JP2001161068A - Dc-dc converter with feeding power limiting function - Google Patents
Dc-dc converter with feeding power limiting functionInfo
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Abstract
Description
【0001】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、DC−DCコンバ
ータの保護装置に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a protection device for a DC-DC converter.
【0002】[0002]
【従来の技術】DC−DCコンバータは、直流入力電源
から流れる電流をスイッチングトランジスタでON/O
FF(スイッチング)して、それをコイルとコンデンサ
で平滑して異なる直流電圧に変換するものである。 [図4の説明]図4に、従来のDC−DCコンバータの
構成図を示す。図4において、DC−DCコンバータ
は、直流電源入力端子11、三角波発生部15、PWM
コンパレータ20、誤差増幅器19、基準電圧発生部1
6、出力電圧変換部17、スイッチングトランジスタ2
1、平滑用コイル22、平滑用コンデンサ23、整流ダ
イオード24、パルス幅制限電圧設定部25、参照電圧
設定部18、出力端子13、過電流検知部30より構成
されている。2. Description of the Related Art A DC-DC converter uses a switching transistor to turn on / off a current flowing from a DC input power supply.
It performs FF (switching), smoothes it with a coil and a capacitor, and converts it into a different DC voltage. [Explanation of FIG. 4] FIG. 4 shows a configuration diagram of a conventional DC-DC converter. In FIG. 4, a DC-DC converter includes a DC power supply input terminal 11, a triangular wave generator 15, a PWM
Comparator 20, error amplifier 19, reference voltage generator 1
6, output voltage converter 17, switching transistor 2
1, a smoothing coil 22, a smoothing capacitor 23, a rectifier diode 24, a pulse width limited voltage setting unit 25, a reference voltage setting unit 18, an output terminal 13, and an overcurrent detection unit 30.
【0003】次に、図4における従来のDC−DCコン
バータの動作について説明する。直流電源入力端子11
へ直流電源を入力する。直流電源は、例えば充電式の電
池であり、例えば、完全充電状態である+17Vから放
電が進んだ状態である+10Vまで変化する。直流電源
の電源電圧を+Bとして表す。三角波発生部15では、
一定の周期の三角波を発生させる。この三角波出力電圧
は、PWMコンパレータ20の正入力端子に入力され
る。なお、この三角波発生部15でDC−DCコンバー
タのスイッチングパルスの周期が定まる。出力電圧変換
部17は、抵抗R1及びR2より構成され、平滑用コン
デンサ23のホット側の端子(グラウンドに接地されて
いない端子)に発生するDC−DCコンバータの出力電
圧Voutを入力して、抵抗R1及びR2により分割し、出
力電圧R2×Vout/(R1+R2)を出力する。出力
電圧変換部17の出力電圧は、誤差増幅器19に入力さ
れる。Next, the operation of the conventional DC-DC converter shown in FIG. 4 will be described. DC power input terminal 11
To the DC power supply. The DC power supply is, for example, a rechargeable battery, and changes, for example, from +17 V in a fully charged state to +10 V in a state of advanced discharge. The power supply voltage of the DC power supply is represented as + B. In the triangular wave generator 15,
Generates a triangular wave with a fixed period. This triangular wave output voltage is input to the positive input terminal of the PWM comparator 20. The cycle of the switching pulse of the DC-DC converter is determined by the triangular wave generator 15. The output voltage converter 17 is composed of resistors R1 and R2. The output voltage converter 17 receives the output voltage Vout of the DC-DC converter generated at the hot side terminal (terminal not grounded) of the smoothing capacitor 23, and The output voltage is divided by R1 and R2, and an output voltage R2 × Vout / (R1 + R2) is output. The output voltage of the output voltage converter 17 is input to the error amplifier 19.
【0004】安定状態において、出力電圧変換部17の
出力電圧R2×Vout/(R1+R2)が参照電圧設定
部18の出力電圧Vrefとほぼ一致するようにR1及び
R2の値が決められている。即ち、DC−DCコンバー
タの出力電圧Voutは、おおよそ(R1+R2)×Vref
/R2となる。参照電圧設定部18は、基準電圧設定部
16が出力する基準電圧を入力し、2つの抵抗により抵
抗分割された出力電圧Vrefを出力する。出力電圧Vref
は、誤差増幅器19のもうひとつの入力端子に入力され
る。誤差増幅器19は、出力電圧変換部17の出力電圧
と参照電圧設定部18の出力電圧Vrefとの2つの入力
電圧を比較し、一般的には誤差増幅器19の電源電圧+
Bの半分の値である+B/2を中心として、その差分電
圧(誤差電圧という)R2×Vout/(R1+R2)−
Vrefをk倍に増幅して出力する。従って、誤差増幅器
19は、増幅された誤差電圧+B/2+k×{R2×V
out/(R1+R2)−Vref}を出力する。誤差増幅器
19の出力電圧は、PWMコンパレータ20の負入力端
子に入力される。パルス幅制限電圧設定部25は、基準
電圧発生部16の出力電圧を入力し、2つの抵抗により
抵抗分割することにより得られる一定の電圧であるパル
ス幅制限電圧を出力する。パルス幅制限電圧は、PWM
コンパレータ20のもうひとつの負入力端子に入力され
る。In a stable state, the values of R1 and R2 are determined so that the output voltage R2 × Vout / (R1 + R2) of the output voltage converter 17 substantially matches the output voltage Vref of the reference voltage setting unit 18. That is, the output voltage Vout of the DC-DC converter is approximately (R1 + R2) × Vref
/ R2. The reference voltage setting unit 18 receives the reference voltage output from the reference voltage setting unit 16 and outputs an output voltage Vref that is divided by two resistors. Output voltage Vref
Is input to another input terminal of the error amplifier 19. The error amplifier 19 compares two input voltages of the output voltage of the output voltage conversion unit 17 and the output voltage Vref of the reference voltage setting unit 18, and generally, a power supply voltage of the error amplifier 19 +
A difference voltage (referred to as an error voltage) R2 × Vout / (R1 + R2) − centered on + B / 2 which is a half value of B
Vref is amplified by k times and output. Therefore, the error amplifier 19 calculates the amplified error voltage + B / 2 + k × {R2 × V
out / (R1 + R2) -Vref} is output. The output voltage of the error amplifier 19 is input to a negative input terminal of the PWM comparator 20. The pulse width limiting voltage setting unit 25 receives the output voltage of the reference voltage generating unit 16 and outputs a pulse width limiting voltage that is a constant voltage obtained by dividing the resistance by two resistors. The pulse width limit voltage is PWM
The signal is input to another negative input terminal of the comparator 20.
【0005】[図7の説明]図7にPWMコンパレータ
20の内部構成例を示す。PWMコンパレータ20の内
部構成は、図7の内部構成例に限定されず、他の構成を
取ることもできる。+Bは、電源電圧を示す。プラスは
正入力端子、2つのマイナスはそれぞれ負入力端子を示
す。上述のように、正入力端子は三角波発生部15に接
続されており、2つの負入力端子はパルス幅制限電圧設
定部25と誤差増幅器19に接続されている。[Description of FIG. 7] FIG. 7 shows an example of the internal configuration of the PWM comparator 20. The internal configuration of the PWM comparator 20 is not limited to the example of the internal configuration in FIG. 7, and may have another configuration. + B indicates a power supply voltage. The plus sign indicates a positive input terminal, and the two minus signs indicate negative input terminals. As described above, the positive input terminal is connected to the triangular wave generator 15, and the two negative input terminals are connected to the pulse width limited voltage setting unit 25 and the error amplifier 19.
【0006】3つの入力電圧は、それぞれNPNトラン
ジスタ73、72及び71のベースに入力され、この3
つのNPNトランジスタのエミッタ端子は相互に接続さ
れている。3つの入力電圧の中で一番高い入力電圧をベ
ースに入力されたトランジスタのみが導通状態となり、
トランジスタのエミッタには、当該一番高い入力電圧V
inからトランジスタのベース・エミッタ間電圧Vbeを差
し引いた電圧Vin−Vbeが現れる。導通状態のトランジ
スタのベース・エミッタ間電圧Vbeは、常温において、
通常0.7V程度である。一番高い入力電圧以外の入力
電圧をベースに入力された残り2つのトランジスタは、
ベース・エミッタ間の電圧Vbeが0.7Vより小さいか
逆バイアスされるため、カットオフ状態となる。従っ
て、ベース端子が正端子に接続されているトランジスタ
73は、三角波発生部15から正端子に入力される入力
電圧が3つの入力電圧の中で一番高いときにのみ導通状
態となり、それ以外の場合はカットオフ状態となる。The three input voltages are input to the bases of NPN transistors 73, 72 and 71, respectively.
The emitter terminals of the two NPN transistors are connected to each other. Only the transistor input based on the highest input voltage among the three input voltages becomes conductive,
The highest input voltage V is applied to the emitter of the transistor.
A voltage Vin-Vbe is obtained by subtracting the base-emitter voltage Vbe of the transistor from in. The base-emitter voltage Vbe of the conducting transistor is
Usually, it is about 0.7V. The other two transistors input based on the input voltage other than the highest input voltage,
Since the voltage Vbe between the base and the emitter is smaller than 0.7 V or reverse-biased, a cutoff state occurs. Therefore, the transistor 73 whose base terminal is connected to the positive terminal is turned on only when the input voltage input to the positive terminal from the triangular wave generator 15 is the highest among the three input voltages. In this case, a cutoff state is set.
【0007】PNPトランジスタ74のベースは、トラ
ンジスタ73のコレクタと抵抗を介して接続されてい
る。従って、トランジスタ73が導通したときのみトラ
ンジスタ74のベース電流が流れ、トランジスタ74が
導通し、PWMコンパレータ20が+Bの電圧を出力す
る。トランジスタ73がカットオフ状態の時は、トラン
ジスタ74のベース電流が流れず、トランジスタ74は
カットオフ状態になり、PWMコンパレータ20は0V
を出力する。以上の構成から、PWMコンパレータ20
は、三角波発生部15から正入力端子に入力される電圧
が一番高い場合にのみ、+B電圧を出力し、それ以外の
場合は0Vを出力する。[0007] The base of the PNP transistor 74 is connected to the collector of the transistor 73 via a resistor. Therefore, the base current of the transistor 74 flows only when the transistor 73 is turned on, the transistor 74 is turned on, and the PWM comparator 20 outputs a voltage of + B. When the transistor 73 is in the cut-off state, the base current of the transistor 74 does not flow, the transistor 74 is in the cut-off state, and the PWM comparator 20 has 0 V
Is output. From the above configuration, the PWM comparator 20
Outputs a + B voltage only when the voltage input from the triangular wave generator 15 to the positive input terminal is the highest, and outputs 0 V otherwise.
【0008】[図4の説明の続き]図4において、PW
Mコンパレータ20の出力が+B電圧を出力する時、ス
イッチングトランジスタ21がON((導通状態)とな
り、直流電源入力端子11から平滑コイル22を通じて
出力端子13へと、電流が流れる。また、PWMコンパ
レータ20の出力が0Vを出力する時、スイッチングト
ランジスタ21はOFF(カットオフ状態)となり、直
流電源入力端子11から出力端子13へ流れる電流は遮
断され、その間、平滑コイル22が電流を流し続ける。
このとき、整流ダイオード24が、スイッチングトラン
ジスタ21のエミッタ電位をクランプする。そして、コ
イル17及びコンデンサ18の平滑作用により、出力端
子13の出力電圧は一定となる。[Continuation of FIG. 4] Referring to FIG.
When the output of the M comparator 20 outputs the + B voltage, the switching transistor 21 is turned ON (conduction state), and a current flows from the DC power input terminal 11 to the output terminal 13 through the smoothing coil 22. Further, the PWM comparator 20 Output 0 V, the switching transistor 21 is turned off (cut-off state), the current flowing from the DC power input terminal 11 to the output terminal 13 is cut off, and during that time, the smoothing coil 22 continues to flow the current.
At this time, the rectifier diode 24 clamps the emitter potential of the switching transistor 21. The output voltage of the output terminal 13 becomes constant by the smoothing action of the coil 17 and the capacitor 18.
【0009】スイッチングトランジスタ21のON/O
FFを制御するPWMコンパレータ20の出力を「スイ
ッチングパルス」といい、三角波発生部15が発生する
三角波出力電圧の1周期の期間において、スイッチング
トランジスタ21がONする期間を「スイッチングパル
スのパルス幅」と言う。スイッチングトランジスタ21
がONする期間は、本実施例においてはPWMコンパレ
ータ20が+B電圧を出力する期間であるが、これに限
定されるものではなく、例えば、PWMコンパレータ2
0が+B電圧より低い電圧(例えば+B−1.4V)を
出力することによりスイッチングトランジスタ21がO
Nする期間や、スイッチングトランジスタ21がPNP
トランジスタであって、PWMコンパレータ20が0V
を出力することによりスイッチングトランジスタ21が
ONする期間も、含まれる。ON / O of switching transistor 21
The output of the PWM comparator 20 for controlling the FF is referred to as a “switching pulse”, and the period during which the switching transistor 21 is turned on during one cycle of the triangular wave output voltage generated by the triangular wave generator 15 is referred to as the “pulse width of the switching pulse”. To tell. Switching transistor 21
Is a period during which the PWM comparator 20 outputs the + B voltage in the present embodiment, but is not limited to this.
When 0 outputs a voltage lower than the + B voltage (for example, + B-1.4 V), the switching transistor 21
N period or when the switching transistor 21
A transistor whose PWM comparator 20 is at 0V
Is output, the period during which the switching transistor 21 is turned on is also included.
【0010】[図5の説明]図5に、図4の従来例にお
ける、PWMコンパレータ20の3つの入力電圧である
三角波発生部15の三角波出力電圧、誤差増幅器19の
出力電圧、及びパルス幅制限電圧設定部25の出力電圧
と、PWMコンパレータ20の出力電圧との関係を、正
常動作状態について示す。図5、図6、図2及び図3に
おいて、aは、三角波発生部15の三角波出力電圧を示
す。bは、誤差増幅器19の出力電圧を示す。cは、パ
ルス幅制限電圧設定部25の出力電圧を示す。dは、P
WMコンパレータ20の出力電圧を示す。eは、スイッ
チングパルスのパルス幅の最大値である制限幅を示す。[Description of FIG. 5] FIG. 5 shows a triangular wave output voltage of the triangular wave generator 15, an output voltage of the error amplifier 19, and a pulse width limit, which are three input voltages of the PWM comparator 20, in the conventional example of FIG. The relationship between the output voltage of the voltage setting unit 25 and the output voltage of the PWM comparator 20 is shown for a normal operation state. 5, FIG. 6, FIG. 2, and FIG. 3, “a” indicates a triangular wave output voltage of the triangular wave generator 15. b indicates the output voltage of the error amplifier 19. c indicates the output voltage of the pulse width limited voltage setting unit 25. d is P
4 shows an output voltage of the WM comparator 20. e indicates a limit width which is the maximum value of the pulse width of the switching pulse.
【0011】正常状態とは、DC−DCコンバータに正
しい負荷が接続されている状態であって、負荷40の短
絡等の事故が発生していないことを言う。上述のよう
に、三角波発生部15からの三角波出力電圧が、誤差増
幅器19の出力電圧より高い場合、PWMコンパレータ
20の出力は+B電圧になる。また、三角波発生部15
からの三角波出力電圧が、誤差増幅器19の出力電圧よ
り低い場合、PWMコンパレータ20の出力は0Vとな
る。The normal state is a state in which a correct load is connected to the DC-DC converter, and means that an accident such as a short circuit of the load 40 has not occurred. As described above, when the output voltage of the triangular wave from the triangular wave generator 15 is higher than the output voltage of the error amplifier 19, the output of the PWM comparator 20 becomes the + B voltage. The triangular wave generator 15
Is lower than the output voltage of the error amplifier 19, the output of the PWM comparator 20 becomes 0V.
【0012】図5において、パルス幅制限電圧設定部2
5の出力電圧は誤差増幅器19の出力電圧より常に低い
ため、PWMコンパレータ20の出力電圧は、誤差増幅
器19の出力電圧によらず、三角波発生部15からの三
角波出力電圧と誤差増幅器19の出力電圧との大小関係
のみによって決まる。このとき、図5におけるPWMコ
ンパレータ20の出力パルスは、三角波の同じ周波数で
同期し、かつパルス幅は一定となる。以上が、正常状態
におけるDC−DCコンバータの動作である。In FIG. 5, a pulse width limiting voltage setting unit 2
5 is always lower than the output voltage of the error amplifier 19, the output voltage of the PWM comparator 20 is independent of the output voltage of the error amplifier 19, and the output voltage of the triangle wave generator 15 and the output voltage of the error amplifier 19 are independent of the output voltage of the error amplifier 19. It is determined only by the magnitude relationship with At this time, the output pulse of the PWM comparator 20 in FIG. 5 is synchronized at the same frequency of the triangular wave, and the pulse width is constant. The above is the operation of the DC-DC converter in the normal state.
【0013】[図6の説明]図6に、図4の従来例にお
ける、PWMコンパレータ20の3つの入力電圧である
三角波発生部15の三角波出力電圧、誤差増幅器19の
出力電圧、及びパルス幅制限電圧設定部25の出力電圧
と、PWMコンパレータ20の出力電圧との関係を、負
荷短絡状態について示す。何らかの要因で負荷40が短
絡状態になった場合、出力端子13の電圧は正常状態の
電圧と比べて著しく低下する。その結果、参照電圧設定
部18の出力電圧Vrefより出力電圧変換部17の出力
電圧R2×Vout/(R1+R2)が小さくなるので、
誤差増幅器19の出力電圧は著しく低くなる。[Description of FIG. 6] FIG. 6 shows a triangular wave output voltage of the triangular wave generator 15, an output voltage of the error amplifier 19, and a pulse width limit, which are three input voltages of the PWM comparator 20, in the conventional example of FIG. The relationship between the output voltage of the voltage setting unit 25 and the output voltage of the PWM comparator 20 is shown for a load short-circuit state. When the load 40 is short-circuited for some reason, the voltage of the output terminal 13 is significantly lower than the voltage in the normal state. As a result, the output voltage R2 × Vout / (R1 + R2) of the output voltage conversion unit 17 becomes smaller than the output voltage Vref of the reference voltage setting unit 18.
The output voltage of the error amplifier 19 becomes extremely low.
【0014】このため、三角波発生部15からの三角波
出力電圧は、その1周期のほとんどの期間に渡って誤差
増幅器19の出力電圧より高くなる。もし、PWMコン
パレータ20の出力電圧が、三角波発生部15の三角波
出力電圧と誤差増幅器19の出力電圧との比較だけで決
定されるとすれば、PWMコンパレータ20の出力電圧
は三角波出力電圧の1周期のほとんどの期間に渡って+
B電圧となり、スイッチンングトランジスタ16は、ほ
ぼ常時ONとなる。即ち、DC−DCコンバータは低下
した出力電圧を復帰させようとして、入力直流電源から
電流が流れ続ける。この状態が長時間続くと、負荷40
に悪影響を及ぼすだけでなく、DC−DCコンバータ自
身も破壊されるおそれがある。For this reason, the output voltage of the triangular wave from the triangular wave generator 15 becomes higher than the output voltage of the error amplifier 19 over most of one period. If the output voltage of the PWM comparator 20 is determined only by comparing the triangular wave output voltage of the triangular wave generator 15 with the output voltage of the error amplifier 19, the output voltage of the PWM comparator 20 will be one cycle of the triangular wave output voltage. For most of the +
The voltage becomes B, and the switching transistor 16 is almost always ON. That is, the DC-DC converter continues to flow current from the input DC power supply in an attempt to restore the lowered output voltage. If this state continues for a long time, the load 40
Not only adversely affects the DC-DC converter but also the DC-DC converter itself.
【0015】そこで、図4における従来のDC−DCコ
ンバータでは、パルス幅制限電圧設定部25の出力電圧
をPWMコンパレータ20の別の負入力端子へ入力して
いる。図6に示すように、負荷短絡時には誤差増幅器1
9の出力電圧がパルス幅制限電圧設定部25の出力電圧
より低くなり、三角波発生部15からの三角波出力電圧
がパルス幅制限電圧設定部25の出力電圧より高い期間
は、PWMコンパレータ20は+B電圧を出力し、三角
波発生部15からの三角波出力電圧がパルス幅制限電圧
設定部25の出力電圧よ低い期間は、PWMコンパレー
タ20は0Vを出力する。このように、パルス幅制限電
圧設定部25の出力電圧は、三角波出力電圧の1周期の
中で、PWMコンパレータ20が+B電圧を出力する期
間(スイッチングパルスのパルス幅)の最大値を、一定
の制限幅以下に制制限する役割を果たす。従って、負荷
短絡時でも、ある程度の電流制限が可能である。上記の
ように、パルス幅制限電圧設定部25とPWMコンパレ
ータ20は、パルス幅制限装置を構成する。Therefore, in the conventional DC-DC converter shown in FIG. 4, the output voltage of the pulse width limit voltage setting section 25 is input to another negative input terminal of the PWM comparator 20. As shown in FIG. 6, when the load is short-circuited,
9 is lower than the output voltage of the pulse width limiting voltage setting unit 25, and during the period when the triangular wave output voltage from the triangular wave generating unit 15 is higher than the output voltage of the pulse width limiting voltage setting unit 25, the PWM comparator 20 outputs the + B voltage. The PWM comparator 20 outputs 0 V while the triangular wave output voltage from the triangular wave generator 15 is lower than the output voltage of the pulse width limit voltage setting unit 25. As described above, the output voltage of the pulse width limited voltage setting unit 25 is set such that the maximum value of the period (pulse width of the switching pulse) during which the PWM comparator 20 outputs the + B voltage in one cycle of the triangular wave output voltage is fixed. Plays a role of restricting the limit. Therefore, even when the load is short-circuited, the current can be limited to some extent. As described above, the pulse width limiting voltage setting unit 25 and the PWM comparator 20 constitute a pulse width limiting device.
【0016】[0016]
【発明が解決しようとする課題】しかし、入力電源電圧
が一定の場合の電流制限の場合は、上記のように一定の
パルス幅制限電圧を設けることでよいが、入力電源がバ
ッテリの場合、その電源電圧が変動するため、以下のよ
うな問題が生じる。即ち、入力電源にバッテリを使用す
る場合、バッテリの放電が進んだ状態では入力電源の電
圧が低くなるため、三角波出力電圧の1周期の中で、ス
イッチングトランジスタ21がON(導通状態)になる
期間が長くなる。このような場合でも、正常な動作状態
においては、パルス幅制限電圧設定部25によるPWM
コンパレータ20のスイッチングパルスのパルス幅の制
限機能が働いてはいけない。そのため、パルス幅制限電
圧設定部25の出力電圧は、機器が正常動作するバッテ
リの最低電圧における誤差増幅器19の出力電圧よりも
低く設定される。However, in the case of current limiting when the input power supply voltage is constant, a fixed pulse width limiting voltage may be provided as described above. Since the power supply voltage fluctuates, the following problems occur. That is, when a battery is used as the input power supply, the voltage of the input power supply becomes low in a state where the battery is discharged, so that the switching transistor 21 is turned on (conducting state) in one cycle of the triangular wave output voltage. Becomes longer. Even in such a case, in a normal operation state, the PWM by the pulse width limit voltage setting unit 25
The function of limiting the pulse width of the switching pulse of the comparator 20 must not work. Therefore, the output voltage of the pulse width limit voltage setting unit 25 is set lower than the output voltage of the error amplifier 19 at the lowest voltage of the battery in which the device operates normally.
【0017】一方、バッテリが完全に充電した状態で
は、入力電源電圧は高く、その状態で負荷短絡が生じた
場合にも、DC−DCコンバータ及び負荷40が破壊し
ないように、DC−DCコンバータ及び負荷40を保護
する必要がある。しかし、完全充電時のバッテリの電圧
と、機器が正常動作するバッテリの最低電圧の電圧差が
大きい場合には、パルス幅制限電圧設定部25の出力電
圧を、機器が正常動作するバッテリの最低電圧における
誤差増幅器19の出力電圧よりも低く設定すると、バッ
テリが完全に充電した状態では、負荷短絡時にスイッチ
ングパルスのパルス幅が広すぎて、DC−DCコンバー
タ等を保護出来ない恐れがある。従来のDC−DCコン
バータでは、この問題に対処するため、例えば、図4の
ように過電流検知装置30を設け、過電流を一定期間検
知した場合、入力電源を遮断する等の手段により、DC
−DCコンバータ等を保護している。しかし、例えば、
複数の出力電圧を有する電源装置においては、過電流検
知装置30も出力電源の数だけ必要となり、部品点数の
増大及びコストアップとなっていた。On the other hand, when the battery is fully charged, the input power supply voltage is high, and even if a load short-circuit occurs in this state, the DC-DC converter and the load 40 are not damaged so that the DC-DC converter and the load 40 are not destroyed. The load 40 needs to be protected. However, if the voltage difference between the battery voltage at the time of full charge and the minimum voltage of the battery in which the device normally operates is large, the output voltage of the pulse width limit voltage setting unit 25 is changed to the minimum voltage of the battery in which the device operates normally. If the output voltage of the error amplifier 19 is set lower than that in the above, when the battery is fully charged, the pulse width of the switching pulse is too wide when the load is short-circuited, and the DC-DC converter and the like may not be protected. In a conventional DC-DC converter, in order to cope with this problem, for example, an overcurrent detection device 30 is provided as shown in FIG.
-Protects DC converter and the like. But, for example,
In a power supply device having a plurality of output voltages, the overcurrent detection devices 30 are required by the number of output power supplies, which increases the number of components and costs.
【0018】本発明は、入力電源の電圧が変化する場合
にも、高い電源電圧から低い電源電圧まで、正常な動作
状態においてはパルス幅制限電圧設定部25によるPW
Mコンパレータ20のスイッチングパルスのパルス幅の
制限機能が働かず、かつ負荷短絡時等においてはDC−
DCコンバータ等を適切に保護するパルス幅制限電圧設
定部25を具備するDC−DCコンバータを提供するこ
とを目的とする。According to the present invention, even when the voltage of the input power supply changes, from the high power supply voltage to the low power supply voltage, in a normal operation state, the pulse width limiting voltage
When the pulse width limiting function of the switching pulse of the M comparator 20 does not work and the load is short-circuited, the DC-
It is an object of the present invention to provide a DC-DC converter including a pulse width limit voltage setting unit 25 that appropriately protects a DC converter and the like.
【0019】[0019]
【課題を解決するための手段】本発明のDC−DCコン
バータは、スイッチングパルスのパルス幅を制限幅以下
に制限するパルス幅制限装置の当該制限幅が、入力電源
電圧に応じて変化するようにしたものである。According to the DC-DC converter of the present invention, a pulse width limiting device for limiting the pulse width of a switching pulse to a width equal to or less than a limit width is such that the limit width changes according to an input power supply voltage. It was done.
【0020】この本発明によれば、入力電源の電圧が変
化する場合にも、高い電源電圧から低い電源電圧まで、
正常な動作状態においてはパルス幅制限電圧設定部25
によるPWMコンパレータ20のスイッチングパルスの
パルス幅の制限機能が働かず、かつ負荷短絡時等におい
てはDC−DCコンバータ等を適切に保護するパルス幅
制限電圧設定部25を具備するDC−DCコンバータが
得られる。また、過電流検知装置を必要としないので、
部品点数の減少、コストダウンに寄与する。According to the present invention, even when the voltage of the input power supply changes, from the high power supply voltage to the low power supply voltage,
In a normal operation state, the pulse width limit voltage setting unit 25
The DC-DC converter provided with the pulse width limit voltage setting unit 25 that appropriately protects the DC-DC converter and the like when the pulse width of the switching pulse of the PWM comparator 20 does not work and the load is short-circuited. Can be Also, since no overcurrent detection device is required,
This contributes to a reduction in the number of parts and cost.
【0021】[0021]
【発明の実施の形態】本発明の請求項に記載の発明は、
スイッチングパルスのパルス幅を制限幅以下に制限する
パルス幅制限装置であって、当該制限幅が入力電源電圧
に応じて変化するパルス幅制限装置を具備するDC−D
Cコンバータである。これにより、電源電圧の高低に応
じて、スイッチングパルスのパルス幅を制限幅以下に制
限するパルス幅の当該制限幅が変化し、高い電源電圧か
ら低い電源電圧まで、正常な動作状態においてはパルス
幅制限電圧設定部25によるPWMコンパレータ20の
スイッチングパルスのパルス幅の制限機能が働かず、か
つ負荷短絡時等においてはDC−DCコンバータ等を適
切に保護するという作用を有する。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS The invention described in the claims of the present invention
A DC-D comprising a pulse width limiting device for limiting a pulse width of a switching pulse to a width equal to or less than a limit width, wherein the limit width changes according to an input power supply voltage.
It is a C converter. Thereby, the limit width of the pulse width for limiting the pulse width of the switching pulse to the limit width or less changes according to the level of the power supply voltage, and from the high power supply voltage to the low power supply voltage, the pulse width in a normal operation state The function of limiting the pulse width of the switching pulse of the PWM comparator 20 by the limiting voltage setting unit 25 does not work, and has an effect of appropriately protecting the DC-DC converter and the like when the load is short-circuited.
【0022】以下、本発明の実施の形態について、図1
から図3を用いて説明する。 (実施の形態) [図1の説明]図1は、本発明における供給電力制限機
能付きDC−DCコンバータの構成図である。従来のD
C−DCコンバータの構成図である図4との相違は、過
電流検知装置が除去されていること、及びパルス幅制限
電圧設定部25の出力電圧が入力電源の電圧の高低に応
じて変化するように構成されていることである。図1と
図4の間で共通する構成要素に付いては、図4の説明の
中で既に説明をしているため、重複する説明をしない。
図1においても、パルス幅制限電圧設定部25とPWM
コンパレータ20は、パルス幅制限装置を構成する。Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
This will be described with reference to FIG. (Embodiment) [Description of FIG. 1] FIG. 1 is a configuration diagram of a DC-DC converter with a supply power limiting function according to the present invention. Conventional D
The difference from FIG. 4 which is a configuration diagram of the C-DC converter is that the overcurrent detection device is removed and the output voltage of the pulse width limit voltage setting unit 25 changes according to the level of the voltage of the input power supply. It is configured as follows. The components common to FIGS. 1 and 4 have already been described in the description of FIG. 4 and will not be described again.
Also in FIG. 1, the pulse width limiting voltage setting unit 25 and the PWM
The comparator 20 forms a pulse width limiting device.
【0023】図4の従来例においては、パルス幅制限電
圧設定部25は基準電圧発生部16の出力電圧を抵抗分
割して得られる一定の電圧を出力していたが、図1の本
発明の実施例においては、パルス幅制限電圧設定部25
は、基準電圧発生部16の出力電圧を抵抗分割して得ら
れる一定の電圧に、入力電源電圧を一定の割合で加算
し、加算された電圧を一定の増幅率の増幅器で増幅し、
当該増幅器の出力電圧を、パルス幅制限電圧設定部25
は出力している。従って、図1の本発明の実施例におい
ては、入力電源電圧が高くなるとパルス幅制限電圧設定
部25の出力電圧も高くなり、入力電源電圧が低くなる
と、パルス幅制限電圧設定部25の出力電圧も低くな
る。このように、パルス幅制限電圧設定部25の出力電
圧は、三角波出力電圧の1周期の中で、PWMコンパレ
ータ20が+B電圧を出力する期間(スイッチングパル
スのパルス幅)の最大値を、制限幅以下に制限する役割
を果たすが、当該制限幅が、入力電源電圧に応じて変化
する。In the conventional example of FIG. 4, the pulse width limiting voltage setting section 25 outputs a constant voltage obtained by dividing the output voltage of the reference voltage generating section 16 by resistance. In the embodiment, the pulse width limit voltage setting unit 25
Adds the input power supply voltage to the constant voltage obtained by dividing the output voltage of the reference voltage generating section 16 by resistance at a constant rate, amplifies the added voltage with an amplifier having a constant amplification factor,
The output voltage of the amplifier is set to a pulse width limit voltage setting unit 25.
Is output. Therefore, in the embodiment of the present invention shown in FIG. 1, the output voltage of the pulse width limiting voltage setting unit 25 increases when the input power supply voltage increases, and the output voltage of the pulse width limiting voltage setting unit 25 decreases when the input power supply voltage decreases. Will also be lower. As described above, the output voltage of the pulse width limiting voltage setting unit 25 determines the maximum value of the period (pulse width of the switching pulse) during which the PWM comparator 20 outputs the + B voltage in one cycle of the triangular wave output voltage. It plays the role of limiting as follows, but the limit width changes according to the input power supply voltage.
【0024】[図2の説明]図2は、入力電源電圧が高
い場合における、PWMコンパレータ20の3つの入力
電圧である三角波発生部15の三角波出力電圧、誤差増
幅器19の出力電圧、及びパルス幅制限電圧設定部25
の出力電圧と、PWMコンパレータ20の出力電圧との
関係を、正常動作状態と負荷短絡状態について示す。図
3は、入力電源電圧が低い場合における、PWMコンパ
レータ20の3つの入力電圧である三角波発生部15の
三角波出力電圧、誤差増幅器19の出力電圧、及びパル
ス幅制限電圧設定部25の出力電圧と、PWMコンパレ
ータ20の出力電圧との関係を、正常動作状態と負荷短
絡状態について示す。なお、正常動作状態における誤差
増幅器19からPWMコンパレータ20に入力される電
圧は、パルス幅制限電圧設定部25からPWMコンパレ
ータ20に入力される電圧より高く設定されていること
は、いうまでもない。[Explanation of FIG. 2] FIG. 2 shows the three input voltages of the PWM comparator 20, the triangular wave output voltage of the triangular wave generator 15, the output voltage of the error amplifier 19, and the pulse width when the input power supply voltage is high. Limit voltage setting section 25
And the output voltage of the PWM comparator 20 in the normal operation state and the load short-circuit state. FIG. 3 shows the three input voltages of the PWM comparator 20, the triangular wave output voltage of the triangular wave generator 15, the output voltage of the error amplifier 19, and the output voltage of the pulse width limit voltage setting unit 25 when the input power supply voltage is low. , The relationship between the output voltage of the PWM comparator 20 and the normal operation state and the load short-circuit state. Needless to say, the voltage input from the error amplifier 19 to the PWM comparator 20 in the normal operation state is set higher than the voltage input from the pulse width limited voltage setting unit 25 to the PWM comparator 20.
【0025】図2、図3において、三角波発生部15か
らの三角波出力電圧は同じである。しかし、図2では入
力電源電圧が高いので、パルス幅制限電圧設定部25か
らPWMコンパレータ20に入力される電圧は、図3の
それよりも高くなっている。従って、負荷短絡時にPW
Mコンパレータ20の出力電圧のパルス幅は最大の幅で
ある制限幅にまで広がるが、入力電源電圧が高い図2の
場合の方が、入力電源電圧が低い図3の場合より負荷短
絡時のPWMコンパレータ20からの出力電圧のパルス
幅が短い。2 and 3, the output voltage of the triangular wave from the triangular wave generator 15 is the same. However, since the input power supply voltage is high in FIG. 2, the voltage input to the PWM comparator 20 from the pulse width limit voltage setting unit 25 is higher than that of FIG. Therefore, when the load is short-circuited, PW
Although the pulse width of the output voltage of the M comparator 20 extends to the limit width, which is the maximum width, the PWM in the case of the load short circuit is higher in the case of FIG. 2 where the input power supply voltage is high than in the case of FIG. The pulse width of the output voltage from the comparator 20 is short.
【0026】以上のように本発明によれば、入力電源電
圧が高い時は、負荷短絡時のスイッチングパルスのパル
ス幅が狭くなり、入力電源電圧が低い時は、負荷短絡時
のスイッチングパルスのパルス幅が広くなることによ
り、DC−DCコンバータから短絡負荷への最大供給電
力である(入力電源電圧の2乗/DC−DCコンバータ
の内部抵抗の4倍)×(スイッチイングトランジスタ2
1の電流導通期間の最大値(パルス幅の制限幅)/三角
波出力の1周期)の値は、入力電源電圧の差異に較べ
て、変化が小さく押さえられる。好ましくは、図1にお
いて、基準電圧発生部16の出力電圧を抵抗分割して得
られる一定の電圧に加算する入力電源電圧の割合を、負
荷短絡時に短絡負荷への上記最大供給電力がほぼ一定に
なるように選ぶ。As described above, according to the present invention, when the input power supply voltage is high, the pulse width of the switching pulse when the load is short-circuited becomes narrow, and when the input power supply voltage is low, the pulse width of the switching pulse when the load is short-circuited is reduced. By increasing the width, the maximum supply power from the DC-DC converter to the short-circuit load is (square of the input power supply voltage / four times the internal resistance of the DC-DC converter) × (switching transistor 2
The value of the maximum value of one current conduction period (the limit width of the pulse width) / one cycle of the triangular wave output is kept smaller than the difference of the input power supply voltage. Preferably, in FIG. 1, the ratio of the input power supply voltage to be added to the constant voltage obtained by dividing the output voltage of reference voltage generating section 16 by resistance is set such that the maximum supply power to the short-circuit load becomes almost constant when the load is short-circuited. Choose to be.
【0027】また、正常状態においては、誤差増幅器1
9の出力電圧は、入力電源電圧が高い場合は高くなり、
入力電源電圧が低い場合は低くなるが、パルス幅制限電
圧設定部25の出力電圧も、入力電源電圧が高い場合は
高くなり、入力電源電圧が低い場合は低くなる。そのた
め、入力電源電圧の高低にかかわらず、正常状態におい
ては常にパルス幅制限電圧設定部25の出力電圧を誤差
増幅器19の出力電圧より低く保つことが出来、正常状
態においてパルス幅制限装置が働くという誤動作を防止
することが出来る。In the normal state, the error amplifier 1
9 is higher when the input power supply voltage is higher,
When the input power supply voltage is low, the output voltage is low, but the output voltage of the pulse width limit voltage setting unit 25 is high when the input power supply voltage is high, and is low when the input power supply voltage is low. Therefore, regardless of the level of the input power supply voltage, the output voltage of the pulse width limit voltage setting unit 25 can always be kept lower than the output voltage of the error amplifier 19 in the normal state, and the pulse width limiter operates in the normal state. Malfunction can be prevented.
【0028】又、本発明により、短絡時にDC−DCコ
ンバータ及び負荷を適切に保護出来るので、従来の過電
流検知装置を削除することが出来、部品点数が削減さ
れ、コストダウンを図ることができる。また、過電流検
知装置は、電流を検知するために検知部分で電圧降下を
発生させ、電力を消費していたので、過電流検知装置を
削除することにより、省電力化を図ることが出来る。Further, according to the present invention, the DC-DC converter and the load can be appropriately protected at the time of short circuit, so that the conventional overcurrent detecting device can be eliminated, the number of parts can be reduced, and the cost can be reduced. . Further, since the overcurrent detection device generates a voltage drop at a detection portion to detect a current and consumes power, power saving can be achieved by eliminating the overcurrent detection device.
【0029】[0029]
【発明の効果】以上のように本発明によれば、電源電圧
の高低にかかわらず、正常状態においてDC−DCコン
バータのパルス幅制限装置が働くという誤動作を防止
し、かつ短絡時に、DC−DCコンバータ及び負荷を焼
損から適切に保護するという有利な効果が得られる。
又、本発明により、短絡時にDC−DCコンバータ及び
負荷を適切に保護出来るので、従来の過電流検知装置を
削除することが出来、部品点数が削減され、省電力化、
コストダウンを図ることができるという有利な効果が得
られる。また、多出力のDC−DCコンバーターなら各
出力に過電流検知装置を設けなくてよいので、それだけ
多く、部品点数が削減され、省電力化、コストダウンを
図ることができ、その効果は大きい。As described above, according to the present invention, it is possible to prevent a malfunction in which the pulse width limiting device of the DC-DC converter operates in a normal state regardless of the level of the power supply voltage, and to prevent the DC-DC converter from malfunctioning when a short circuit occurs. The advantageous effect of properly protecting the converter and the load from burning is obtained.
Further, according to the present invention, the DC-DC converter and the load can be appropriately protected in the event of a short circuit, so that the conventional overcurrent detection device can be eliminated, the number of parts can be reduced, and power consumption can be reduced.
An advantageous effect that cost can be reduced can be obtained. In the case of a multi-output DC-DC converter, it is not necessary to provide an overcurrent detection device for each output, so that the number of components can be reduced, the number of parts can be reduced, power saving and cost reduction can be achieved, and the effect is large.
【図1】本発明の一実施形態による供給電力制限機能付
きDC−DCコンバータの構成図FIG. 1 is a configuration diagram of a DC-DC converter with a supply power limiting function according to an embodiment of the present invention.
【図2】本発明の実施例による、入力電源電圧が高い場
合における、PWMコンパレータ20の3つの入力電圧
である三角波発生部15の三角波出力電圧、誤差増幅器
19の出力電圧、及びパルス幅制限電圧設定部25の出
力電圧と、PWMコンパレータ20の出力電圧との関係
を、正常動作状態と負荷短絡状態について示す関係図。FIG. 2 shows a triangular wave output voltage of a triangular wave generator 15, an output voltage of an error amplifier 19, and a pulse width limiting voltage, which are three input voltages of a PWM comparator 20, when an input power supply voltage is high according to an embodiment of the present invention. FIG. 9 is a relationship diagram showing a relationship between an output voltage of the setting unit 25 and an output voltage of the PWM comparator 20 in a normal operation state and a load short-circuit state.
【図3】本発明の実施例による、入力電源電圧が低い場
合における、PWMコンパレータ20の3つの入力電圧
である三角波発生部15の三角波出力電圧、誤差増幅器
19の出力電圧、及びパルス幅制限電圧設定部25の出
力電圧と、PWMコンパレータ20の出力電圧との関係
を、正常動作状態と負荷短絡状態について示す関係図。FIG. 3 shows a triangular wave output voltage of a triangular wave generator 15, an output voltage of an error amplifier 19, and a pulse width limiting voltage, which are three input voltages of a PWM comparator 20, when an input power supply voltage is low according to an embodiment of the present invention. FIG. 9 is a relationship diagram showing a relationship between an output voltage of the setting unit 25 and an output voltage of the PWM comparator 20 in a normal operation state and a load short-circuit state.
【図4】従来のDC−DCコンバータの構成図FIG. 4 is a configuration diagram of a conventional DC-DC converter.
【図5】従来例による、PWMコンパレータ20の3つ
の入力電圧である三角波発生部15の三角波出力電圧、
誤差増幅器19の出力電圧、及びパルス幅制限電圧設定
部25の出力電圧と、PWMコンパレータ20の出力電
圧との関係を、正常動作状態について示す関係図。FIG. 5 shows a triangular wave output voltage of a triangular wave generator 15 as three input voltages of a PWM comparator 20 according to a conventional example;
FIG. 9 is a relationship diagram showing a relationship between an output voltage of the error amplifier 19, an output voltage of the pulse width limit voltage setting unit 25, and an output voltage of the PWM comparator 20 in a normal operation state.
【図6】従来例による、PWMコンパレータ20の3つ
の入力電圧である三角波発生部15の三角波出力電圧、
誤差増幅器19の出力電圧、及びパルス幅制限電圧設定
部25の出力電圧と、PWMコンパレータ20の出力電
圧との関係を、負荷短絡状態について示す関係図。FIG. 6 shows a triangular wave output voltage of a triangular wave generator 15 as three input voltages of a PWM comparator 20 according to a conventional example;
FIG. 9 is a relationship diagram showing a relationship between an output voltage of the error amplifier 19, an output voltage of the pulse width limited voltage setting unit 25, and an output voltage of the PWM comparator 20 in a load short circuit state.
【図7】PWMコンパレータ20の内部構成例FIG. 7 is an example of the internal configuration of a PWM comparator 20;
【符号の説明】 11 直流電源入力端子 13 出力端子 15 三角波発生部 16 基準電圧発生部 17 出力電圧変換部 19 誤差増幅器 20 PWMコンパレータ 21 スイッチングトランジスタ 22 平滑用コイル 23 平滑用コンデンサ 24 整流ダイオード 25 パルス幅制限電圧設定部 30 過電流検知装置 40 負荷[Description of Signs] 11 DC power input terminal 13 Output terminal 15 Triangular wave generator 16 Reference voltage generator 17 Output voltage converter 19 Error amplifier 20 PWM comparator 21 Switching transistor 22 Smoothing coil 23 Smoothing capacitor 24 Rectifier diode 25 Pulse width Limit voltage setting unit 30 Overcurrent detection device 40 Load
Claims (1)
以下に制限するパルス幅制限装置であって、当該制限幅
が入力電源電圧に応じて変化するパルス幅制限装置を具
備するDC−DCコンバータ。1. A DC-DC converter comprising a pulse width limiting device for limiting a pulse width of a switching pulse to a width equal to or less than a limit width, wherein the limit width changes according to an input power supply voltage.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP34082399A JP2001161068A (en) | 1999-11-30 | 1999-11-30 | Dc-dc converter with feeding power limiting function |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP34082399A JP2001161068A (en) | 1999-11-30 | 1999-11-30 | Dc-dc converter with feeding power limiting function |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
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ID=18340636
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Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2006191726A (en) * | 2005-01-05 | 2006-07-20 | Fuji Electric Device Technology Co Ltd | Dc-dc converter |
KR100674867B1 (en) * | 2005-05-18 | 2007-01-30 | 삼성전기주식회사 | Dc-dc convertor having over-voltage/over-current protection function and led driving circuit comprising the same |
US8179106B2 (en) | 2008-09-04 | 2012-05-15 | Denso Corporation | DC-DC converter |
JP2014096903A (en) * | 2012-11-08 | 2014-05-22 | Fujitsu Telecom Networks Ltd | Power supply device with input current limiting function |
JP7522293B2 (en) | 2020-07-16 | 2024-07-24 | ファーウェイ デジタル パワー テクノロジーズ カンパニー リミテッド | Battery assemblies and energy storage systems |
-
1999
- 1999-11-30 JP JP34082399A patent/JP2001161068A/en active Pending
Cited By (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2006191726A (en) * | 2005-01-05 | 2006-07-20 | Fuji Electric Device Technology Co Ltd | Dc-dc converter |
JP4661221B2 (en) * | 2005-01-05 | 2011-03-30 | 富士電機システムズ株式会社 | DC-DC converter |
KR100674867B1 (en) * | 2005-05-18 | 2007-01-30 | 삼성전기주식회사 | Dc-dc convertor having over-voltage/over-current protection function and led driving circuit comprising the same |
US8179106B2 (en) | 2008-09-04 | 2012-05-15 | Denso Corporation | DC-DC converter |
JP2014096903A (en) * | 2012-11-08 | 2014-05-22 | Fujitsu Telecom Networks Ltd | Power supply device with input current limiting function |
JP7522293B2 (en) | 2020-07-16 | 2024-07-24 | ファーウェイ デジタル パワー テクノロジーズ カンパニー リミテッド | Battery assemblies and energy storage systems |
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