JPS6364093B2

JPS6364093B2 -

Info

Publication number: JPS6364093B2
Application number: JP59095792A
Authority: JP
Priority date: 1983-06-30
Filing date: 1984-05-15
Publication date: 1988-12-09
Also published as: JPS6010929A; EP0130263B1; US4593161A; EP0130263A1; DE3376943D1

Description

【発明の詳細な説明】

［産業上の利用分野］本発明は電話通信の分野に関するものであり、
更に詳細に説明すれば、電話システムにおいて生
じるエコーによる干渉の除去に関する。［従来技術］大低の場合、電話による２者の会話は、１つの
両方向性２線式回線による伝送部分と、２つの単
方向性２線式回線による伝送部分とがある。多数
のハイブリツド変換器と呼ばれる装置が、２線式
回線と４線式回線の接合部に設けられているが、
その変換器には、２つの単方向性経路を互いに完
全に分離する能力がなく、従つて、インピーダン
スの不平衡によつてエコーを生じるという欠点が
ある。一般に、エコーを動的に複製するために、エコ
ーは一方の単方向性経路上に信号を分析するよう
に設計された装置を用いて抑圧され、複製された
信号と、他方の単方向経路上の未処理信号との差
を取出す。一般にエコーの伝送拒離が長くなるに
つれて、分析される信号の持続時間は長くなる。
自己適応デイジタル・フイルタは、信号を分析
し、エコーを複製するのにしばしば使われる。そ
の結果、分析される信号の持続時間が長ければ長
いほど、遅延線またはフイルタは長くなる。これ
はハードウエア作成上の結点である。更に、フイ
ルタ係数の数がフイルタの長さに比例するので、
濾波動作を適切に実行し、フイルタをその環境に
自己適応できるようにするのに大きな計算能力が
必要である。（PBXまたはCXのような）交換システムが用
いられる電話網では、ハイブリツド変換器の負荷
特性は、通話によつて異なり、かつ通話中に予期
しない変化を受けるので、フイルタは、少なくと
も理論的には、通話ごとに完全に再調整され、か
つこの動作は極めて迅速に遂行されなければなら
ない。その複雑さは再調整される係数の数によつ
て異なる。［発明が解決しようとする問題点］本発明が解決しようとする問題点は、上述のよ
うな従来技術につきものの比較的長距離の電話回
線上のエコーを消去することである。［問題点を解決するための手段］本発明の前記問題点を解決するための手段は、
エコー消去回路のデイジタル適応フイルタを下記
のステツプにより初期化することである。 (1) 一様振幅スペクトルを表わすサンプル信号列
を単方向性経路を介して送信する。 (2) 所定期間のエコー信号サンプル列を収集す
る。 (3) エコー信号サンプル列の高速フーリエ変換を
決定する。 (4) 前記変換の項を回転する。 (5) 回転された項の高速逆フーリエ変換を決定す
る。 (6) 逆変換によつて与えられた項を分類し、エコ
ー消去回路の適応フイルタの初期係数として使
われる項を選択する。［実施例］第２図は、アナログ部分およびデイジタル部分
の混成になる通信ネツトワークの実施態様を示
す。例えば、電話機Ｔ１およびＴ２の間のアナロ
グ部分は、両方向性２線式回線Ｌ２，Ｌ２，Ｌ
７，Ｌ８、単方向性２線式回線Ｌ３，Ｌ４，Ｌ
５，Ｌ６、公衆または専用電話交換網SW１，
SW２、およびハイブリツド変換器Ｈ１，Ｈ２を
含む。NTWと呼ばれるデイジタル部分は、プロ
セツサＰ１，Ｐ２と呼ばれる２つの信号処理装
置、ならびにデイジタル通信経路LLを含む。プ
ロセツサＰ１，Ｐ２は、アナログ・デイジタル
（Ａ／Ｄ）変換器（図示せず）、デイジタル・アナ
ログ（Ｄ／Ａ）変換器（図示せず）、変復調（モ
デム）装置（図示せず）、および網制御装置（図
示せず）を含む。第２図において、Ｔ１からＴ２に送られる電気
信号は、Ｌ１，SW１，Ｌ２，Ｈ１およびＬ３を
介して進み、逆に、Ｔ２からＴ１への信号はＬ
４，Ｈ１，Ｌ２，SW１およびＬ１を介して送ら
れるが、これは論理的には間違つていないが実際
には、Ｌ４を介してＴ１に送られた信号の一部分
がＬ３を介してＴ２に返送される。これがエコー
と呼ばれる干渉信号であつて、エコー消去回路に
より取除く必要がある。このようなエコーは、Ｈ
１の左にある回路のインピーダンス、すなわちＨ
１の負荷によつて変化する。この負荷は、Ｔ１〜
Ｈ１の経路が設定されて始めて定義される。前述のように、エコーに関連するネツトワーク
には、デイジタル伝送が行なわれる部分（被線で
囲まれた部分NTW）が含まれ、Ｔ１に関するサ
ービス信号と音声信号とを含むアナログ信号は、
プロセツサＰ１を介して進む。一般に、Ａ／Ｄお
よびＤ／Ａ変換ならびにモデム動作はプログラム
式マイクロプロセツサによつて実行される。モデ
ムには、例えば、両測波帯直交搬送波（DSB−
QC）変調方式を用いることがある。このモデム
は、Ａ／Ｄ変換器（図示せず）によつて供給さ
れ、各々が一定数(K)のビツトから成るビツト群に
分割された伝送ビツト列を呼出す。このビツト群
の各々は、以下、“Ｋビツト”と呼ぶ。このモデ
ムは空間の２つの直交搬送波によつて定義された
区域に関する信号Ａ（ｎ）を、各Ｋビツトに対応
させる。１つの変調搬装波の合成から生じる信号
波は通信経路LLを介して進む。Ｐ２，Ｈ２およびSW２を含む通信網の部分
は、SW１，Ｈ１およびＰ１を含む部分と同じで
ある。いま、電話機Ｔ１の加入者（S1）が電話機Ｔ
２の加入者（S2）と通話しようとしているもの
とする。加入者S1は送受器を取り上げ、Ｔ２の
局番をダイヤルする。この局番は交換網SW１に
よつて識別され、SW１は、最初にこの特定の接
続に関連したプロセツサＰ１を選択し、Ｔ１はＰ
１に接続される。この時点で、Ｈ１に関連したエ
コーを生成する要素が完全に定義される。加入者
S1が加入者S2の番号をダイヤルできることを、
加入者S1に知らせるトーン信号が先づプロセツ
サＰ１によつて生成・送信され、加入者S1は加
入者S2の番号をダイヤルする。この番号はプロ
セツサＰ１が受取り、プロセツサＰ１はその番号
を符号化してプロセツサＰ２に送信する。このプ
ロセスが終了すると、Ｐ１は、後に説明するよう
に、エコー消去動作に使用可能になる。エコー信
号消去は初期化段階を含み、この段階はエコーの
経路が確立されると直ちに開始されるが、極めて
迅速に実行し、加入者S1とS2の通話が始まる前
に完了しなければならない。Ｐ２は、Ｐ１から受取つた符号化ビツトを復号
し、加入者S2を呼出す。S2を送受器を取り上げ
ると直ちに、Ｈ２を含むエコー経路を構成する要
素が定決される。Ｔ２の送受器の取り上げ（応答
動作）によつて生じた信号は、プロセツサＰ２に
よつて検出される。この時点で、しかも実際の通
話開始前にＰ２はエコー消去装置を初期化しなけ
ればならない。Ｈ１を含むエコー経路とＨ２を含むエコー経路
とは同じ要素で構成されている。従つて、この２
つのエコー経路のどちらか一方についてのエコー
消去回路および初期化手順を次に説明する。第３図には、従来のエコー消去回路（例えば、
M.Sondhi、“An Adaptive Echo Canceller”、
Bell System Technical Journal、Vol.46、No.
３、March1967、pp497〜511の論文参照）が示
されている。この回路の機能はプロセツサＰ２に
よつて実行できる。エコー消去回路において、エ
コーの複製“ｅ”がデイジタル・フイルタで生成
され、Ａ／Ｄ変換器８から出力されたデイジタル
信号とともに加算器１０の入力に印加される。デ
イジタル・フイルタは、遅延線１２、乗算器１３
および加算器１４を含み、遅延線１２に複数の接
点が設けられ、接点の各々は乗算器１３に接続さ
れている。加算器１４からエコー複製信号“ｅ”
が供給される。Ｃ(i)計算装置１８は、加算器１０
の出力信号の変化を分析することにより、乗算器
１３の乗算係数（Ｃ(i)）を計算する。係数Ｃ(i)は
傾斜法によつて計算できる。加算器１０の出力信
号、およびＤ／Ａ変換器２０の入力信号に関する
その他の処理は、モデムによつて実行された処理
動作のように、プロセスと表示されたブロツクで
処理される。このような、動作は、本発明の部分
を構成するものではないので、その詳細な説明は
省略する。遅延線１２の長さは、原則としてエコーがプロ
セツサＰ２に戻る、すなわちＤ／Ａ変換器２０か
らＨ２を介してＡ／Ｄ変換器８に進むのに必要な
時間に比例するはずである。次に、この時間が、
Ｐ２とＨ２の間の約1600Kmの距離に相当する16ｍ
ｓよりも常に少ないもと仮定する。しかし、変換
器８および２０で処理されたデイジタル信号は、
１／Ｔ＝8KHz−電話回線で使用される周波数帯
の信号のナイキスト周波数−の速度でサンプリン
グされる。従つて、16ｍｓの信号は128のサンプルを与え
る。それ故に、遅延線１２には約128の接点があ
るはずであるから、128の係数Ｃ(i)が初期化され、
システム動作中に動的に調整されなければならな
いが、そのために必要な計算能力を得るのは極め
て困難である。本発明はこのような困難を克服しようとするも
のである。回線Ｌ８に接続された電話機Ｔ２の応
答状態を検出すると、プロセツサＰ２は、一様振
幅スペクトルを表わす初期化数列を生成し、Ｄ／
Ａ変換器２０に接続された単方向性回線を介して
送信する。このような数列は、米国特許第
4089061号に説明されている。初期化数列の特性が与えられると、サンプルを
ｘ（ｎ）と表示するならば、Ｘ(k)＝_N-1 〓ⁿ⁼⁰ ｘ（ｎ）・e^-j2〓^kn/N によつて定義された数列｛ｘ（ｎ）｝のフーリエ変
換は次の数列を生じる：｛Ｘ(k)｝＝Ａ・e^j〓^k ＝｛Re（Ｘ(k)）＋jIm（Ｘ(k)）｝ (1) ただし、Ａ＝定数ｅ＝自然対数の底ｊ＝１ Φ_k＝Ｘ(k)の位相 Re（Ｘ(k)）およびIm（Ｘ(k)）はそれぞれ、Ｘ(k)
の実数部および虚数部を表わす。ｈ（ｎ）をエコー経路のインパルス応答とし、
ｎ＜０またはｎ＞Ｎ−１の場合、ｈ（ｎ）＝０と
し、Ｎは所定の整数であるものと仮定する。ま
た、｛ｚ（ｎ）｝は、｛ｘ（ｎ）｝の伝送結果として
Ａ／Ｄ変換器８の出力に生じたエコー信号サンプ
ルの数列であるものとすれば、次式が成り立つ。ｚ（ｎ）＝ｘ（ｎ）ｈ（ｎ） (2) ただし、はたたみこみ演算を示す。そつて、Ｚ(k)＝Ｘ(k)・Ｈ(k) (3) ただし、Ｚ(k)、Ｘ(k)およびＨ(k)はそれぞれ、離
散フーリエ変換（DFT）であり、実際には、そ
れぞれ、ｚ（ｎ）、ｘ（ｎ）およびｈ（ｎ）の高速フ
ーリエ変換（FFT）の形で計算される。よつて、Ｈ(k)＝（１／Ａ）Ｚ(k)・e^-j〓^k (4) h1(k)＋jh2(k)＝（１／Ａ）［z1(k)＋jz2(k)］・［
cosΦk−ｊ sinΦk］(5) ただし、z1およびz2はＺ(k)の成分、h1および
h2はＨ(k)の成分を表わす。従つて、 h1(k)＝（１／Ａ）［z1(k)・cosΦk＋z2(k)・sinΦ
k］(6) h2(k)＝（１／Ａ）［z2(k)・cosΦk−z1(k)・sinΦ
k］(7) このように、周波数領域においてＺ(k)の成分を
（−ΦK）だけ回転することにより、Ｈ(k)の成分
を得ることができる。そして、時間領域における
所望のインパルス応答は逆フーリエ変換によつて
得られる。前記インパルス応答のサンプルｈ（ｎ）
は、フイルタ係数に割当てられた値を表わす。ｈ（ｎ）は次式で表わされる。ｈ（ｎ）＝（１／Ｎ）_N-1 〓^k=0 Ｈ(k)・e^j2〓^kn/N (8) ただし、Ｈ(k)＝h1(k)＋jh2(k) (9) 周知のように、多数の複素数値ｘ（ｎ）の数列
は、これらの数列の周波数スペクトルがほぼ一定
の振幅（一様振幅）であるので、前述の要求に適
合する。第１表は、振幅Ａ＝1024に正規化された
数列の例である（表は左から右、上部から下部に
読む）。

【表】

【表】Ｔ２の応答状態が検出されると、プロセツサＰ
２は、Ｄ／Ａ変換器２０、従つて、単方向性“送
信”回線Ｌ５に、初期化数列の実数部（CR）と
それに続く虚数部（CI）を送信する。これらの
成分はすべてＰ２のメモリ（図示せず）にあらか
じめ記憶されている。そして、Ｐ２は単方向性
“受信”回線Ｌ６上のエコー信号を収集・分析す
る。こうして、Ａ／Ｄ変換器８の出力に生じたサ
ンプルは分析される。後に説明するように、信頼
性を高めるために、幾つかの数列が繰返し送信さ
れる。第４図には、初期化数列の送信（XON）およ
びその受信（RON）に関するタイミング図が示
されている。時刻t0において、プロセツサＰ２
は、最初に、16ｍｓの信号期間を表わす128のサ
ンプル（第１表参照）から成る（“実数列”と呼
ばれる）実数部の数列CR1を送信する。続いて、
（CR2と表示された）同じ数列が再送信され、次
いで、最初の数列の一部分−この部分はCR3と表
示され、実数部の数列（CR）の最初の64個の値
を含む−が再送信される。このプロセスは、128
のサンプルから成る（“虚数列”と呼ばれる）虚
数部の数列CI1の送信の場合も繰返され、１回半
の再送信（CI2、CI3）が行なわれる。従つて、
完全な初期化数列の期間は20ｍｓの数倍となり、
音声信号を20ｍｓのセグメントの形式でデイジタ
ル的に処理するシステムにおいて本発明を簡単に
実施することができる。受信端（RON）において、プロセツサＰ２だ
けが、時刻t1＝t0＋16ｍｓにおいて、Ａ／Ｄ変換
器８の入力で受取つた信号のサンプルを取込み始
める。従つて、エコーが約1600Kmの距離を進むも
のと仮定すると、信号の伝播時間τは、τ＜16ｍ
ｓであり、かつ初期化数列がプロセツサＰ２から
送出される時刻と、エコーがＰ２の入力に達する
時刻の間、更に正確にいえば、Ｄ／Ａ変換器２０
の入力と、Ａ／Ｄ変換器８の出力の間の値であ
る。その結果、Ａ／Ｄ変換器８の出力の読取り
は、数列CR1を表わすサンプル・ブロツクの受取
りが開始されてから開始される。このブロツクは
繰返されるので、受取つた実数部の値z1（ｎ）の
ブロツクを得るには、Ｎ＝128の連続サンプルを
保持するだけでよい。これらの128個のサンプル
は、プロセツサＰ２による実際のエコー受信の開
始と、その検出の開始の間の遅延Δτに相当する
位相シフトによる円順列の対象となる、実数部数
列CRの項のブロツクに対応する。数列Z1（ｎ）
における128個のサンプルは、プロセツサＰ２に
よりメモリMEM（第４図に図示せず）に記憶さ
れる。そして、プロセツサＰ２は、24ｍｓのエコ
ーを分析するのを中止し、位相外れの虚数部数列
CIの項から成る数列z2（ｎ）に相当する128個の
サンプルを取込む。n1（ｎ）とz2（ｎ）の間は中
断されるから、位相シフト、従つて、実部および
虚部の数列の等しいランク（ｎ）の項の円順列は
同じであるので、１組の値z1（ｎ）＋jz2（ｎ）＝ｚ
（ｎ）を形成し、前述のように使用することがで
きる。これらの値はプロセツサＰ２で使用され、
エコー消去回路のフイルタ係数の初期値を計算す
る。第１図には、エコー消去回路のフイルタ係数Ｃ
(k)の初期値を決定するためプロセツサＰ２で実行
される動作が示されている。数列｛ｚ（ｎ）｝の高
速フーリエ変換（FFT）が最初に計算され、下
次のような複素数項すなわちベクトルＺ(k)が与え
られる。Ｚ(k)＝_N-1 〓ⁿ⁼⁰ ｚ（ｎ）・e^-j2〓ⁿ

Claims

【特許請求の範囲】１エコー経路を有する混成型電話設備において
生じるエコーと呼ばれる雑音信号の消去回路にお
けるデイジタル・フイルタを初期化する方法であ
つて、平坦なスペクトルと呼ばれる一様振幅スペクト
ルを現わす信号のサンプルの数列をエコー経路を
介して送信し、エコー信号のサンプルの数列を収集し、エコー信号のサンプルの数列の高速フーリエ変
換の項を計算し、高速フーリエ変換の項の数列におけるそれぞれ
のランクによつてあらかじめ決められた位相角だ
け前記高速フーリエ変換の項を回転し、前記回転によつて得られた項の逆高速フーリエ
変換の項を計算し、前記逆変換によつて与えられた項を分類し、前
記逆変換の最大振幅項の位置を決定するとともに
その振幅を測定し、前記最大振幅項の両側に位置する、前記逆変換
の所定数の項を選択・測定し、前記分類ステツプおよび前記所定数の項を選
択・測定するステツプによつて与えられた情報を
用いて前記エコー消去回路における前記デイジタ
ル・フイルタを初期化する、ステツプを含むことを特徴とするデイジタル・
フイルタ初期化方法。