JPS6376512A - 弾性表面波装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、インダクタ１個だけの簡単な移相器を用い、
低損失かつ低リップルな周波数特性が得られ、また外部
素子ばらつきの影響を受は難く安定して動作する弾性表
面波装置に関する。

〔従来の技術〕

弾性表面波装置の一方向性電極に関しては、既に例えば
日本音響学会講演論文集ｌ−５−１４（昭和５１年１０
月）に「グループ型一方向性すだれ状電極を用いた振幅
平坦弾性表面波フィルタ」と題する目黒等による論文が
掲載されている。この中で、各１個の抵抗及びインダク
タよりなる移相器により９０度の電気的位相差を得、ま
た電極の幾何学的位相差を９０度Ｘ　（２ｎ”−１）と
して、曳好な特性を得ている。ここで、幾何学的位相差
とは、送出電極と反射電極の間の中心間距離で定まる位
相差であり、反射電極を位相の基準としている。また、
送出電極とは１グループの中で出力側（又は入力側）に
近く配置された電極であり、反射電極とは１グループの
中で出力側（又は入力側）に遠く配置された電極で、こ
れら電極の間１：ミアンダ電極が配置されている。この
グループ製一方向性電極は、整合した状態で電極間多重
反射（以１ＴＴＥと略す）を抑圧できるため、低損失か
つ低リップルな特性が得られるという特長を有している
。

しかし、上記従来の技術は、電極の構造および移相器の
構成に関する配慮が少なく、特に移相器として２個の素
子を用いているため移相器の素子値がばらつくと所望の
位相差が得られず、２個の素子の相乗効果により低リッ
プル化を実現できず、また弾性表面波装置から見た外部
インピーダンスの変化：二対しても安定した特性が得ら
れないという問題があった。

前記論文中に移相器としてインダクタを１個用いた例が
示されているが、送出電極と反射電極に加えられる電圧
が等しくならず、このため完全な一方向性は得られず、
挿入損失、リップル共に増加して良好な周波数特性が得
られない。また、電圧を等しくするために抵抗を挿入し
ているが、低リップル化を実現できても、抵抗分による
損失が増加してしまうという問題があった。

この問題を解決するため、電子通信学会の超音波研究会
資料ＬＩ８７５−１５（１９７５年）中の「グループ型
一方向性すだれ状電極を用いた低損失弾性表面波フィル
タ」と題する山之内等の論文では、移相器として、イン
ダクタ１個、キャパシタ２個を用いることが述べられて
いる。この方法によれば、抵抗を用いないため損失が少
なく、かつ低リップル化を実現することができる。しか
し、移相器として３個の素子を用いているため、高価と
なり、また素子ばらつきによる移相量の変化の周波数特
性に対する影響が非常に大きいという新たな問題が生じ
ている。

また、放射コンダクタンスとサセプタンスを等しくして
、１個のインダクタで低損失、低リップルを実現できる
ことが、電子通信学会の超音波研究会資料Ｕ３７８−４
９（１９７８年）中に「グループ型一方向性すだれ状電
極を用いたＧＨｚ帯弾性表面波フィルタ」と題して柴山
等により報告されているが、装置の帯域幅が定まってし
まい、設計の自由度が非常に小さいという不具合がある
。

〔発明が解決しようとする問題点〕

本発明は、上記従来の一方向性電極の問題点を解決し、
１個のインダクタで移相器を構成し、良好な周波数特性
を得、また移相器の素子ばらつきに対しても安定して動
作する弾性表面波装置を提供することを目的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

上記目的を達成するために本発明においては、従来の一
方向性電極で、反射電極と送出電極とに印加する電圧の
位相差を９０度に、両電極間の幾何学的位相差を９０度
の奇数倍に設定していた慣習にとられれずに、装置の入
力インピーダンスが装置から見た外部インピーダンスと
複素共役になるように、送出および反射電極のアドミタ
ンスから、移相器として用いる１個のインダクタの値を
定め、この移相器による電気的位相差より、送出および
反射電極で励振される弾性表面波が、逆方向で逆相、又
は、順方向で同相となるように幾何学的位相差を足める
ことにした。

〔作用〕

本発明の弾性表面波装置は、１個のインダクタだけの移
相器で所望の電気的位相差を得ることができるため、素
子値がばらついても装置を安定に動作させることが出来
る。また、負荷インピーダンスがばらついても、低損失
かつ低リップルな特性が得られる。

〔実施例〕

第１図（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、は、それぞれ
、本発明の第１〜４実施例を模式的に示す説明図である
。

まず同図（ａ）について説明する。圧電性基板１には１
２８度回転Ｙ軸切断Ｘ軸伝搬のニオブ酸すチクム単結晶
が用いられる。入力電極２及び出力電極３は電極指対向
部の長さである開口長９が一足で、１グループ当たりの
弾性表面波励振源対数が２対で、８個のグループから成
っている。なお、同図では電極の一部として２グループ
を示している。中心周波数は５　＆５　ＭＨｚであり、
電極指幅は、送出および反射電極部ＬＦＭ　Ｏは１７．
２μｍ１ミアンダ電極２ｃ、３ｃの送出電極と反射電極
の間Ｌｍ　１１　ａが２５μｍである。また、開口長は
１５００μｍである。これらの電極は６０００Ａのアル
ミニウム蒸着膜よりなり、ホトリソグラフ技術により形
成されている。このようなすだれ状電極に接続する移相
器は、入力側、出力側共に反射電極２ｂ又は３ｂと直列
にインダクタ４又は５を設け、これと並列に送出電極２
ａ又は３ａを接続している。また、ミアンダ電極２ｃ及
び５ｃは接地した。

同図（ｂ）では、ミアンダ電極２ｏ及び３ｃの送出電極
と反射電極の間Ｌｍ　１　ｌ　ｂが９．４μｍである。

なお、移相器は同図（、）の場合と反対に、送出電極に
直列に設けた構成で素子値は等しい。

また、同図（０）　、　（ｄ）に示す装置の電極構造は
夫々（Ｊｌ）　、　（ｂ）に示すものと同じで、移相器
は反射電極２ｂ又は３ｂとミアンダ電極２ｏまたは３Ｃ
の間に並列舊：インダクタ６又は７を設け、送出電極２
ａ及び３ａを接地している。

第２図（ａ）〜（ｄ）は第１図（ａ）　〜（ｄ）に示す
装置の入力電極（；対応する等何回路の図である。丁だ
れ状電極を放射コンダクタンスと静電容量の並列回路で
表している。この値Ｇ及びＣは、送出電極と反射電極で
夫々等しい。本装置の内部インピーダンスＺ７、Ｚ２は
夫々次式で表せる。

ω＝２ｆｆ（ｆ：周波数） 装置から見た外部インピーダンスに対し内部インピーダ
ンスな複素共役な値にすることで装置を整合して用い、
低損失、低リップルとすることが出来る。例えば装置か
ら見た外部インピーダンスが実部のみとすれば、装置の
内部インピーダンスも実部のみとすれば良い。例えば、
（ｔ）、＋２＋式より内部インピーダンスの虚数部を零
とするためのインダクタの条件は次式となる。

２ω’に のときの入力インピーダンス２．。、ｚ２゜は夫々次式
で表せる。

Ｚ１０″２Ｇ　　　　・・・（６） このように、インピーダンスが実部のみとなるため、外
部回路と良好な整合がとれる。

これらの条件で与えられる電気的位相差は夫々の構成で
等しくなＩバ次式で与えられる。

φ＝＝　２　ｊａｎニジ−・・・（７）また、送出電極
と反射電極に印加される電圧の比は１となる。

送出電極と反射電極で励振された弾性表面波が逆方向で
逆相となる条件は次式で表せる。

φＥ＋φＭ＝（２ｎ＋１）π　・・・（８）但しｎは整
数 即ち幾何学的位相差φＭは、次のように定めれば良い。

φＭ＝（２ｎ＋１）π−φＥ　　・・・（９）このとき
、逆方向に励振される弾性表面波は抑圧され完全な一方
向性が得られる。その結果、装置を整合した状態で低損
失、かつ低リップルの特性が得られる。

但し、この構成では、逆方向を抑圧する条件だけを満た
し、順方向では送出電極と反射電極で励損された弾性表
面波が同相とはならない。そのため本実施例の正規型電
極でも振幅特性が対称にならないが、カラーテレビ受信
機の中間周波増幅段で用いるフィルタなど非対称な振幅
特性が望まれる場合には寧ろ都合が良く、通常用いられ
る重み付は電極の設計が容易になる。また、振幅特性が
対称なフィルタでも、一方の電極の振幅特性を補正する
ように設計すれば容易に実現できる。

次に、順方向特性を対称とする条件について説明する。

即ち、送出電極と反射電極で励振された弾性表面波が、
順方向で同相となるようにすれば良く、次式で与えられ
る。

φウーφＭ＝２ｎπ　　　・・・叫 即ち、幾何学的位相差は次のように定めれば良い。

φＥ；２ｎπ＋φＥ　　・・・（１１）この構成では、
順方向では同相となるため、振幅特性は対称となる。し
かし、逆方向特性が抑圧されないため、完全な一方向性
が得られない。このとき、不整合な状態で装置を用いる
ことで低リップル化を実現できることが特開昭６０−１
１７９０７号公報に開示されている。順方向に伝搬する
弾性表面波エネルギーに対する逆方向のそれの比を方向
性ａとすると電気的位相差φＭと幾何学的位相差φＥこ
より次のように表せる。

任意の方向性ａに対するＴＴＥ抑圧度を最大にする条件
は、装置の内部コンダクタンスＧ１に対ｆる負荷コンダ
クタンスＧｔの比を規格化コンダクタンスｂとして次式
で表せる。

この構成ではａが１とならないため、不整合となり、損
失が増加する。このときの損失は次式で表せる。

この値は一般的にはそれほど大きくならず、実用上許容
し得る量であり、この構成では寧ろ、ＴＴＥを抑圧する
負荷条件範囲が広くなり、外部負荷インピーダンスが多
少変動しても良好な周波数特性が得られることが上記公
報に示されている。

本実施例では、すだれ状電極の放射コンダクタンスＧは
２２ｍ５．静電容量は１ｉ８ｐＦとなる。

第１図（ａ）　、　（ｂ）に示す例で移相器として用い
るインダクタの値はα９６μＨ１第１図（０）　、　（
ｄ）に示す例ではα２９μＨとなる。このときの電気的
位相差は（、）及び（Ｑ）では＋１３２度、（ｂ）及び
（ｄ）では−１３２度となり、また装置の内部インピー
ダンスは、（ａ）及び（ｂ）の場合が２２７０、（、）
及び（ｄ）の場合が７６０となる。

第１図（ａ）は逆方向へ伝搬する弾性表面波が抑圧され
る本発明第１実施例を示す。即ち、幾何学的位相差を４
０８度とするようにミアンダ電極の幅を定めている。こ
のとき、負荷インピーダンスを２２７０とし、損失２．
４ｄＢ、振幅リップルα１ｄＢ以下、群遅延リップル３
０ｎ８以下の良好な特性を得た。周波数特性を第３図（
ａ）に示す。

第１図（ｂ）は、同様に逆方向への弾性表面波を抑圧す
る第２実施例を示す。即ち、幾何学的位相差を３１２度
とするようにミアンダ電極の幅を定めている。このとき
も負荷インピーダンスは第１図（ａ）の場合と同じく、
逆方向に伝搬する弾性表面波を十分に抑圧した良好な周
波数特性が得られた。

第１図（ｃ）は第５実施例を示し、逆方向への弾性表面
波を抑圧する例である。即ち幾何学的位相差を３１２度
とするようにミアンダ電極の幅を定めている。このとき
負荷インピーダンスを７６６として整合し、損失２．７
ｄＢ、振幅リップル０．１ｄＢ以下、群遅延リップル３
０ｎ８以下の良好な特性を得た。周波数特性を第５図（
ｂ）に示す。

第１図（ｄ）に示す第４実施例は、第２実施例同様、幾
何学的位相差φＭを５１２度とした例であって、第５実
施例と同様な効果を得ている。

次に、本発明の第５．６．７．８実施例を夫々第４図（
ａ）　、　（ｂ）　、　（ｃ）　、　（ｄ）を用いて説
明する。

これらの図は逆方向への弾性表面波の励振を抑圧せず、
負荷条件範囲を拡大する入力電極および移相器を用いた
実施例装置を模式的に示す。幾何学的位相差φＭによる
ミアンダ電極の幅および負荷インピーダンス以外は、第
１〜４実施例の場合と同様である。

第４図（ａ）及び（Ｃ）は、幾何学的位相差φＭを４９
２度とするため、接地したミアンダ電極の幅Ｌｍ１１ｅ
、１１ｇを４３．８ｊｊｍ　とした。また、同図（ｂ）
　、　（ｄ）に示す例では同様に５８８度、５９．６μ
ｍとした。

本発明ＷＩ５〜８実施例では方向性ａは０．４５となる
。よって、規格化コンダクタンスｂを２．６４とすれば
、ＴＴＢ抑圧度が最大となり、低リップル化が実現でき
る。第４図（ａ）及び（ｂ）では負荷インピーダンスを
８６０、同図（ｃ）及び（ｄ）では２９Ωとすれば良い
。このときの不整合損失は片側で２−６ｄＢである。従
来用いられていた抵抗とインダクタによる移相器を用い
たときの損失は次゛　　式で表せる。

１ｏ　ｌｏｇ　−２−（）／２（１＋Ｐ２）　＋　（１
＋ｐ）　）　（ａｎ）　・・・α９ここではｐ＝２．４
なので、従来の移相器を用いた場合でも損失は片側で２
．５ｄＢとなり、本実施例による損失は実用上許容でき
る量である。

これら第５〜８実施例弾性表面波装置の周波数特性を第
５図に示す。損失は７．２ｄＢ、振幅リップルα１ｄＢ
以下、群遅延リップルは３０ｎ８以下の良好な特性を得
た。また、この構成で負荷インピーダンスが一３０％〜
＋４８％変化しても、リップルが増加せず良好な周波数
特性が得られた。

次に、本発明をカラーテレビジ冒ン受信機の中間周波増
幅段のフィルタに適用した第９実施例について第６図に
示す模式図により説明する。入力電極２は、開口長が１
５００μｍで一定の正規塁電極で、１グループ当たりの
弾性表面波励振源対数が２対で８個のグループから成っ
ている。第６図では電極の一部として２グループを示し
ている。

出力電極３は、開口長が変化している重み付は電極で、
最大開口長は１２００μｍであり、２４個のグループか
ら成っている。出力電極は、重み付は容易な電極幅１／
８波長のスプリットコネクト型を用いた。電極幅は送出
および反射電極部はａ６μｍ、ミアンダ電極の送出電極
と反射電極の間Ｌｍ１１１が１７２μｍで、入力電極２
は第１実施例と同じである。移相器は、入力側が、反射
電極とミアンダ電極の間にインダクタを並列に接続し、
送出電極は接地しである。出力側は反射電極と直列にイ
ンダクタを設け、これと並列に送出電極を接続している
。本実施例では、すだれ伏電極の放射コンダクタンス及
び静電容量は、入力側で夫々２．２　ｍｓ、１１Ｂ　ｐ
Ｆ、　　出力側で夫々１．２ｍｓ、ａ７ｐＦとなり、イ
ンダクタは、入力側が０．２９μＨ１出力側がα４６μ
Ｈである。このときの電気的位相差は、入力側が１３２
度、出力側が１３８度となり、装置の内部インピーダン
スは、入力側が７６０、出力側が４１７０となる。

この構成では、入力側は逆方向を十分抑圧するように、
出力側では、開口重み付け、不等ピッチ構成で逆方向に
ある程度エネルギーが流出する構成とした。その結果、
入力側では不整合損失がなく、かつ重み付けをしない構
成ながら、振幅非対称の特性となり、出力電極の負担を
軽減している。

出力電極は、順方向で観測する弾性表面波の周波数特性
が、フーリエ変換法による設計と良く一致し、容易に設
計できた。また、負荷インピーダンスは、１６０Ωとし
て不整合な状態で用いている。

その結果、負荷インピーダンスのばらつきに対しても有
利な装置を得た。

周波数特性を第７図に示す。損失は５．４ｄＢ。

振幅リップルは１１ｄＢ以下、群遅延リップルは３０ｄ
Ｂ以下の良好な周波数特性を得た。

なお、本発明第１〜９実施例は、全て１個のインダクタ
のみによる移相器で構成しているため、インダクタンス
値が変化しても電気的位相差の変化は小さく、装置の特
性に与える影響は非常に小さく出来る。発明者等の実験
では、±５％のインダクタンス変化に対しても、特性の
変化は見られず、従来のように可変インダクタンスを用
いなくても、固定インダクタンスで十分である。

次に、遅延線聾電圧制御発振器に本発明を適用した第１
０実施例について説明する。本装置は主にディジタル通
信の変復調に用いられ、従来のＬＣ発振回路に比べ安定
に動作し、また水晶振動子などに比べ基本波発振が可能
であるという特徴を有している。本装置では、Ｃ／１（
を向上させることが重要となり本発明の低損失化手法を
適用して改善できる。本装置では、中心周波数８６０？
ＪＨｚで損失Ａ４ｄＢを得、Ｃ／Ｎを従来に対しＡ５ｄ
Ｂ改善し、かつ１個のインダクタで構成しているため、
非常に安定した動作特性を得ることが出来た。

〔発明の効果〕

以上説明したように本発明によれば、インダクタ１個だ
けを用いた移相器により、低損失、低リップルの特性が
得られ、また、外部負荷インビーダンスの変化に対して
も余裕のある装置が得られる。更に、位相差を決める素
子が１個だけなので安定した特性が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図（ａ）　、　（ｂ）　、　（ｃ）　、　（ｄ）は
夫々本発明第１〜４実施例の模式図、第２図（ａ）　、
　（ｂ）　、　（ｏ）（ｄ）は夫々第１〜４実施例の入
力電極の等価回路図、第３図（ａ）　、　（ｂ）は第１
〜４実施例装置の周波数特性図、第４図（ａ）　、　（
ｂ）　、　（Ｑ）　、　（ｄ）は夫々本発明第５〜８実
施例の模式図、第５図（ａ）。 （ｂ）は第５〜８実施例装置の周波数特性図、第６図は
本発明第１０実施例図、第７図は第１０実施例の周波数
特性図である。 １・・・圧電性基板、２・・・入力電極、２ａ・・・送
出電極、２ｂ・・・反射電極、２ｃ・・・ミアンダ電極
、５・・・出力電極、４．５．６．７・・・移相器、１
１・・・ミアンダ電極幅。 １　圧電、セＬ憑板　４　インフ゛フフ２　Ｘｆ１電Ｌ
’し　　　５　　　　ラ３　巴力電オひ　　１１　　ξ
アシブ°電本〉や品第　　１　　図 ６　インフ゛２フ 第　１　図 ４〜フイ〉９゛７り 第　２図 庸’Ａ（ｄａ） Ａ貝失（ｄＢ） ↓〜クイシダ７り 第４１￥］ ３５．３８川員ｊＦ藺寥寺＋匁 ３６．３Ｑ■Ｌつ間特十支 第　５図 ＦｆＩ５皮牧（門Ｈｚ） ＦＩＥ床孜（Ｍｌｔ） 損失（ｄＢ）

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、圧電性基板上に入力および出力電極として複数のす
   だれ状電極を設け、これら電極の少なくとも一つが、弾
   性表面波伝搬方向に電極中心が特定距離を隔てて同一伝
   搬路上に配置され、特定周波数において前記距離に対応
   した特定の電気的位相差を有する電圧が印加される送出
   電極と反射電極の組よりなる一方向性電極または複数組
   の上記同様なすだれ状電極群よりなるグループ型一方向
   性電極である弾性表面波装置において、一方向性電極の
   送出電極と反射電極の中心間距離により定まる幾何学的
   な位相差φ＿Ｅ、及び、送出および反射電極に接続した
   移相器により生ずる電気的位相差φ＿Ｅが、次式で与え
   られることを特徴とする弾性表面波装置。 φ＿Ｍ＝ｍ＾π±φ＿Ｅ φ＿Ｅ＝２ｔａｎ＾−＾１（ωＣ／Ｇ）Ｇ≠ωＣ但しｍ
   ：整数 Ｇ：すだれ状送出および反射電極の放 射コンダクタンス Ｃ：すだれ状送出および反射電極の静 電容量 ω：角周波数 ２、前記移相器が１個のインダクタよりなり、その値Ｌ
   が次式で与えられることを特徴とする特許請求の範囲第
   １項記載の弾性表面波装置。 Ｌ＝２Ｃ／（Ｇ＾２＋ω＾２Ｃ＾２） ３、前記移相器が１個のインダクタよりなり、その値Ｌ
   が次式で与えられることを特徴とする特許請求の範囲第
   １項記載の弾性表面波装置。 Ｌ＝１／（２ω＾２Ｃ） ４、前記反射電極と直列にインダクタを接続し、この直
   列回路と並列に送出電極を接続し、上記インダクタの値
   が特許請求の範囲第２項記載の式で与えられ、かつ幾何
   学的位相差φ＿Ｍが次式で与えられることを特徴とする
   特許請求の範囲第２項記載の弾性表面波装置。 φ＿Ｍ＝（２ｎ−１）π−φ＿Ｅ但しｎは整数 ５、前記反射電極と直列にインダクタを接続し、この直
   列回路と並列に送出電極を接続し、上記インダクタの値
   Ｌが特許請求の範囲第２項記載の式で与えられ、かつ幾
   何学的位相差φ＿Ｍが次式で与えられることを特徴とす
   る特許請求の範囲第２項記載の弾性表面波装置。 φ＿Ｍ＝２ｎ＾π＋φ＿Ｅ但しｎは整数 ６、前記送出電極と直列にインダクタを接続し、この直
   列回路と並列に反射電極を接続し、上記インダクタの値
   Ｌが特許請求の範囲第２項記載の式で与えられ、かつ幾
   何学的位相差φ＿Ｍが次式で与えられることを特徴とす
   る特許請求の範囲第２項記載の弾性表面波装置。 φ＿Ｍ＝（２ｎ−１）π＋φ＿Ｅ但しｎは整数 ７、前記送出電極と直列にインダクタを接続し、この直
   列回路と並列に反射電極を接続し、上記インダクタの値
   Ｌが特許請求の範囲第２項記載の式で与えられ、かつ幾
   何学的位相差φ＿Ｍが次式で与えられることを特徴とす
   る特許請求の範囲第２項記載の弾性表面波装置。 φ＿Ｍ＝２ｎ＾π−φ＿Ｅ但しｎは整数 ８、前記反射電極と並列にインダクタを接続し、この並
   列回路と直列に送出電極を接続し、上記インダクタの値
   Ｌが特許請求の範囲第３項記載の式で与えられ、かつ幾
   何学的位相差φ＿Ｍが次式で与えられることを特徴とす
   る特許請求の範囲第３項記載の弾性表面波装置。 φ＿Ｍ＝（２ｎ−１）π−φ＿Ｅ但しｎは整数 ９、前記反射電極と並列にインダクタを接続し、この並
   列回路と直列に送出電極を接続し、上記インダクタの値
   Ｌが特許請求の範囲第３項記載の式で与えられ、かつ幾
   何学的位相差φ＿Ｍが次式で与えられることを特徴とす
   る特許請求の範囲第３項記載の弾性表面波装置。 φ＿Ｍ＝２ｎ＾π＋φ＿Ｅ但しｎは整数 １０、前記送出電極と並列にインダクタを接続し、この
   並列回路と直列に反射電極を接続し、上記インダクタの
   値Ｌが特許請求の範囲第３項記載の式で与えられ、かつ
   幾何学的位相差φ＿Ｍが次式で与えられることを特徴と
   する特許請求の範囲第３項記載の弾性表面波装置。 φ＿Ｍ＝（２ｎ−１）π＋φ＿Ｅ但しｎは整数 １１、前記送出電極と並列にインダクタを接続し、この
   並列回路と直列に反射電極を接続し、上記インダクタの
   値Ｌが特許請求の範囲第３項記載の式で与えられ、かつ
   幾何学的位相差φ＿Ｍが次式で与えられることを特徴と
   する特許請求の範囲第３項記載の弾性表面波装置。 φ＿Ｍ＝２ｎ＾π＋φ＿Ｅ但しｎは整数 １２、装置の内部インピーダンスが、装置から見た外部
   インピーダンスの複素共役となるように電気的および幾
   何学的位相差を定めたことを特徴とする特許請求の範囲
   第１項記載の弾性表面波装置。