオードの順方向電圧Ｕ１４分のみが加わるに過ぎ
ない。従ってダイオードＤ１４のアノードの電位は約０
．７　Ｖだけ、第１図のトランジスタＴ１０のベース電
極における比較照応すべき電位よりも低い。電。

圧ループはダイオードＤ２、Ｄ１４、およびトランジス
タＴ４とＴ１１のベースエミッタ区間から成る。従って
電圧Ｕ８ｆｉ１．３Ｖにまで低下することができる。何
故ならトランジスタＴ１１のエミッタには約１．６■が
印加され、また電流源Ｑ１５の作動には０．２■の暗電
圧で十分だからである。信号により当該回路を制御する
際、出力段トランジスタＴ　１２とＴ１３には信号の上
昇と共に増加する電流が流れる。それによシトランジス
タＴ１３のベース電流、従ってトランジスタＴ１１のエ
ミッタ電流も増加する。

トランジスタ’ｒｉｉン流れるエミツト＝流のこの変化
に対処できるためには、電流源Ｑ１５、ひいてはダイオ
ードＤ１４ｖも流れる電流は、トランジスタＴ１１のエ
ミッタ電流と比較して相対的に太き（選定されなり扛は
ならない。従って第２図の回路では、供給電圧を低減す
ることができるという利点のある反面では、電流消費が
一層増大するという欠点がある。

発明が解決しようとする問題点 従って本発明の課組は、２つの公知の回路の利点を適当
な手法で統合した、低周波増幅器用の新規な回路を提供
することである。

問題点を解決するための手段 上述の課題は冒頭に記載の回路において本発明によシ、
２つの異なる調整回路を暗電流に対して設け、その際第
１の暗電流回路は電圧降下に関し、また第２の暗電流回
路は電流消費に関して最適化構成されており、さらに電
子的切換装置を設け、その切換装置によジ供給電圧が低
い場合、は第１の暗電流回路が動作され、供給電圧が所
定値に達したとき前記第１の暗電流回路はしゃ断されて
、第２の暗電流回路を介してのみ暗電流の調整を行なう
ことによって解決される。

切換装置として一方の入力電極に安定化直流電圧が印加
され、他方の入力倶」は供給電圧に接続された分圧器の
タップと接続された差動増幅器を設けると有利である。

分圧器と安定化直流電圧とは、供給電圧が低い場合カレ
ントミラー回路を介して第１の暗電流回路が動作される
ようそれぞれ構成し選定する。

本発明の別の有利な実施態様は従属請求項より明らかで
ある。

実施例 本発明を以下第３図の回路により詳細に説明する。

第３図の回路素子は第１図と第２図の相応する回路素子
と同様に符号で図示されている。第３図の回路は２つの
暗電流回路を有し、その際第１の暗電流回路は第２図に
図示の回路と同じである。第２の暗電流回路は電流消費
に関して最適化されており、第１図に図示の回路と同じ
である。しかしながら第３図の回路はエミッタ電極が相
互に接続された２つのトランジスタＴ１７とＴ１８とか
ら成る差動増幅器ン付加的に有しており、これらのエミ
ッタは抵抗Ｒ２１を弁して基準電位と接続されている。

トランジスりＴ１７のコレクタ分岐には順方向で作動さ
れるダイオードＤ１６が接続されており、このダイオー
ドはトランジスタＴ１５のベースエミッタ区間に並列に
接続され、このトランジスタと共に電流源Ｑ１５（第２
図）ン構成している。

トランジスタＴ１５は、既に記載のように暗電流調整に
用いられるダイオードＤ１４に対する電流を供給する。

トランジスタＴ１７０ベース電極には安定化直流電圧、
例えば１．２ｖが印加される。トランジスタＴ１８のベ
ース電圧は抵抗Ｒ１９とＲ２０とから成る分圧器により
そのタップにて取出される。削記分圧器に供給電圧Ｕ８
に接続されており、従ってトランジスタＴ１８のベース
電位は供給電圧に面接依存する。

トランジスタＴ１８のコレクタは供給電圧源の正極と接
続されている。

切換装置に、供給直流電圧Ｕ８の電圧値が低い場合トラ
ンジスタＴ１Ｂのベース電位がこれビ導通制徊１するの
に十分でないよう設計構成されている。こ扛ハトランジ
スタＴ１７のベース電極の安定化直流電圧ＵｓｔａｂＯ
方が大きいからである。従ってトランジスタＴ１７が電
流を導通して、ダイオードＤ１６とトランジスタＴ１５
とからなるカレントミラーも作動される。ダイオードＤ
１４のアノードは相補形トランジスタＴ１１のエミッタ
と接続されているため、暗電流調整は第２図に示したよ
うに行なわれる。

供給電圧Ｕ６が比較的に大きい値の場合、トランジスタ
Ｔ１８のベース電極の電圧はトランジスタＴ１７のベー
ス電極の安定化直流電圧乞上回り、その結果このトラン
ジスタＴ１７Ｕしゃ断される。それによりダイオードＤ
１４は電流の流れない状態になる。そこで暗電流調整は
第１図の回路装置に相応し、ダイオードＤ２゜Ｄ７１　
　Ｄ８とトランジスタＴ４．’］’ＩＯ１およびＴ１１
によって行なわれる。ダイオードＤＩとＤ８とは電流源
Ｑ９ン弁して制御される。その際比較的に悌かな電流で
十分である。何故ならばトランジスタＴＩＯにて電流増
幅が行なわれるからである。この回路の尊当な実施例で
は、ダイオードＤ１４Ｙ有する電θ１を源のしゃ断は、
供給電圧が２．５■から６ｖのとき行なわれるよう構成
されている。電圧値が小さい場合電流源Ｑ９は非作動状
態に留まる。何故ならダイオードＤＩとＤ８にて心安な
電圧降下馨送出するのに供給電圧が十分でないからであ
る。

第５図の回路で、切換装置のトランジスタＴ１７、Ｔ１
８をｎｐｎ型トランジスタに、トランジスタＴ１５、Ｔ
１１、およびＴ　６　Ｙ　ｐｎｐ型トランジスタにする
と有利である。

発明の効果 本発明による回路により、低周波増幅器の実施例で非常
に広い範囲の供給電圧、例えは１．６Ｖから１６Ｖまで
を許容することができるという効果が奏される。

【図面の簡単な説明】

第１図と第２図は公知の低周波増幅器の回路図、第３図
は本発明による低周波増１陽器の回路図である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、集積化プッシュプルＢ級出力段と、暗電流に対する
   調整回路とを有する低周波増幅器において、２つの異な
   る調整回路を暗電流に対して設け、その際第１の暗電流
   回路（Ｄ２、Ｔ４、Ｄ１４、Ｔ１１）は電圧降下に関し
   、また第２の暗電流回路（Ｄ２、Ｔ４、Ｄ８、Ｔ１０、
   Ｔ１１）は電流消費に関して最適化構成されており、さ
   らに電子的切換装置（Ｄ１６、Ｔ１７、Ｔ１８、Ｒ２１
   、Ｒ１９、Ｒ２０）を設け、該切換装置により供給電圧 （Ｕ＿ｓ）が低い場合は第１の暗電流回路が作動され、
   供給電圧が所定値に達したとき前記第１の暗電流回路は
   しや断されて、第２の暗電流回路を介してのみ暗電流の
   調整が行なわれることを特徴とする低周波増幅器。 ２、切換装置として差動増幅器（Ｔ１７、Ｔ１８）を設
   け、該差動増幅器の一方の入力電極には安定化直流電圧
   （Ｕ＿ｓ＿ｔ＿ａ＿ｂ）が印加され、また他方の入力側
   は供給電圧（Ｕ＿ｓ）に接続された分圧器（Ｒ１９、Ｒ
   ２０）のタップと接続されており、分圧器の構成及び安
   定化直流電圧の選定は、供給電圧（Ｕ＿ｓ）が低い場合
   にはカレントミラー電圧（Ｄ１６、Ｔ１５）を介して第
   １の暗電流回路が作動されるようになされている特許請
   求の範囲第１項記載の低周波増幅器。 ３、擬似コンプリメンタリ出力段の出力段トランジスタ
   （Ｔ１３）に相補形トランジスタ （Ｔ１１）が前置接続されており、該相補形トランジス
   タは、電流源（Ｔ１５）に接続された、電圧を形成する
   ダイオード（Ｄ１４）と直接接続されており、該ダイオ
   ードを流れる電流の大きさは出力段の完全励振時に、ダ
   イオードの順方向電圧を維持するのに十分なダイオード
   電流が得られるように選定されておりかつ前記電流源（
   Ｔ１５）にバッテリー電圧の低い場合に作動されるよう
   に構成されている特許請求の範囲２項記載の低周波増幅
   器。 ４、位相反転トランジスタ（Ｔ１１）はそのエミッタが
   電圧形成ダイオード（Ｄ１４）のアノードに接続されて
   おり、該ダイオードのカソードは出力段の出力端子と接
   続されている特許請求の範囲第３項記載の低周波増幅器
   。 ５、位相反転トランジスタ（Ｔ１１）はそのエミッタが
   相補形トランジスタ（Ｔ１０）のエミッタに接続されて
   おり、該相補形トランジスタのベース電極は比較的高い
   動作電圧（Ｕ＿ｓ）の場合における暗電流の調整のため
   に順方向で作動される２つのダイオード（Ｄ７、Ｄ８）
   における直流電圧降下により 制御される前記特許請求の範囲いずれ か１項記載の低周波増幅器。