JPS6359718A - Electronic fuse circuit - Google Patents
Electronic fuse circuitInfo
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- 230000002159 abnormal effect Effects 0.000 claims description 11
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 11
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 claims description 7
- 230000001960 triggered effect Effects 0.000 description 6
- 230000005856 abnormality Effects 0.000 description 4
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 4
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 4
- 239000000725 suspension Substances 0.000 description 3
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 2
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 2
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 2
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000020169 heat generation Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。(57) [Abstract] This bulletin contains application data before electronic filing, so abstract data is not recorded.
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は電源回路に関し、特に負荷異常に対して、ヒユ
ーズ、ブレーカ等を用いずに電子回路により電力供給手
段を保護する電子ヒユーズ回路に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Field of Industrial Application] The present invention relates to a power supply circuit, and more particularly to an electronic fuse circuit that protects power supply means against load abnormalities by an electronic circuit without using fuses, breakers, or the like.
従来、この種の電子ヒユーズ回路は、電流制御手段と、
これと並列に接続され、異常電流を検出したときに電流
制御手段による電流供給を停止させる正特性サーミスタ
によって電流を抑制し、負荷異常に対し、電力供給手段
を保護していた。Conventionally, this type of electronic fuse circuit has a current control means,
A positive characteristic thermistor connected in parallel with this, which stops the current supply by the current control means when an abnormal current is detected, suppresses the current and protects the power supply means against load abnormalities.
上述した従来の電子ヒユーズ回路は、負荷異常による異
常電流が一旦検出されると、正特性サーミスタが発熱し
高抵抗状態を維持し続けることにより異常電流を抑制す
るが、負荷が正常に復旧しても、負荷への電流供給によ
る正特性サーミスタの発熱による高抵抗状態が続くので
、回路が自動的に復旧しないという欠点がある。In the conventional electronic fuse circuit described above, once an abnormal current due to a load abnormality is detected, the positive characteristic thermistor generates heat and continues to maintain a high resistance state to suppress the abnormal current, but the abnormal current is suppressed until the load returns to normal. However, since the high resistance state continues due to the heat generation of the PTC thermistor due to the current supply to the load, there is a drawback that the circuit does not automatically recover.
本発明の電子ヒユーズ回路は、
負荷への電流を供給／遮断する電流制御手段と、
該電流制御手段の出力電圧の異常低下を検出し、異常電
圧検出信号を出力する出力電圧検出回路と、
該異常電圧検出信号を入力すると、前記電流制御手段に
対し、予め定められた第１の時間、負荷への電流供給を
行なわせる信号を出力し、次に予め定められた第２の時
間、負荷への電流供給を停止させる信号を出力する動作
を前記電流制御手段の出力電圧が正常になるまで繰り返
す制御信号発生回路を有する。The electronic fuse circuit of the present invention includes: a current control means that supplies/cuts off current to a load; an output voltage detection circuit that detects an abnormal drop in the output voltage of the current control means and outputs an abnormal voltage detection signal; When an abnormal voltage detection signal is input, it outputs a signal to the current control means to supply current to the load for a predetermined first time, and then for a predetermined second time to supply current to the load. The control signal generating circuit has a control signal generating circuit that repeats an operation of outputting a signal for stopping the current supply until the output voltage of the current control means becomes normal.
次に、本発明の実施例について図面を参照して説明する
。Next, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
第１図は本発明の電子ヒユーズ回路の一実施例の回路図
、第２図はその動作を示すタイムチャートである。FIG. 1 is a circuit diagram of an embodiment of the electronic fuse circuit of the present invention, and FIG. 2 is a time chart showing its operation.
本実施例の電子ヒユーズ回路ＩＯは定電圧源２１ととも
に電力供給手段２０内に設けられ、スイッチ３０を介し
て、平滑コンデンサ４１と負荷抵抗４２からなる負荷４
０への電流を供給／遮断するもので、電流制御トランジ
スタ１００と出力電圧検出回路２００と制御信号発生回
路３００からなる。The electronic fuse circuit IO of this embodiment is provided in the power supply means 20 together with a constant voltage source 21, and is connected to a load 4 consisting of a smoothing capacitor 41 and a load resistor 42 via a switch 30.
It supplies/cuts off current to 0, and consists of a current control transistor 100, an output voltage detection circuit 200, and a control signal generation circuit 300.
電流制御トランジスタ＋００は、ベースが制御信号発生
回路３００の出力に、エミッタが定電圧電源２１に、コ
レクタがスイッチ３０と出力電圧検出回路２００にそれ
ぞれ接続され、制御信号発生回路３００の出力に従い、
負荷４０に対する電流の供給／遮断を行なう。出力電圧
検出回路２００は、基準電圧源２０２（基準電圧Ｖ ｃ
ｕｔ）と、正入力側には基準電圧源２０２が、負入力側
には電流制御トランジスタ１００のコレクタが接続され
、トランジスタ１００の出力電圧■０が正常な値の時、
つまり基準電圧Ｖ ｃｕｔより大きいときは“０”、出
力電圧■０が過大電流により電流制御トランジスタ１０
０を破損するおそれのある基準電圧Ｖ ｃｕｔ以下まで
低下した時に“１”の信号Ｓ、を制御信号発生回路３０
０に出力するコンパレータ２０１からなる。制御信号発
生回路３００は、単安定マルチバイブレータ３０１．３
０２、アンド回路３０３、ナンド回路３０４、トランジ
スタ３０７、”／！ナナ−イオード３０６、抵抗３０５
．３０８カら構成されている。アンド回路３０３は出力
電圧検出回路２００の出力であるコンパレータ２０１の
出力Ｓ１と単安定マルチバイブレータ３０２のＱｓ出力
Ｓ５の論理積をとり、信号ＳＺを出力する。単安定マル
チバイブレータ３０１はアンド回路３０３の出力Ｓ２の
立ち上りによってトリガされ、突入電流を想定した過電
流供給時間として予め定められた一定時間ＴＯＮだけ“
０”の出力Ｓ３ （アクティブロウのパルスＰＯＮ）を
Ｑ＾比出力ら出力する。単安定マルチバイブレータ３０
２は単安定マルチバイブレータ３０１の工出力Ｓ３の立
ち上りによってトリガされ、過電流供給後の過電流供給
休止時間として予め定められた一定時間ＴＯＦＦだけア
クティブハイのパルスＰＯＦＦおよびアクティブロウの
パルスＰＯＦＦを出力する。ナンド回路３０４はコンパ
レータ２０１の出力Ｓｌと単安定マルチバイブレータ３
０２のＱＢ比出力、の論理積をとり、反転信号Ｓ６を出
力する。トランジスタ３０７は、ベースが抵抗３０５を
介してナンド回路３０４に接続され、エミッタが接地さ
れ、コレクタか抵抗３０８を介して電流制御トランジス
タ１００のベースに接続されている。ツェナーダイオー
ド３０６はアノードがトランジスタ３０７のエミッタと
接地に接続され、カソードがナンド回路３０４の出力に
接続されている。The current control transistor +00 has a base connected to the output of the control signal generation circuit 300, an emitter connected to the constant voltage power supply 21, and a collector connected to the switch 30 and the output voltage detection circuit 200, and according to the output of the control signal generation circuit 300,
Supply/cut off current to the load 40. The output voltage detection circuit 200 has a reference voltage source 202 (reference voltage V c
ut), the reference voltage source 202 is connected to the positive input side, and the collector of the current control transistor 100 is connected to the negative input side, and when the output voltage (■0) of the transistor 100 is a normal value,
In other words, when it is larger than the reference voltage V cut, it is "0", and the output voltage ■0 is due to an excessive current and the current control transistor 10
The control signal generation circuit 30 generates a signal S of "1" when the voltage drops below the reference voltage V cut which may damage the signal S.
It consists of a comparator 201 that outputs 0. The control signal generation circuit 300 is a monostable multivibrator 301.3.
02, AND circuit 303, NAND circuit 304, transistor 307, "/! Nana-diode 306, resistor 305
．． It consists of 308 pieces. The AND circuit 303 performs a logical product of the output S1 of the comparator 201, which is the output of the output voltage detection circuit 200, and the Qs output S5 of the monostable multivibrator 302, and outputs a signal SZ. The monostable multivibrator 301 is triggered by the rise of the output S2 of the AND circuit 303, and continues for a predetermined period of time TON, which is the overcurrent supply time assuming an inrush current.
0" output S3 (active low pulse PON) is output from the Q^ ratio output. Monostable multivibrator 30
2 is triggered by the rise of the output S3 of the monostable multivibrator 301, and outputs an active high pulse POFF and an active low pulse POFF for a predetermined fixed time TOFF as the overcurrent supply suspension time after overcurrent supply. . A NAND circuit 304 connects the output Sl of the comparator 201 and the monostable multivibrator 3.
02, and outputs an inverted signal S6. The transistor 307 has a base connected to the NAND circuit 304 via a resistor 305, an emitter grounded, and a collector connected to the base of the current control transistor 100 via a resistor 308. The Zener diode 306 has an anode connected to the emitter of the transistor 307 and ground, and a cathode connected to the output of the NAND circuit 304.
次に、本実施例の動作を第２図のタイムチャートにより
説明する。Next, the operation of this embodiment will be explained with reference to the time chart shown in FIG.
出力電圧Ｖｏが正常値（基準電圧Ｖｃｕｔ以上）を保っ
ているとき、コンパレータ２０１の出力Ｓ１も“０”を
保ち続け、単安定マルチバイブレータ３０１および３０
２はトリガされないので、単安定マルチバイブレータ３
０２のＱＢ出力Ｓ４は“０”の初期状態を保ち、ナンド
回路３０４の出力Ｓ６は“１”の状態を保つ。これによ
りトランジスタ３０７はオン状態、したがって電流制御
トランジスタ１００もオン状態に駆動される。なお、ト
ランジスタ３０７と電流制御トランジスタｌＯＯのオン
状態時の動作条件は抵抗３０５．３０８およびツェナー
ダイオード３０６によって定められる。When the output voltage Vo maintains a normal value (above the reference voltage Vcut), the output S1 of the comparator 201 also continues to maintain "0", and the monostable multivibrators 301 and 30
2 is not triggered, so monostable multivibrator 3
The QB output S4 of 02 maintains the initial state of "0", and the output S6 of the NAND circuit 304 maintains the state of "1". As a result, the transistor 307 is driven to the on state, and therefore the current control transistor 100 is also driven to the on state. Note that the operating conditions when the transistor 307 and the current control transistor lOO are in the on state are determined by the resistor 305, 308 and the Zener diode 306.
今、時刻ｔ０にスイッチ３０が閉じられて負荷４０に電
流供給が開始されると、平滑コンデンサ４１に充電電流
が流ね始めるときに生じる突入電流により電流制御トラ
ンジスタ１００の出力電圧Ｖｏが電圧降下を起す。そし
て、時刻１．に出力電圧■○が基準電圧Ｖ ｃｕｔ以下
に低下すると、コンパレータ２０１の出力Ｓ１は°“０
”から“１”へ変化する。このとき単安定マルチバイブ
レータ３０２のＱＢｎ出力、は初期状態の“１”である
ため、アンド回路３０３の出力Ｓ２は“０”から“１”
へ変化する。この信号Ｓ２の立ち上りにより単安定マル
チバイブレータ３０１がトリガされ、単安定マルチバイ
ブレータ３０１の−む出力Ｓ３は一定時間ＴＯＮだけ“
０”を出力し続け、再び“１”に戻るというアクティブ
ロウのパルスＰＯＮを発生する。このコンパレータ２０
１の出力Ｓ１が“１”になった時刻ｔ１より時間Ｔｏｓ
の間、電流制御トランジスタ】００はオン状態となる。Now, when the switch 30 is closed at time t0 and current supply starts to the load 40, the output voltage Vo of the current control transistor 100 decreases due to the inrush current generated when the charging current starts flowing to the smoothing capacitor 41. cause. Then, time 1. When the output voltage ■○ decreases below the reference voltage V cut, the output S1 of the comparator 201 becomes °“0.
” to “1”. At this time, the QBn output of the monostable multivibrator 302 is in the initial state of “1”, so the output S2 of the AND circuit 303 changes from “0” to “1”.
Changes to The rising edge of this signal S2 triggers the monostable multivibrator 301, and the output S3 of the monostable multivibrator 301 remains constant for a certain period of time TON.
The comparator 20 generates an active low pulse PON that continues to output "0" and returns to "1" again.
Time Tos from time t1 when the output S1 of 1 becomes “1”
During this period, the current control transistor 00 is in the on state.
しかし、時間ＴＯＮは突入電流の発生時間よりも長く設
定されており、時間７０８以内に出力電圧Ｖｏは正常値
に復旧するため、コンパレータ２０１の出力Ｓ２は時刻
Ｌ２に０”に戻る。単安定マルチバイブレータ３０２は
パルスＰｏｓの立ち上りによってトリガされ、 Ｑｎ出
力からは一定時間ＴＯＦＦだけアクティブハイのパルス
Ｐｏｐｐを発生し、 Ｑｎ出力からはアクティブロウの
パルスＰｏｐＦが発生ずる。このため、ナンド回路３０
４の出力Ｓ６は過電流が検出された時刻ｔ、よりＡ電流
供給時間ＴＯＮの間は“１”を出力し続け、トランジス
タ３０７と電流制御トランジスタ１００はオン状態を保
つ。なお、過電流供給休止時間Ｔｏｐｐは過電流供給時
間Ｔｏｓの過電流供給を何回も繰り返すパルス電力印加
という形で行なうときの電流供給休止時間として、電流
制御トランジスタ１００の安全動作を保証するように設
定されている。このように突入電流の供給後も電流制御
トランジスタ１００がオン状態を維持し、平滑コンデン
サ４１へ充電電流の供給が行なわわ、さらに負荷４０へ
の電流供給が続行される。However, the time TON is set longer than the inrush current generation time, and the output voltage Vo recovers to its normal value within time 708, so the output S2 of the comparator 201 returns to 0'' at time L2. The vibrator 302 is triggered by the rising edge of the pulse Pos, generates an active high pulse Popp from the Qn output for a certain period of time TOFF, and generates an active low pulse PopF from the Qn output.
The output S6 of the transistor 4 continues to output "1" for the A current supply time TON from the time t when the overcurrent is detected, and the transistor 307 and the current control transistor 100 remain on. Note that the overcurrent supply suspension time Topp is a current supply suspension time when the overcurrent supply of the overcurrent supply time Tos is repeatedly applied in the form of pulsed power application, and is designed to ensure safe operation of the current control transistor 100. It is set. In this way, even after the inrush current is supplied, the current control transistor 100 remains in the on state, and the charging current is supplied to the smoothing capacitor 41, and the current supply to the load 40 is continued.
次に、時刻ｔ３に負荷抵抗４２の短絡等により過電流が
発生したとき、同様にして出力電圧■０か基準電圧Ｖｃ
ｕｔ以下になる異常電圧降下が検出される。このとき、
前述の時刻１．の場合と同様に時間ＴＯＮだけ電流制御
トランジスタ１００はオン状態を維持するが、出力電圧
■０が、基準電圧Ｖ ｃｕｔ以下のままであるため、コ
ンパレータ２０１の出力Ｓ。Next, when an overcurrent occurs due to a short circuit in the load resistor 42 at time t3, the output voltage ■0 or the reference voltage Vc is determined in the same way.
An abnormal voltage drop below ut is detected. At this time,
The aforementioned time 1. As in case 2, the current control transistor 100 remains on for a period of time TON, but since the output voltage 0 remains below the reference voltage V cut, the output S of the comparator 201.
は“Ｉ”のままとなる。このため、パルスＰｏ５Ｏ後縁
で単安定マルチバイブレータ３０２がトリガされ、パル
スＰｏｐｐの後縁でマルチバイブレータ３０１がトリガ
され、単安定マルチバイブレータ３０１と３０２は発振
状態となる。したがって、ナンド回路３０４の出力Ｓ６
は、過電流検出時、時間ＴＯＮの間“１”を出力した後
、時間ＴＯＦＦの間“０”を出力し、次に時間ＴＯＨの
間レベル“１”を出力することを繰り返す。電流制御ト
ランジスタ１００は、このナンド回路３０４の出力Ｓ６
の“１”と“０”の繰り返しに従い過電流の供給を断続
するが、この過電流供給の断続は、前述の通り、電流制
御トランジスタ１００の安全動作条件を満足しており、
結果的に過電流に対する電流制御トランジスタ１００の
保護がなされることになる。remains "I". Therefore, the monostable multivibrator 302 is triggered at the trailing edge of the pulse Po5O, the multivibrator 301 is triggered at the trailing edge of the pulse Popp, and the monostable multivibrators 301 and 302 enter an oscillation state. Therefore, the output S6 of the NAND circuit 304
When an overcurrent is detected, the circuit repeats the process of outputting "1" for a time TON, then "0" for a time TOFF, and then outputting a level "1" for a time TOH. The current control transistor 100 receives the output S6 of this NAND circuit 304.
The supply of overcurrent is interrupted in accordance with the repetition of "1" and "0", but as described above, this intermittent supply of overcurrent satisfies the safe operating conditions of the current control transistor 100,
As a result, current control transistor 100 is protected against overcurrent.
そして、時刻ｔ４に負荷抵抗４２が正常に復旧すると、
負荷抵抗４２の正常、復旧直後の電流制御トランジスタ
１００のオン状態時に出力電圧■０は基準電圧Ｖ ｃｕ
ｔ以上にもどる。この出力電圧ＶＯの正常復旧をコンパ
レータ２０１が検出し、ナンド回路３０４の入力Ｓ４と
アンド回路３０３の入力Ｓ１はともに°°０”となる。Then, when the load resistance 42 is restored to normal at time t4,
When the load resistor 42 is normal and the current control transistor 100 is in the on state immediately after recovery, the output voltage ■0 is the reference voltage V cu
Go back to more than t. The comparator 201 detects the normal recovery of the output voltage VO, and the input S4 of the NAND circuit 304 and the input S1 of the AND circuit 303 both become 0.0''.
この結果、ナンド回路３０４の出力Ｓ６は“１”となり
、電流制御トランジスタ１００はオン状態を維持するよ
うになる。一方、アンド回路３０３の出力Ｓ２は“０”
のままとなり、単安定マルチバイブレータ３０２による
再トリガが行なわれず、単安定マルチバイブレータ３０
１．３０２の発振が停止し、電子ヒユーズ回路１０は自
動復旧する。なお、負荷抵抗４２が電流制御トランジス
タ１００のオフ状態時に正常に復旧した場合も同様であ
る。As a result, the output S6 of the NAND circuit 304 becomes "1", and the current control transistor 100 maintains the on state. On the other hand, the output S2 of the AND circuit 303 is “0”
As a result, the monostable multivibrator 302 is not retriggered, and the monostable multivibrator 30
The oscillation of 1.302 stops and the electronic fuse circuit 10 automatically recovers. Note that the same applies when the load resistor 42 is restored to normal when the current control transistor 100 is in the off state.
以上説明したように本発明は、過電流検出時に突入電流
を供給し、その後も過電流が検出されつづけた場合、電
力供給手段の安全動作を保証するパルス印加条件を満足
する周期にて、過電流か検出されなくなるまで電流供給
を断続することにより、小容量の電流制御手段で安価、
かつ小型に負荷への突入電流の供給と負荷異常に対する
電力供給手段の保護と負荷の正常復旧を検知し、自動的
に正常な電力供給状態に復帰させるといった効果がある
。As explained above, the present invention supplies an inrush current when an overcurrent is detected, and if the overcurrent continues to be detected after that, the inrush current is supplied at a cycle that satisfies the pulse application conditions that guarantee safe operation of the power supply means. By intermittent current supply until no current is detected, low-cost, small-capacity current control means can be used.
In addition, it has the effect of supplying inrush current to the load in a small size, protecting the power supply means against load abnormalities, detecting normal restoration of the load, and automatically returning to the normal power supply state.
第１図は本発明の電子ヒユーズ回路の一実施例の回路図
、第２図は本実施例の動作例を示すタイムチャートであ
る。
１０・・・電子ヒユーズ回路、２０・・・電力供給手段
、２１・・・定電圧源、 ３０・・・スイッチ、
４０・・・負荷、 ４１・・・平滑コンデン
サ、４２・・・負荷抵抗、
１００・・・電流制御トランジスタ、
２００・・・出力電圧検出回路、
２０１・・・コンパレータ、
２０２・・・基準電圧源、
３００・・・制御信号発生回路、
３０１．３０２・・・単安定マルチバイブレータ、３０
３・・・アンド回路、
３０４・・・ナンド回路、
３０７・・・トランジスタ、
３０５．３０８・・・抵抗、
３０６・・・ツェナーダイオード。
Ｓ、・・・コンパレータ２０１の出力、Ｓ２・・・アン
ド回路３０３の出力、
Ｓ３・・・単安定マルチバイブレータ３０１のＱ＾比出
力Ｓ４・・・単安定マルチバイブレータ３０２のＱ＋＋
出力、Ｓ５・・・単安定マルチバイブレータ３０２のＱ
ｎ出力、Ｓ６・・・ナンド回路３０４の出力。FIG. 1 is a circuit diagram of an embodiment of the electronic fuse circuit of the present invention, and FIG. 2 is a time chart showing an example of the operation of this embodiment. DESCRIPTION OF SYMBOLS 10... Electronic fuse circuit, 20... Power supply means, 21... Constant voltage source, 30... Switch,
40... Load, 41... Smoothing capacitor, 42... Load resistor, 100... Current control transistor, 200... Output voltage detection circuit, 201... Comparator, 202... Reference voltage source , 300... Control signal generation circuit, 301.302... Monostable multivibrator, 30
3...AND circuit, 304...NAND circuit, 307...Transistor, 305.308...Resistor, 306...Zener diode. S... Output of comparator 201, S2... Output of AND circuit 303, S3... Q^ ratio output of monostable multivibrator 301 S4... Q++ of monostable multivibrator 302
Output, S5...Q of monostable multivibrator 302
n output, S6... Output of the NAND circuit 304.
Claims (1)
圧検出信号を出力する出力電圧検出回路と、 該異常電圧検出信号を入力すると、前記電流制御手段に
対し、予め定められた第１の時間、負荷への電流供給を
行なわせる信号を出力し、次に予め定められた第２の時
間、負荷への電流供給を停止させる信号を出力する動作
を前記電流制御手段の出力電圧が正常になるまで繰り返
す制御信号発生回路を有する電子ヒューズ回路。[Scope of Claims] Current control means for supplying/cutting off current to a load; an output voltage detection circuit for detecting an abnormal drop in the output voltage of the current control means and outputting an abnormal voltage detection signal; and the abnormal voltage. When the detection signal is input, the current control means outputs a signal that causes the current to be supplied to the load for a predetermined first time, and then for a predetermined second time, it outputs a signal that causes the current to be supplied to the load. An electronic fuse circuit comprising a control signal generation circuit that repeats an operation of outputting a signal to stop supply until the output voltage of the current control means becomes normal.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61202240A JPS6359718A (en) | 1986-08-27 | 1986-08-27 | Electronic fuse circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61202240A JPS6359718A (en) | 1986-08-27 | 1986-08-27 | Electronic fuse circuit |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6359718A true JPS6359718A (en) | 1988-03-15 |
Family
ID=16454273
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61202240A Pending JPS6359718A (en) | 1986-08-27 | 1986-08-27 | Electronic fuse circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6359718A (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01171019U (en) * | 1988-05-20 | 1989-12-04 | ||
| JP2011217498A (en) * | 2010-03-31 | 2011-10-27 | Ntt Facilities Inc | Semiconductor breaker and dc power supply system |
-
1986
- 1986-08-27 JP JP61202240A patent/JPS6359718A/en active Pending
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01171019U (en) * | 1988-05-20 | 1989-12-04 | ||
| JP2011217498A (en) * | 2010-03-31 | 2011-10-27 | Ntt Facilities Inc | Semiconductor breaker and dc power supply system |
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