JP2005312105A - Step-down converter - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、入力電源から供給される入力電圧を降下させて所望の出力電圧を出力する降圧コンバータに関する発明である。 The present invention relates to a step-down converter that lowers an input voltage supplied from an input power supply and outputs a desired output voltage.
近年、高効率な電力変換特性を有する非絶縁型の降圧コンバータは、バッテリなどの入力電源電圧を所望の電圧に変換する手段として多用されている。図７は、従来の自励式の降圧コンバータ（例えば特許文献１）の回路構成を示した図である。自励式の降圧コンバータは、発振回路を有しないので回路構成を簡単であるという特徴を有する。なお、図７に示した降圧コンバータは、特許文献１のものを一般化して表記したものである。
In recent years, non-insulated step-down converters having high-efficiency power conversion characteristics are frequently used as means for converting an input power supply voltage such as a battery into a desired voltage. FIG. 7 is a diagram showing a circuit configuration of a conventional self-excited step-down converter (for example, Patent Document 1). The self-excited step-down converter has a feature that the circuit configuration is simple because it does not have an oscillation circuit. Note that the step-down converter shown in FIG. 7 is a generalized representation of that of
以下に、図７を用いて従来の降圧コンバータについて説明する。当該降圧コンバータは、入力電源１００１、スイッチ素子１００２、ダイオード１００３、インダクタ１００４、出力コンデンサ１００５、負荷１００６、制御回路１００７、帰還回路１００８および出力検出回路１００９を備える。
Hereinafter, a conventional step-down converter will be described with reference to FIG. The step-down converter includes an
入力電源１００１は、入力電圧Ｖｉを供給する。スイッチ素子１００２は、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴからなる。スイッチ素子１００２、ダイオード１００３、インダクタ１００４および出力コンデンサ１００５は、降圧コンバータを構成する。出力電圧Ｖｏは、出力コンデンサ１００５から出力される。負荷１００６は、出力電圧Ｖｏの供給を受けて駆動する回路である。帰還回路１００８は、スイッチ素子１００２とダイオード１００３との接続点電圧Ｖｘを検出し、検出結果である信号Ｓｒを制御回路１００７へ出力する。出力検出回路１００９は、出力電圧Ｖｏを検出して当該出力電圧Ｖｏと所望値とを比較し、比較結果である信号Ｓｆを制御回路１００７へ出力する。
The
制御回路１００７は、スイッチ素子１００２の導通状態と遮断状態との切り替えを制御するための駆動信号Ｖｇを生成し、スイッチ素子１００２に出力する。具体的には、制御回路１００７は、帰還回路１００８からの信号Ｓｒに基づいて、スイッチ素子１００２とダイオード１００３との接続点電圧Ｖｘが所定値を超えるか否かを判定する。接続点電圧Ｖｘが所定値を超えた場合には、制御回路１００７は、スイッチ素子１００２を導通状態に制御する。また、制御回路１００７は、出力検出回路１００９から出力される信号Ｓｆに基づいて、出力電圧Ｖｏが所望値を越えるか否かを判定する。出力電圧Ｖｏが所望値を超える場合には、制御回路１００７は、スイッチ素子１００２を遮断状態とする。
The
以上のように構成された従来の降圧コンバータについて、以下にその動作について図面を参照しながら説明する。図８は、図７に示した従来の降圧コンバータの信号Ｓｆと、駆動信号Ｖｇと、スイッチ素子１００２とダイオード１００３との接続点電圧Ｖｘと、インダクタ１００４を流れるインダクタ電流ＩＬを示す動作波形図である。
The operation of the conventional step-down converter configured as described above will be described below with reference to the drawings. FIG. 8 is an operation waveform diagram showing the signal Sf of the conventional step-down converter shown in FIG. 7, the drive signal Vg, the connection point voltage Vx between the
まず、時刻ｔ０〜時刻ｔ１の間において、制御回路７は、Ｌレベルの駆動信号Ｖｇを出力する。これにより、時刻ｔ０〜時刻ｔ１の間において、スイッチ素子１００２は、導通状態に制御される。スイッチ素子１００２が導通状態になると、インダクタ１００４には入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏとの差電圧が印加される。これにより、インダクタ電流ＩＬが直線的に増加して、インダクタ１００４に磁気エネルギーが蓄積される。さらに、出力コンデンサ１００５が充電され、出力電圧Ｖｏが上昇する。
First, between time t0 and time t1, the control circuit 7 outputs an L level drive signal Vg. Accordingly, the
次に、時刻ｔ１において、出力電圧Ｖｏが所望値を越えると、出力検出回路１００９は、Ｈレベルの信号Ｓｆを制御回路１００７に出力する。応じて、制御回路１００７は、Ｈレベルの駆動信号Ｖｇを出力し、スイッチ素子１００２を遮断状態に切り替える。スイッチ素子１００２が遮断状態になると、インダクタ１００４に発生したフライバック電圧は、出力電圧Ｖｏに達する。すなわち、スイッチ素子１００２とダイオード１００３との接続点電圧Ｖｘは０Ｖになり、インダクタ１００４の出力側の電位は出力電圧Ｖｏとなる。これにより、ダイオード１００３は導通し、インダクタ電流ＩＬが流れ始める。
Next, when the output voltage Vo exceeds a desired value at time t1, the
時刻ｔ１〜時刻ｔ２において、スイッチ素子１００２は遮断状態に維持される。これにより、インダクタ電流ＩＬが直線的に減少し、インダクタ１００４の磁気エネルギーが放出される。
From time t1 to time t2, the
次に、時刻ｔ２において、インダクタ電流ＩＬがゼロになり、ダイオード１００３が遮断状態となると、インダクタ１００４のフライバック電圧が低下する。すなわち、スイッチ素子１００２とダイオード１００３との接続点電圧Ｖｘが上昇する。接地点電圧Ｖｘが上昇して所定値を超えると、帰還回路１００８は、Ｈレベルの信号Ｓｒを出力する。これにより、制御回路１００７は、スイッチ素子１００２を導通状態にする。以上の動作を繰り返して自励発振動作が行われ、出力電圧Ｖｏは、所望値に安定化される。
Next, when the inductor current IL becomes zero and the
ところで、負荷側の異常等による大電流がスイッチ素子１００２やインダクタ１００４に流れる過電流状態から、降圧コンバータ自身を守るため、通常、過電流保護回路が設けられる。例えば、スイッチ素子１００２に流れる電流を検出し、その電流値が所定値に至るとスイッチ素子１００２を強制的に遮断状態に切り替える過電流保護回路が設けられる。
Incidentally, an overcurrent protection circuit is usually provided in order to protect the step-down converter itself from an overcurrent state in which a large current due to a load-side abnormality or the like flows through the
しかしながら、図７に示す降圧コンバータのように、スイッチ素子１００２が電源電圧側に設置されるような場合、電流を検出するための回路が複雑となってしまう。そこで、自励式の場合には、電流を直接検出する代わりに、スイッチ素子１００２が導通状態となっている時間を制限することにより、過電流を防止する過電流保護回路が存在する。以下に、かかる過電流保護回路について詳しく説明する。
However, when the
図８に示すように、インダクタ電流ＩＬは、初期値が常にゼロであり、直線的に増加している。そのため、インダクタ電流ＩＬのピーク値は、スイッチ素子１００２が導通状態になっている時間に比例する。そこで、スイッチ素子１００２が導通状態に制御されている時間に上限値（以下、最大オン時間と称す）を設けることにより、インダクタ電流ＩＬのピーク値を制限することができる。すなわち、電流検出することなく過電流保護を行うことができるようになる。
しかしながら、上記最大オン時間が設定された過電流保護回路では、入力電圧によって過電流検出点が変動してしまうという問題が存在する。以下に、詳しく説明する。 However, the overcurrent protection circuit in which the maximum on-time is set has a problem that the overcurrent detection point varies depending on the input voltage. This will be described in detail below.
図８に示すように、インダクタ電流ＩＬは、直線的に増加している。このインダクタ電流ＩＬと時間との関係は、Ｖ＝−Ｌｄｔ／ｄｉの式より、ＩＬ＝（Ｖｉ−Ｖｏ）ｔ／Ｌで表される。なお、Ｌはインダクタのインダクタンスであり、ｔはｔ０からの経過時間である。この関係式において、入力電流Ｖｉが変動すると、インダクタ電流ＩＬの傾きが変動する。そのため、一定の最大オン時間が与えられたとしても、入力電圧が変動してしまうと、インダクタ電流ＩＬの最大値が変動してしまう。すなわち、過電流検出点が変動してしまう。 As shown in FIG. 8, the inductor current IL increases linearly. The relationship between the inductor current IL and time is expressed as IL = (Vi−Vo) t / L from the equation V = −Ldt / di. Note that L is the inductance of the inductor, and t is the elapsed time from t0. In this relational expression, when the input current Vi varies, the slope of the inductor current IL varies. Therefore, even if a certain maximum on-time is given, if the input voltage varies, the maximum value of the inductor current IL varies. That is, the overcurrent detection point varies.
また、上記最大オン時間が設定された過電流保護回路では、過電流保護が働いたときに出力電圧の低下と共に出力電流が増加するという問題が存在する。以下に詳しく説明する。 In the overcurrent protection circuit in which the maximum on-time is set, there is a problem that the output current increases as the output voltage decreases when the overcurrent protection is activated. This will be described in detail below.
過電流保護が働くと、スイッチ素子１００２が導通状態である時間が制限される。すなわち、過電流保護回路は、出力側への電源の供給を抑制するので、負荷６側へ電流が流れ続けると、出力電圧Ｖｏは低下してしまう。スイッチ素子１００２が導通状態であるとき、インダクタ１００４には入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏとの差電圧がかかっており、インダクタ電流ＩＬの大きさは当該差電圧の大きさに比例する。そのため、出力電圧Ｖｏが低下すれば、差電圧が大きくなり、インダクタ電流ＩＬおよび出力電流が増加する。すなわち、図８におけるインダクタ電流ＩＬの傾きが大きくなってしまう。その結果、最大オン時間が一定値に設定されると、出力電圧の低下と共に出力電流が増加していく。
When overcurrent protection is activated, the time during which the
そこで、本発明の目的は、好適な最大オン時間を設定することができる過電流保護機能を備えた降圧コンバータを供給することである。 Accordingly, an object of the present invention is to provide a step-down converter having an overcurrent protection function capable of setting a suitable maximum on-time.
本発明に係る降圧コンバータは、入力電源から供給される入力電圧を降下させて所望の出力電圧を出力するものである。具体的には、制御手段は、出力電圧を制御するために第１の状態と第２の状態とに変化する駆動信号を生成する。スイッチ手段は、駆動信号が第１の状態のときに導通状態となり、第２の状態のときに遮断状態となる。整流手段は、スイッチ手段が遮断状態のときに電流を出力する。インダクタは、スイッチ手段が導通状態のときに入力電源からの電流によって磁気エネルギーを蓄積し、当該スイッチ手段が遮断状態のときに整流手段が出力する電流によって当該磁気エネルギーを放出する。平滑化手段は、インダクタに流れる電流を平滑し、出力電圧を出力する。時間制限手段は、入力電圧と出力電圧とを検出し、当該入力電圧と当該出力電圧との差電圧に基づいて、駆動信号が第１の状態である時間を制限する。 The step-down converter according to the present invention drops the input voltage supplied from the input power supply and outputs a desired output voltage. Specifically, the control means generates a drive signal that changes between a first state and a second state in order to control the output voltage. The switch means is in a conducting state when the drive signal is in the first state, and is in a cut-off state when in the second state. The rectifying means outputs a current when the switch means is in a cut-off state. The inductor stores magnetic energy by the current from the input power supply when the switch means is in the conductive state, and releases the magnetic energy by the current output from the rectifier means when the switch means is in the cut-off state. The smoothing means smoothes the current flowing through the inductor and outputs an output voltage. The time limiter detects the input voltage and the output voltage, and limits the time during which the drive signal is in the first state based on the difference voltage between the input voltage and the output voltage.
また、時間制限手段は、差電圧の大きさが大きくなるにつれて、駆動信号が第１の状態である時間を短く設定するようにしてもよい。 In addition, the time limiting unit may set the time during which the drive signal is in the first state as the difference voltage increases.
また、時間制限手段は、コンデンサと、差電圧の大きさに略比例する電流を発生し、当該電流によりコンデンサを充電する充電回路と、コンデンサの電圧を検出し、当該コンデンサの電圧の大きさが所定値に到達した場合には、駆動信号を第１の状態から第２の状態へと制御手段に切り替えさせる比較器とを含んでいてもよい。 The time limiting means generates a capacitor and a current that is approximately proportional to the magnitude of the differential voltage, detects the voltage of the capacitor by charging the capacitor with the current, and determines the magnitude of the voltage of the capacitor. A comparator that causes the control means to switch the drive signal from the first state to the second state when the predetermined value is reached may be included.
また、スイッチ手段の出力側と整流手段の出力側とは電気的に接続されており、時間設定手段は、スイッチ手段と整流手段との接続点の電圧を平均化して、出力電圧を検出するようにしてもよい。 Further, the output side of the switch means and the output side of the rectifier means are electrically connected, and the time setting means detects the output voltage by averaging the voltage at the connection point between the switch means and the rectifier means. It may be.
また、本発明のその他の局面に係る降圧コンバータは、入力電源から供給される入力電圧を降下させて所望の出力電圧を出力する降圧コンバータである。具体的には、制御手段は、出力電圧を制御するために第１の状態と第２の状態とに変化する駆動信号を生成する。スイッチ手段は、駆動信号が第１の状態のときに導通状態となり、第２の状態のときに遮断状態となる。整流手段は、スイッチ手段が遮断状態のときに電流を出力する。インダクタは、スイッチ手段が導通状態のときに入力電源からの電流によって磁気エネルギーを蓄積し、当該スイッチ手段が遮断状態のときに整流手段が出力する電流によって当該磁気エネルギーを放出する。平滑手段は、インダクタに流れる電流を平滑し、出力電圧を出力する。制御手段は、さらに、入力電圧と出力電圧とを検出し、当該入力電圧と当該出力電圧との差電圧に基づいて、駆動信号が第１の状態である時間を制限する。 In addition, a step-down converter according to another aspect of the present invention is a step-down converter that outputs a desired output voltage by dropping an input voltage supplied from an input power supply. Specifically, the control means generates a drive signal that changes between a first state and a second state in order to control the output voltage. The switch means is in a conducting state when the drive signal is in the first state, and is in a cut-off state when in the second state. The rectifying means outputs a current when the switch means is in a cut-off state. The inductor stores magnetic energy by the current from the input power supply when the switch means is in the conductive state, and releases the magnetic energy by the current output from the rectifier means when the switch means is in the cut-off state. The smoothing means smoothes the current flowing through the inductor and outputs an output voltage. The control means further detects the input voltage and the output voltage, and limits the time during which the drive signal is in the first state based on the difference voltage between the input voltage and the output voltage.
また、制御手段は、差電圧の大きさが大きくなるにつれて、駆動信号が第１の状態である時間を短く設定するようにしてもよい。 Further, the control means may set the time during which the drive signal is in the first state as the magnitude of the differential voltage increases.
また、制御手段は、所望値と出力電圧との差電圧を増幅した誤差信号を生成する誤差増幅器と、誤差増幅器が出力した誤差信号の信号レベルが所定レベルよりも高い場合には、当該誤差信号の信号レベルを所定レベルに制限するクランプ回路と、コンデンサと、入力電圧と出力電圧との差電圧の大きさに略比例する電流を発生し、当該電流によりコンデンサを充電する充電回路と、コンデンサの電圧を検出し、当該コンデンサの電圧の大きさがクランプ回路から出力される誤差信号の信号レベルに到達した場合には、駆動信号を第１の状態から第２の状態へと切り替える比較器とを含んでいてもよい。 In addition, the control means generates an error signal obtained by amplifying the difference voltage between the desired value and the output voltage, and when the signal level of the error signal output from the error amplifier is higher than a predetermined level, the error signal A clamp circuit that limits the signal level of the signal to a predetermined level, a capacitor, a charging circuit that generates a current substantially proportional to the magnitude of the difference voltage between the input voltage and the output voltage, and charges the capacitor with the current, and a capacitor A comparator that detects the voltage and switches the drive signal from the first state to the second state when the magnitude of the voltage of the capacitor reaches the signal level of the error signal output from the clamp circuit; May be included.
また、誤差増幅器は、出力電圧の変動に応じて変動する電圧を検出することにより、当該出力電圧を検出しており、スイッチ手段の出力側と整流手段の出力側とは電気的に接続されており、充電回路は、スイッチ手段と整流手段との接続点の電圧を平均化して、出力電圧を検出するようにしてもよい。 Further, the error amplifier detects the output voltage by detecting a voltage that fluctuates according to the fluctuation of the output voltage, and the output side of the switch means and the output side of the rectifier means are electrically connected. The charging circuit may detect the output voltage by averaging the voltage at the connection point between the switch means and the rectifying means.
本発明に係る降圧コンバータによれば、入力電圧と出力電圧との差電圧に基づいて、スイッチ手段が導通状態となっている時間を制限しているので、入力電圧や出力電圧の変動に対して、スイッチ手段に好適な最大オン時間を設定することが可能となる。 According to the step-down converter according to the present invention, since the time during which the switch unit is in the conductive state is limited based on the difference voltage between the input voltage and the output voltage, the fluctuation of the input voltage and the output voltage is prevented. It is possible to set a maximum on-time suitable for the switch means.
また、時間制限手段は、差電圧の大きさが大きくなるにしたがって、スイッチ手段が導通状態となっている時間を短く設定している。時間制限手段がこのように動作することにより、インダクタを流れる電流の最大値を一定に近づけることができるようになる。以下に、詳しく説明する。 Further, the time limiting means sets a shorter time during which the switch means is in a conductive state as the magnitude of the differential voltage increases. When the time limiter operates in this way, the maximum value of the current flowing through the inductor can be made close to a constant value. This will be described in detail below.
入力電圧と出力電圧との差電圧が大きくなると、従来のように一定の最大オン時間が与えられた場合に、インダクタを流れる電流のピーク値が大きくなってしまう。すなわち、入出力条件により、インダクタを流れる電流のピーク値が変動してしまう。ここで、インダクタを流れる電流のピーク値と出力電流値との間には、比例関係が成立している。そのため、インダクタを流れる電流のピーク値の大きさが変動すると、出力電流値が変動してしまう。そこで、差電圧が大きくなると、スイッチ手段が導通状態になる時間を短くすることにより、出力電流値を一定に近づけている。 When the difference voltage between the input voltage and the output voltage becomes large, the peak value of the current flowing through the inductor becomes large when a certain maximum on-time is given as in the prior art. That is, the peak value of the current flowing through the inductor varies depending on the input / output conditions. Here, a proportional relationship is established between the peak value of the current flowing through the inductor and the output current value. Therefore, if the magnitude of the peak value of the current flowing through the inductor varies, the output current value varies. Therefore, when the differential voltage increases, the output current value is brought closer to a constant value by shortening the time during which the switch means is in the conductive state.
また、コンデンサと充電回路と比較器とを時間制限手段に設けることにより、差電圧の大きさが大きくなるにしたがって、スイッチ手段が導通状態となっている時間を短く設定することができるようになる。 In addition, by providing the capacitor, the charging circuit, and the comparator in the time limiting unit, the time during which the switch unit is in the conductive state can be set shorter as the difference voltage increases. .
また、スイッチ手段と整流手段との接続点の電圧を平均化することにより、間接的に出力電圧を検出することができる。これにより、時間制限手段は出力電圧を直接検出する必要がなくなる。その結果、時間制限手段を含む制御回路を集積回路化するような場合に、端子数と配線数を低減でき、回路を小型化することができる。 Further, the output voltage can be detected indirectly by averaging the voltage at the connection point between the switch means and the rectifying means. This eliminates the need for the time limiting means to directly detect the output voltage. As a result, when the control circuit including the time limiter is integrated, the number of terminals and the number of wirings can be reduced, and the circuit can be reduced in size.
（第１の実施形態）
以下に、本発明の第１の実施形態に係る降圧コンバータについて、図面を参照しながら説明する。図１は、第１の実施形態に係る降圧コンバータの回路構成を示した図である。なお、図１（ａ）は、当該降圧コンバータの全体図を示しており、図１（ｂ）は、時間制限回路１１の回路構成を示した図である。
(First embodiment)
Hereinafter, a step-down converter according to a first embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a diagram illustrating a circuit configuration of the step-down converter according to the first embodiment. FIG. 1A shows an overall view of the step-down converter, and FIG. 1B shows a circuit configuration of the
図１（ａ）に示す降圧コンバータは、入力電源１、スイッチ素子２、ダイオード３、インダクタ４、出力コンデンサ５、負荷６、帰還回路８、出力検出回路９、制御回路１０および時間制限回路１１を備える。当該降圧コンバータは、入力電源１から供給される入力電圧を降下させて所望の出力電圧を出力する回路であり、入力電圧と出力電圧との差電圧の大きさに基づいて最大オン時間を決定する回路である。以下に、各構成要素について説明する。
The step-down converter shown in FIG. 1A includes an
入力電源１は、入力電圧Ｖｉを供給する。スイッチ素子２、ダイオード３、インダクタ４および出力コンデンサ５は、降圧コンバータを構成する。具体的には、スイッチ素子２は、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴからなり、制御回路１０の制御に基づいて導通状態と遮断状態とに切り替わる。ダイオード３は、整流素子であり、スイッチ素子２が遮断状態のときに接地側からインダクタ４側へと電流を流す。インダクタ４は、スイッチ素子２が導通状態のときに入力電源１からの電流によって磁気エネルギーを蓄積し、スイッチ素子２が遮断状態のときにダイオード３が出力する電流によって磁気エネルギーを放出する。出力コンデンサ５は、インダクタに流れる電流を平滑し、出力電圧Ｖｏを出力する。負荷６は、出力電圧Ｖｏの供給を受けて駆動する回路である。帰還回路８は、スイッチ素子２とダイオード３との接続点電圧Ｖｘを検出し、検出結果である信号Ｓｒを制御回路１０へ出力する。出力検出回路９は、出力電圧Ｖｏを検出して当該出力電圧Ｖｏと所望値とを比較し、比較結果である信号Ｓｆ１を制御回路１０へ出力する。
The
制御回路１０は、出力電圧を制御するために第１の状態と第２の状態とに変化する駆動信号Ｖｇを生成する。なお、本実施形態では、第１の状態とは相対的に低い電圧（Ｌ電圧）を示し、第２の状態とは相対的に高い電圧（Ｈ電圧）を示す。駆動信号Ｖｇが第１の状態である場合には、スイッチ素子２が導通状態に制御され、駆動信号Ｖｇが第２の状態である場合には、スイッチ素子２が遮断状態に制御される。なお、制御回路１０は、駆動信号Ｖｇを用いてスイッチ素子２を制御する際には、以下のような動作を行う。まず、制御回路１０は、帰還回路８からの信号Ｓｒを入力に基づいて、スイッチ素子２とダイオード３との接続点電圧Ｖｘが所定値を超えるか否かを判定する。接続点電圧Ｖｘが所定値を超えた場合には、制御回路１０は、駆動信号Ｖｇを第２の状態から第１の状態に切り替えて、スイッチ素子２を導通状態に制御する。また、制御回路１０は、出力検出回路９から出力される信号Ｓｆ１に基づいて、出力電圧Ｖｏが所望値を越えるか否かを判定する。出力電圧Ｖｏが所望値を超える場合には、制御回路１０は、駆動信号Ｖｇを第１の状態から第２の状態に切り替えて、スイッチ素子２を遮断状態とする。
The
時間制限回路１１は、入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏとを検出し、当該入力電圧Ｖｉと当該出力電圧Ｖｏとの差電圧に基づいて、駆動信号Ｖｇが第１の状態となっている時間の最大値である最大オン時間Ｔｏｎ（ｍａｘ）を設定する。具体的には、時間制限回路１１には、入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏと駆動信号Ｖｇとが入力する。時間制限回路１１は、スイッチ素子２が導通状態に切り替わった後、入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏとの差電圧（Ｖｉ−Ｖｏ）に反比例した最大オン時間Ｔｏｎ（ｍａｘ）が経過すると制御回路１０へ信号Ｓｆ２を出力する。制御回路１０は、信号Ｓｆ２が出力されてくると、スイッチ素子を導通状態から遮断状態に切り替えるために、駆動信号Ｖｇを第１の状態から第２の状態へと切り替える。
The
ここで、図１（ｂ）を用いて、時間制限回路１１について詳しく説明する。図１（ｂ）に示す時間制限回路１１は、ＮＰＮトランジスタ１１０、抵抗１１１、ＰＮＰトランジスタ１１２、抵抗１１３、ＮＰＮトランジスタ１１４、ＮＰＮトランジスタ１１５、ＰＮＰトランジスタ１１６、ＰＮＰトランジスタ１１７、タイミングコンデンサ１１８、ＮＰＮトランジスタ１１９、抵抗１２０、基準電圧源１２１および比較器１２２を備える。
Here, the
ＮＰＮトランジスタ１１０は、ベースに出力電圧Ｖｏが入力し、エミッタが抵抗１１１を介して接地され、コレクタに入力電圧Ｖｉが接続されたトランジスタである。ＰＮＰトランジスタ１１２は、ベースにＮＰＮトランジスタ１１０のエミッタが接続されたトランジスタである。抵抗１１３は、入力電圧ＶｉとＰＮＰトランジスタ１１２のエミッタとの間に接続される。ＮＰＮトランジスタ１１０、抵抗１１１、ＰＮＰトランジスタ１１２および抵抗１１３は、入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏとの差電圧に略比例する電流を発生する回路である。
The
ＮＰＮトランジスタ１１４は、コレクタおよびベースがＰＮＰトランジスタ１１２のコレクタに対して接続され、エミッタが接地されたトランジスタである。ＮＰＮトランジスタ１１５は、エミッタが接地され、ベースがＮＰＮトランジスタ１１４に接続されたトランジスタであり、ＮＰＮトランジスタ１１４とカレントミラーを構成する。すなわち、ＮＰＮトランジスタ１１４および１１５は、入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏとの差電圧に略比例する電流と等しい電流を発生する。
The
ＰＮＰトランジスタ１１６は、エミッタが入力電圧Ｖｉに接続され、ベースおよびコレクタがＮＰＮトランジスタ１１５のコレクタに接続されたトランジスタである。ＰＮＰトランジスタ１１７は、エミッタが入力電圧Ｖｉに接続され、ベースがＰＮＰトランジスタ１１６のベースに接続されたトランジスタであり、ＰＮＰトランジスタ１１６とカレントミラーを構成する。すなわち、ＰＮＰトランジスタ１１６および１１７は、ＮＰＮトランジスタ１１４および１１５が発生した電流と等しい電流を発生する。以上のように、ＮＰＮトランジスタ１１０、抵抗１１１、ＰＮＰトランジスタ１１２、抵抗１１３、ＮＰＮトランジスタ１１４、ＮＰＮトランジスタ１１５、ＰＮＰトランジスタ１１６およびＰＮＰトランジスタ１１７は、入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏとの差電圧に略比例する電流を発生し、タイミングコンデンサを充電する充電回路の役割を果たす。
The
タイミングコンデンサ１１８は、ＰＮＰトランジスタ１１７のコレクタから出力される電流で充電され、ＮＰＮトランジスタ１１９によって放電される。ＮＰＮトランジスタ１１９は、抵抗１２０を介してスイッチ素子２の駆動信号Ｖｇをベースに入力されたトランジスタであり、導通状態に制御されることにより、タイミングコンデンサ１１８を放電する。
The
基準電圧源１２１は、所定の大きさをもった電圧Ｖｒｅｆを発生する。比較器１２２は、反転入力端子に基準電圧源１２１の電圧Ｖｒｅｆが入力しており、非反転入力端子にタイミングコンデンサ１１８の電圧Ｖｃが入力した回路である。当該比較器１２２は、タイミングコンデンサ１１８の電圧を検出し、当該タイミングコンデンサ１１８の電圧の大きさが電圧Ｖｒｅｆに到達した場合には、制御回路１０に信号Ｓｆ２を出力する。信号Ｓｆ２が入力してきた制御回路１０は、駆動信号Ｖｇを第１の状態から第２の状態へと切り替える。
The
以上のように構成された本実施形態に係る降圧コンバータについて、以下にその動作について図面を参照しながら説明する。まず、降圧コンバータの通常動作（すなわち、過電流が発生していない状態）について説明を行う。ここで、図２（ａ）は、図１に示した降圧コンバータの通常動作時における、信号Ｓｆ１、駆動信号Ｖｇ、スイッチ素子２とダイオード３との接続点電圧Ｖｘ、インダクタ４を流れるインダクタ電流ＩＬ、信号Ｓｆ２およびタイミングコンデンサ１１８の電圧Ｖｃを示す動作波形図である。
The operation of the step-down converter according to this embodiment configured as described above will be described below with reference to the drawings. First, normal operation of the step-down converter (that is, a state where no overcurrent has occurred) will be described. 2A shows the signal Sf1, the drive signal Vg, the connection point voltage Vx between the switching
まず、時刻ｔ０〜時刻ｔ１の間において、制御回路１０は、第１の状態（すなわちＬレベル）の駆動信号をスイッチ素子２に対して出力する。これにより、時刻ｔ０〜時刻ｔ１の間において、スイッチ素子２は、導通状態に制御される。スイッチ素子２が導通状態になると、インダクタ４には入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏとの差電圧が印加される。応じて、インダクタ電流ＩＬが直線的に増加し、インダクタ４に磁気エネルギーが蓄積される。これにより、出力コンデンサ５が充電され、出力電圧Ｖｏが上昇する。一方、時間制限回路１１では、スイッチ素子２の駆動信号Ｖｇが第１の状態（すなわちＬレベル）であるので、ＮＰＮトランジスタ１１９は遮断状態である。そのため、タイミングコンデンサ１１８は、ＰＮＰトランジスタ１１７を介して充電される。しかし、通常動作時においては、出力電圧Ｖｏが所望値に到達する方が、電圧Ｖｃが電圧Ｖｒｅｆに到達するよりも早い。そのため、タイミングコンデンサ１１８の電圧Ｖｃは、基準電圧源１２１の電圧Ｖｒｅｆに至らない。その結果、比較器１２２は、電圧Ｖｃよりも電圧Ｖｒｅｆの方が高いことを示すＬレベルの信号Ｓｆ２を出力している。
First, between time t <b> 0 and time t <b> 1, the
時刻ｔ１において、出力電圧Ｖｏが所望値を越えると、出力電圧Ｖｏを検出している出力検出回路９は、出力電圧Ｖｏが所望値を超えたことを示すＨレベルの信号Ｓｆ１を制御回路１０に出力する。応じて、制御回路１０は、第２の状態（すなわちＨレベル）の駆動電圧Ｖｇを出力する。これにより、スイッチ素子２は遮断状態に制御される。さらに、時間制限回路１１では、ＮＰＮトランジスタ１１９が導通状態に切り替わり、タイミングコンデンサ１１８の放電が開始される。スイッチ素子２が遮断状態になると、インダクタ４に発生したフライバック電圧は、出力電圧Ｖｏに達し、ダイオード３が導通する。スイッチ素子２が遮断状態の間である時刻ｔ１〜時刻ｔ２の間において、インダクタ電流ＩＬは、直線的に減少し、インダクタ４の磁気エネルギーが放出される。
When the output voltage Vo exceeds the desired value at time t1, the output detection circuit 9 that detects the output voltage Vo outputs an H level signal Sf1 indicating that the output voltage Vo has exceeded the desired value to the
時刻ｔ２において、インダクタ電流ＩＬがゼロになり、ダイオード３が遮断状態になると、インダクタ４のフライバック電圧が低下する。即ち、スイッチ素子２とダイオード３との接続点電圧Ｖｘが上昇する。電圧Ｖｘが上昇して所定値を超えると、帰還回路８は、電圧Ｖｘが所定値を超えたことを示すＨレベルの信号Ｓｒを制御回路１０に出力する。応じて、制御回路１０は、駆動信号Ｖｇを第１の状態（Ｌレベル）に切り替えて、スイッチ手段２を導通状態に制御する。応じて、時間制限回路１１では、ＮＰＮトランジスタ１１９が遮断状態に切り替わり、タイミングコンデンサ１１８の充電が開始される。以上の動作を繰り返して自励発振動作が行われ、出力電圧Ｖｏは所望値に安定化される。
At time t2, when the inductor current IL becomes zero and the
次に、過電流状態における図１に示す降圧コンバータの動作について図面を参照しながら説明する。ここで、図２（ｂ）は、図１の降圧コンバータの過電流時における、信号Ｓｆ１、駆動信号Ｖｇ、スイッチ素子２とダイオード３との接続点電圧Ｖｘ、インダクタ４を流れるインダクタ電流ＩＬ、信号Ｓｆ２およびタイミングコンデンサ１１８の電圧Ｖｃを示す動作波形図である。
Next, the operation of the step-down converter shown in FIG. 1 in the overcurrent state will be described with reference to the drawings. Here, FIG. 2B shows the signal Sf1, the drive signal Vg, the connection point voltage Vx between the
まず、時刻ｔ０〜時刻ｔ１の間において、制御回路１０は、第１の状態（Ｌレベル）の駆動信号をスイッチ素子２に対して出力する。これにより、時刻ｔ０〜時刻ｔ１の間において、スイッチ素子２は、導通状態に制御される。スイッチ素子２が導通状態になると、インダクタ４には入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏとの差電圧が印加される。応じて、インダクタ電流ＩＬは直線的に増加し、インダクタ４に磁気エネルギーが蓄積される。これにより出力コンデンサ５は充電されるが、過電流状態であるので、背景技術において説明した通り出力電圧Ｖｏの上昇は鈍くなる。
First, between time t <b> 0 and time t <b> 1, the
この後、時刻ｔ１において、出力電圧Ｖｏが所望値に到達するよりも前に、タイミングコンデンサ１１８の電圧Ｖｃが基準電圧源１２１の電圧Ｖｒｅｆに達する。これにより、比較器１２２は、電圧Ｖｃが電圧Ｖｒｅｆに到達したことを示すＨレベルの信号Ｓｆ２を出力する。この信号Ｓｆ２を受電した制御回路１０は、駆動信号Ｖｇを第２の状態（Ｈレベル）にしてスイッチ素子２を遮断状態に制御する。同時に、時間制限回路１１では、ＮＰＮトランジスタ１１９が導通状態に切り替わり、タイミングコンデンサ１１８は０Ｖまで急速に放電される。さらに、時刻ｔ１において、スイッチ素子２が遮断状態に制御されると、インダクタ４に発生したフライバック電圧は出力電圧Ｖｏに達する。応じて、ダイオード３が導通する。スイッチ素子２が遮断状態である時刻ｔ１〜ｔ２の間において、インダクタ電流ＩＬは直線的に減少し、インダクタ４の磁気エネルギーは放出される。
Thereafter, at time t1, the voltage Vc of the
次に、時刻ｔ２において、インダクタ電流ＩＬがゼロになると、ダイオード３が遮断状態に切り替わる。これにより、インダクタ４のフライバック電圧が低下する。即ち、スイッチ素子２とダイオード３との接続点電圧Ｖｘが上昇する。電圧Ｖｘが上昇して所定値を超えると、帰還回路８は、電圧Ｖｘが所定値を超えたことを示すＨレベルの信号Ｓｒを制御回路に出力する。Ｈレベルの信号Ｓｒが入力してきた制御回路１０は、駆動信号Ｖｇを第１の状態（Ｌレベル）に切り替えて、スイッチ素子２を導通状態に制御する。同時に、時間制限回路では、タイミングコンデンサ１１８の充電が開始される。以上のような動作により、オン時間が最大オン時間に制限される。
Next, when the inductor current IL becomes zero at time t2, the
以上のように、本実施形態に係る降圧コンバータによれば、入出力条件が変動したとしても、好適な最大オン時間を設定することが可能となる。その結果、降圧コンバータの出力電流を一定値に近づけることが可能となる。以下に詳しく説明する。 As described above, according to the step-down converter according to the present embodiment, it is possible to set a suitable maximum on-time even if the input / output conditions fluctuate. As a result, the output current of the step-down converter can be brought close to a constant value. This will be described in detail below.
動作中のＮＰＮトランジスタのベース−エミッタ電圧ＶｂｅとＰＮＰトランジスタのエミッタ−ベース電圧Ｖｅｂは等しいものとすると、ＰＮＰトランジスタ１１２のエミッタには出力電圧Ｖｏが発生する。したがって、抵抗１１３には入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏとの差電圧（Ｖｉ−Ｖｏ）が印加される。抵抗１１３の抵抗値をＲとすると、抵抗１１３に流れる電流は、（Ｖｉ−Ｖｏ）／Ｒとなる。時間制限回路１１内の各カレントミラーのミラー比を全て１：１とすると、この（Ｖｉ−Ｖｏ）／Ｒの電流がＰＮＰトランジスタ１１７からタイミングコンデンサ１１８への充電電流となる。タイミングコンデンサ１１８の電圧Ｖｃがゼロから充電されて基準電圧源１２１の電圧Ｖｒｅｆに至って比較器１２２の出力が反転するまでの時間が最大オン時間Ｔｏｎ（ｍａｘ）である。ここで、タイミングコンデンサ１１８のキャパシタンスをＣとすると、最大オン時間Ｔｏｎ（ｍａｘ）は次式（１）で表される。
Assuming that the base-emitter voltage Vbe of the NPN transistor in operation and the emitter-base voltage Veb of the PNP transistor are equal, an output voltage Vo is generated at the emitter of the
Ｔｏｎ（ｍａｘ）＝Ｃ・Ｒ・Ｖｒｅｆ／（Ｖｉ−Ｖｏ） （１） Ton (max) = C · R · Vref / (Vi−Vo) (1)
一方、インダクタ電流ＩＬのピーク値Ｉｐは、インダクタ４のインダクタンスをＬとすると、次式（２）で表される。 On the other hand, the peak value Ip of the inductor current IL is expressed by the following equation (2), where L is the inductance of the inductor 4.
Ｉｐ＝（Ｖｉ−Ｖｏ）Ｔｏｎ（ｍａｘ）／Ｌ （２） Ip = (Vi−Vo) Ton (max) / L (2)
上記の式（１）及び（２）から、次式（３）が得られ、インダクタ電流ＩＬのピーク値Ｉｐが入出力条件によらず一定となる。 From the above equations (1) and (2), the following equation (3) is obtained, and the peak value Ip of the inductor current IL is constant regardless of the input / output conditions.
Ｉｐ＝Ｃ・Ｒ・Ｖｒｅｆ／Ｌ （３） Ip = C · R · Vref / L (3)
以上のように、本実施形態に係る降圧コンバータによれば、インダクタ電流ＩＬを検出することなく、入出力条件によらずインダクタ電流ＩＬのピーク値Ｉｐを所定値Ｃ・Ｒ・Ｖｒｅｆ／Ｌに制限することができる。また、自励式の降圧コンバータの場合、インダクタ電流ＩＬは、ピーク値Ｉｐの三角波であり、出力電流Ｉｏはその平均値であるから、次式（４）が得られる。 As described above, according to the step-down converter according to the present embodiment, the inductor current IL is not detected, and the peak value Ip of the inductor current IL is limited to the predetermined value C · R · Vref / L regardless of the input / output conditions. can do. In the case of a self-excited step-down converter, the inductor current IL is a triangular wave having a peak value Ip, and the output current Io is an average value thereof, so that the following expression (4) is obtained.
Ｉｏ＝Ｉｐ／２ （４） Io = Ip / 2 (4)
すなわち、過電流動作時のインダクタ電流ＩＬのピーク値Ｉｐを、入出力条件によらず一定にできるということは、出力電流Ｉｏも原理的に一定値にすることができる。 That is, the fact that the peak value Ip of the inductor current IL during the overcurrent operation can be made constant regardless of the input / output conditions can also make the output current Io constant in principle.
なお、図３は本発明及び従来の過電流垂下特性を示した図である。図３では、通常時の出力電圧Ｖｏを３Ｖ、インダクタ４のインダクタンスをＬ＝１０μＨとした。図中のＡは、入力電圧Ｖｉが５Ｖのときにおける本発明の降圧コンバータの垂下特性曲線である。なお、図中のＡでは、Ｃ・Ｒ・Ｖｒｅｆ＝１０μＡ／Ｈとしている。また、図中のＢは、入力電圧Ｖｉが５Ｖのときにおける従来の降圧コンバータの垂下特性曲線である。また、図中のＣは、入力電圧Ｖｉが８Ｖのときにおける従来の降圧コンバータの垂下特性曲線である。なお、図中のＢおよびＣでは、ＢおよびＣは最大オン時間は、Ｔｏｎ（ｍａｘ）＝５μ秒に固定されている。 FIG. 3 is a diagram showing the overcurrent drooping characteristics of the present invention and the prior art. In FIG. 3, the normal output voltage Vo is 3 V, and the inductance of the inductor 4 is L = 10 μH. A in the figure is a drooping characteristic curve of the step-down converter of the present invention when the input voltage Vi is 5V. In A in the figure, C · R · Vref = 10 μA / H. B in the figure is a drooping characteristic curve of the conventional step-down converter when the input voltage Vi is 5V. C in the figure is a drooping characteristic curve of the conventional step-down converter when the input voltage Vi is 8V. In B and C in the figure, the maximum on-time of B and C is fixed at Ton (max) = 5 μsec.
図３に示すように、従来の降圧コンバータでは、入力電圧Ｖｉが高いと過電流検出点が大電流化し、また、出力電流の低下とともに出力電流が増大していく。一方、図３のＡに示すように、本発明の降圧コンバータでは、過電流動作時において、出力電流の大きさは０．５Ａで一定となり、過電流垂下特性が改善されている。 As shown in FIG. 3, in the conventional step-down converter, when the input voltage Vi is high, the overcurrent detection point becomes large, and the output current increases as the output current decreases. On the other hand, as shown in FIG. 3A, in the step-down converter according to the present invention, during the overcurrent operation, the magnitude of the output current is constant at 0.5 A, and the overcurrent drooping characteristic is improved.
（第２の実施形態）
以下に、本発明の第２の実施形態に係る降圧コンバータについて図面を参照しながら説明する。ここで、第１の実施形態に係る降圧コンバータは、従来の降圧コンバータに時間制限回路１１を付加する構成であった。これに対して、本実施形態に係る降圧コンバータでは、出力検出回路９が行っている動作と時間制限回路１１が行っている動作とが制御回路内において行われている。なお、図４は、第２の実施形態に係る降圧コンバータの回路構成を示した図である。具体的には、図４（ａ）は、当該降圧コンバータの全体図を示しており、図４（ｂ）は、充電回路２０９の回路構成を示した図である。
(Second Embodiment)
The step-down converter according to the second embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings. Here, the step-down converter according to the first embodiment has a configuration in which the
図４（ａ）に示す降圧コンバータは、入力電源１、スイッチ素子２、ダイオード３、インダクタ４、出力コンデンサ５、負荷６、抵抗器１２、抵抗器１３および制御回路２０を備える。当該降圧コンバータは、入力電源１から供給される入力電圧を降下させて所望の出力電圧を出力する回路であり、入力電圧と出力電圧との差電圧の大きさに基づいて最大オン時間を決定する回路である。以下に、各構成要素について説明する。
The step-down converter shown in FIG. 4A includes an
まず、入力電源１、スイッチ素子２、ダイオード３、インダクタ４、出力コンデンサ５および負荷６については、第１の実施形態と同様であるので、説明を省略する。抵抗器１２および１３は、出力電圧Ｖｏを分圧して制御回路２０に出力する。
First, the
制御回路２０は、第１の基準電圧源２００、誤差増幅器２０１、比較器２０２、タイミングコンデンサ２０３、抵抗２０４、ＲＳラッチ２０５、抵抗２０６、ＮＰＮトランジスタ２０７、ツェナダイオード２０８、充電回路２０９を含む。当該制御回路２０は、出力電圧を制御するために第１の状態と第２の状態とに変化する駆動信号Ｖｇを生成する。なお、駆動信号Ｖｇについては、第１の実施形態と同様であるので詳細な説明を省略する。また、制御回路２０は、入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏとを検出し、入力電圧Ｖｉと当該出力電圧Ｖｏとの差電圧に基づいて、駆動信号Ｖｇが第１の状態である時間を制限する。以下に、当該制御回路２０について詳しく説明する。
The
第１の基準電圧源２００は、第１の基準電圧Ｖｒｅｆ１を出力する。誤差増幅器２０１は、第１の基準電圧Ｖｒｅｆ１と出力電圧Ｖｏを分圧してえられた電圧との差電圧を増幅した誤差信号Ｖｅを生成する。なお、誤差増幅器２０１では、出力電圧Ｖｏを分圧してえられる電圧が反転入力端子に入力し、第１の基準電圧Ｖｒｅｆ１が非反転入力端子に入力している。
The first
ツェナダイオード２０８は、誤差増幅器２０１が出力した誤差信号Ｖｅの信号レベルが第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２よりも高い場合には、当該誤差信号Ｖｅの信号レベルを基準電圧Ｖｒｅｆ２に制限する。なお、ツェナダイオード２０８は、誤差増幅器２０１が出力した誤差信号Ｖｅの信号レベルが第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２以下である場合には、誤差信号Ｖｅの信号レベルを制限することなく出力する。
The
充電回路２０９は、入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏとの差電圧の大きさに略比例する電流を発生し、当該電流によりタイミングコンデンサ２０３を充電する。ここで、図４（ｂ）を用いて、当該充電回路２０９について説明する。
The charging
充電回路２０９は、ＮＰＮトランジスタ２１０、抵抗２１１、ＰＮＰトランジスタ２１２、抵抗２１３、ＮＰＮトランジスタ２１４、ＮＰＮトランジスタ２１５、ＰＮＰトランジスタ２１６およびＰＮＰトランジスタ２１７を含む。
The charging
ＮＰＮトランジスタ２１０は、ベースに出力電圧Ｖｏが入力し、エミッタが抵抗２１１を介して接地され、コレクタに入力電圧Ｖｉが接続されたトランジスタである。ＰＮＰトランジスタ２１２は、ベースにＮＰＮトランジスタ２１０のエミッタが接続されたトランジスタである。抵抗２１３は、入力電圧ＶｉとＰＮＰトランジスタ２１２のエミッタとの間に接続される。ＮＰＮトランジスタ２１０、抵抗２１１、ＰＮＰトランジスタ２１２および抵抗２１３は、入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏとの差電圧に略比例する電流を発生する回路である。
The
ＮＰＮトランジスタ２１４は、コレクタおよびベースがＰＮＰトランジスタ２１２のコレクタに対して接続され、エミッタが接地されたトランジスタである。ＮＰＮトランジスタ２１５は、エミッタが接地され、ベースがＮＰＮトランジスタ２１４に接続されたトランジスタであり、ＮＰＮトランジスタ２１４とカレントミラーを構成する。すなわち、ＮＰＮトランジスタ２１４および２１５は、入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏとの差電圧に略比例する電流と等しい電流を発生する。
The
ＰＮＰトランジスタ２１６は、エミッタが入力電圧Ｖｉに接続され、ベースおよびコレクタがＮＰＮトランジスタ２１５のコレクタに接続されたトランジスタである。ＰＮＰトランジスタ２１７は、エミッタが入力電圧Ｖｉに接続され、ベースがＰＮＰトランジスタ２１６のベースに接続されたトランジスタであり、ＰＮＰトランジスタ２１６とカレントミラーを構成する。すなわち、ＰＮＰトランジスタ２１６および２１７は、ＮＰＮトランジスタ２１４および２１５が発生した電流と等しい電流を発生する。
The
ここで、図４（ａ）の説明に戻る。タイミングコンデンサ２０３は、ＰＮＰトランジスタ２１７から出力される電流で充電され、ＮＰＮトランジスタ２０７により放電される。
Here, the description returns to FIG. The
比較器２０２は、タイミングコンデンサ２０３の電圧Ｖｃの大きさが誤差信号Ｖｅの信号レベルよりも大きい場合には、Ｈレベルの信号を出力し、タイミングコンデンサ２０３の電圧Ｖｃの大きさが誤差信号Ｖｅの信号レベル以下である場合には、Ｌレベルの信号を出力する。そのため、当該比較器２０２では、反転入力端子に誤差信号Ｖｅが入力し、非反転入力端子にタイミングコンデンサ２０３の電圧Ｖｃが入力している。
The
抵抗２０４は、スイッチ素子２とダイオード３との接続点に接続され、接続点電圧Ｖｘを検出する。ＲＳラッチ２０５は、接続点電圧Ｖｘおよび比較器２０２からの出力に基づいて、第１の状態と第２の状態とに変化する駆動信号Ｖｇを生成する。具体的には、接続点電圧ＶｘがＬレベルからＨレベルに切り替わると、ＲＳラッチ２０５は、駆動信号Ｖｇを第２の状態（Ｈレベル）から第１の状態（Ｌレベル）に切り替える。一方、比較器２０２からの出力がＨレベルとなった場合には、ＲＳラッチ２０５は、駆動信号Ｖｇを第１の状態（Ｌレベル）から第２の状態（Ｈレベル）に切り替える。
The
ＮＰＮトランジスタ２０７は、駆動信号Ｖｇが抵抗２０６を介してベースに入力しており、タイミングコンデンサ２０３を短絡放電する。
In the
以上のように構成された本実施形態に係る降圧コンバータについて、以下にその動作について図面を参照しながら説明する。まず、降圧コンバータの通常動作（すなわち、過電流が発生していない状態）について説明を行う。ここで、図５（ａ）は、図４に示した降圧コンバータの通常動作時における、駆動信号Ｖｇ、スイッチ素子２とダイオード３との接続点電圧Ｖｘ、インダクタ４を流れるインダクタ電流ＩＬ、信号Ｓおよびタイミングコンデンサ１１８の電圧Ｖｃを示す動作波形図である。
The operation of the step-down converter according to this embodiment configured as described above will be described below with reference to the drawings. First, normal operation of the step-down converter (that is, a state where no overcurrent has occurred) will be described. 5A shows the drive signal Vg, the connection point voltage Vx between the
まず、時刻ｔ０〜時刻ｔ１の間において、制御回路２０は、第１の状態（すなわちＬレベル）の駆動信号をスイッチ素子２に対して出力する。これにより、時刻ｔ０〜時刻ｔ１の間において、スイッチ素子２は、導通状態に制御される。スイッチ素子２が導通状態になると、インダクタ４には入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏとの差電圧が印加される。応じて、インダクタ電流ＩＬが直線的に増加し、インダクタ４に磁気エネルギーが蓄積される。
First, between time t <b> 0 and time t <b> 1, the
一方、制御回路２０内部では、時刻ｔ０〜時刻ｔ１の間において、出力電圧Ｖｏの分圧が誤差増幅器２０１に入力する。応じて、誤差増幅器２０１は、第１の基準電圧Ｖｒｅｆ１と出力電圧Ｖｏの分圧との差電圧を増幅して誤差信号Ｖｅとして出力する。なお、この場合、出力電圧Ｖｏの電圧は、過電流保護が行われているときよりも大きくなる。そのため、第１の基準電圧Ｖｒｅｆ１と出力電圧Ｖｏの分圧との差が小さくなる。そのため、誤差信号Ｖｅの大きさは、第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２よりも小さくなる。その結果、ツェナダイオード２０８は、導通状態にならない。したがって、比較器２０２には、誤差増幅器２０１が出力した誤差信号Ｖｅがそのまま入力する。
On the other hand, in the
また、スイッチ素子２の駆動信号Ｖｇが第１の状態（すなわちＬレベル）であるので、ＮＰＮトランジスタ２０７は遮断状態である。そのため、タイミングコンデンサ２０３は、ＰＮＰトランジスタ２１７を介して充電される。
Further, since the drive signal Vg of the
比較器２０２は、誤差信号Ｖｅと電圧Ｖｃとを比較し、電圧Ｖｃの方が大きくなった時（すなわち、時刻ｔ１）に、電圧Ｖｃの方が誤差信号Ｖｅよりも大きくなったことを示すＨレベルの信号をＲＳラッチ２０５に出力する。応じて、ＲＳラッチ２０５は、駆動信号Ｖｇを第１の状態（Ｌレベル）から第２の状態（Ｈレベル）に切り替える。応じて、スイッチ素子２が導通状態に制御される。これにより、インダクタ４に発生したフライバック電圧は、出力電圧Ｖｏに達し、ダイオード３が導通する。スイッチ素子２が遮断状態の間である時刻ｔ１〜時刻ｔ２の間において、インダクタ電流ＩＬは、直線的に減少し、インダクタ４の磁気エネルギーが放出される。さらに、時刻ｔ１において、ＮＰＮトランジスタ２０７が導通状態に制御され、タイミングコンデンサ２０３が放電される。
The
時刻ｔ２において、インダクタ電流ＩＬがゼロになり、ダイオード３が遮断状態になると、インダクタ４のフライバック電圧が低下する。即ち、スイッチ素子２とダイオード３との接続点電圧Ｖｘが上昇する。電圧Ｖｘが上昇して所定値を超えると、ＲＳラッチ２０５は、駆動信号Ｖｇを第１の状態（Ｌレベル）に切り替えて、スイッチ手段２を導通状態に制御する。応じて、ＮＰＮトランジスタ２０７が遮断状態に切り替わり、タイミングコンデンサ２０３の充電が開始される。以上の動作を繰り返して自励発振動作が行われ、出力電圧Ｖｏは所望値に安定化される。
At time t2, when the inductor current IL becomes zero and the
具体的には、誤差信号Ｖｅは、出力電圧Ｖｏが所望値より高くなろうとすると低下する。これにより、スイッチ素子２が導通状態である時間を短くして出力コンデンサ５への電力供給を抑制して出力電圧Ｖｏを低下させる。一方、誤差信号Ｖｅは、出力電圧Ｖｏが低くなろうとすると上昇する。これにより、スイッチ素子２のが導通状態である時間を長くして出力コンデンサ５への電力供給を増加して出力電圧Ｖｏを上昇させる。以上のように出力電圧Ｖｏは所望値に安定化される。
Specifically, the error signal Ve decreases when the output voltage Vo is about to be higher than a desired value. As a result, the time during which the
次に、過電流状態における図４に示す降圧コンバータの動作について図面を参照しながら説明する。ここで、図５（ｂ）は、図１の降圧コンバータの過電流時における、駆動信号Ｖｇ、スイッチ素子２とダイオード３との接続点電圧Ｖｘ、インダクタ４を流れるインダクタ電流ＩＬ、信号Ｓおよびタイミングコンデンサ２０３の電圧Ｖｃを示す動作波形図である。
Next, the operation of the step-down converter shown in FIG. 4 in the overcurrent state will be described with reference to the drawings. Here, FIG. 5B shows the drive signal Vg, the connection point voltage Vx between the
まず、時刻ｔ０〜時刻ｔ１の間において、制御回路２０は、第１の状態（すなわちＬレベル）の駆動信号をスイッチ素子２に対して出力する。これにより、時刻ｔ０〜時刻ｔ１の間において、スイッチ素子２は、導通状態に制御される。スイッチ素子２が導通状態になると、インダクタ４には入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏとの差電圧が印加される。応じて、インダクタ電流ＩＬが直線的に増加し、インダクタ４に磁気エネルギーが蓄積される。
First, between time t <b> 0 and time t <b> 1, the
一方、制御回路２０内部では、出力電圧Ｖｏの分圧が誤差増幅器２０１に入力する。応じて、誤差増幅器２０１は、第１の基準電圧Ｖｒｅｆ１と出力電圧Ｖｏの分圧との差電圧を増幅して誤差信号Ｖｅとして出力する。なお、この場合、出力電圧Ｖｏの電圧は、過電流状態であるので、過電流状態でないときよりも低くなる。そのため、出力電圧Ｖｏの分圧が第１の基準電圧Ｖｒｅｆ１より低下し、誤差信号Ｖｅが上昇して第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２よりも大きくなろうとする。したがって、誤差信号Ｖｅの大きさは、第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２よりも大きくなる。その結果、ツェナダイオード２０８は、導通状態に切り替わり、誤差信号Ｖｅの信号レベルは、第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２に制限される。
On the other hand, in the
また、スイッチ素子２の駆動信号Ｖｇが第１の状態（すなわちＬレベル）であるので、ＮＰＮトランジスタ２０７は遮断状態である。そのため、タイミングコンデンサ２０３は、ＰＮＰトランジスタ２１７を介して充電される。
Further, since the drive signal Vg of the
比較器２０２は、誤差信号Ｖｅ（第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２と同じ大きさをもつ）と電圧Ｖｃとを比較し、電圧Ｖｃの方が大きくなった時（すなわち、時刻ｔ１）に、Ｈレベルの信号をＲＳラッチ２０５に出力する。なお、図５（ａ）における時刻ｔ０から時刻ｔ１までの間の時間は、過電流保護が行われていない図５（ｂ）における時刻ｔ０から時刻ｔ１までの間の時間よりも長く、最大オン時間となる。応じて、ＲＳラッチ２０５は、駆動信号Ｖｇを第１の状態（Ｌレベル）から第２の状態（Ｈレベル）に切り替える。これにより、スイッチ素子２が遮断状態に制御される。応じて、インダクタ４に発生したフライバック電圧は、出力電圧Ｖｏに達し、ダイオード３が導通する。スイッチ素子２が遮断状態の間である時刻ｔ１〜時刻ｔ２の間において、インダクタ電流ＩＬは、直線的に減少し、インダクタ４の磁気エネルギーが放出される。さらに、時刻ｔ１において、ＮＰＮトランジスタ２０７が導通状態に制御され、タイミングコンデンサ２０３が放電される。
The
時刻ｔ２において、インダクタ電流ＩＬがゼロになり、ダイオード３が遮断状態になると、インダクタ４のフライバック電圧が低下する。即ち、スイッチ素子２とダイオード３との接続点電圧Ｖｘが上昇する。電圧Ｖｘが上昇して所定値を超えると、ＲＳラッチ２０５は、駆動信号Ｖｇを第１の状態（Ｌレベル）に切り替えて、スイッチ手段２を導通状態に制御する。応じて、ＮＰＮトランジスタ２０７が遮断状態に切り替わり、タイミングコンデンサ２０３の充電が開始される。以上の動作を繰り返して自励発振動作が行われる。
At time t2, when the inductor current IL becomes zero and the
以上のように、本実施形態に係る降圧コンバータによれば、最適な最大オン時間を設定することができるようになり、その結果として、出力電流を一定にすることができる。以下に詳しく説明する。 As described above, according to the step-down converter according to the present embodiment, the optimum maximum on-time can be set, and as a result, the output current can be made constant. This will be described in detail below.
過電流時には、誤差信号Ｖｅの上限は第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２に制限される。タイミングコンデンサ２０３の電圧Ｖｃがゼロから充電されて第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２に至り、駆動信号Ｖｇが反転するまでの時間を最大オン時間Ｔｏｎ（ｍａｘ）とし、タイミングコンデンサ２０３のキャパシタンスをＣとすると、最大オン時間Ｔｏｎ（ｍａｘ）は次式（５）で表される。
At the time of overcurrent, the upper limit of the error signal Ve is limited to the second reference voltage Vref2. When the voltage Vc of the
Ｔｏｎ（ｍａｘ）＝Ｃ・Ｒ・Ｖｒｅｆ２／（Ｖｉ−Ｖｏ） （５） Ton (max) = C · R · Vref2 / (Vi−Vo) (5)
ここで、式（２）に式（５）を代入することにより、Ｉｐ＝Ｃ・Ｒ・Ｖｒｅｆ２／Ｌが得られる。すなわち、入出力条件の変動に関わらず、インダクタ電流ＩＬのピーク値Ｉｐを一定とすることができる。さらに、自励式の降圧コンバータの場合、インダクタ電流ＩＬのピーク値Ｉｐと出力電流Ｉｏとの関係は、Ｉｏ＝Ｉｐ／２の関係が成立する。したがって、本実施形態に係る降圧コンバータによれば、第１の実施形態と同様に、出力電流Ｉｏを入出力条件によらず略一定にすることができる。 Here, by substituting equation (5) into equation (2), Ip = C · R · Vref2 / L is obtained. That is, the peak value Ip of the inductor current IL can be made constant regardless of fluctuations in the input / output conditions. Further, in the case of a self-excited step-down converter, the relationship between the peak value Ip of the inductor current IL and the output current Io is such that Io = Ip / 2. Therefore, according to the step-down converter according to the present embodiment, similarly to the first embodiment, the output current Io can be made substantially constant regardless of the input / output conditions.
また、第１の実施形態に係る降圧コンバータは、従来の降圧コンバータに時間制限回路１１を付加する構成であった。これに対して、本実施形態に係る降圧コンバータでは、通常動作時のオン時間の設定するために誤差信号と比較される三角波電圧に、入力電圧と出力電圧の情報を加味した構成とし、誤差信号に上限値を設けることによって最大オン時間設定を適切に行うことができる。
Further, the step-down converter according to the first embodiment has a configuration in which the
（第３の実施形態）
以下に、本発明の第３の実施形態に係る降圧コンバータについて図面を参照しながら説明する。図６は、本実施形態に係る降圧コンバータの構成を示した図である。なお、図６において、図４に示した実施の形態２における降圧コンバータと共通する部分には、同一の符号を付して、その説明を省略する。
(Third embodiment)
The step-down converter according to the third embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 6 is a diagram showing a configuration of the step-down converter according to the present embodiment. In FIG. 6, parts common to the step-down converter in the second embodiment shown in FIG.
ここで、本実施に係る降圧コンバータが図４に示した第２の実施形態に係る降圧コンバータと異なる点は、出力電圧Ｖｏを直接検出するのではなく、スイッチ素子２とダイオード３との接続点電圧Ｖｘを平均化して、出力電圧Ｖｏを検出する点である。具体的には、制御回路３０において、スイッチ素子２とダイオード３との接続点から抵抗３１とコンデンサ３２の直列からなる平均化回路が接続され、コンデンサ３２の他端が接地される。そして、抵抗３１とコンデンサ３２との接続点電圧Ｖｙが出力電圧Ｖｏの代わりに充電回路２０９に入力する。このような構成をとることにより、出力電圧Ｖｏを間接的に検出することが可能となる。以下に、詳しく説明する。
Here, the step-down converter according to the present embodiment is different from the step-down converter according to the second embodiment shown in FIG. 4 in that the output voltage Vo is not directly detected, but the connection point between the
まず、抵抗３１の抵抗値をＲ３１とする。また、コンデンサ３２のキャパシタンスは十分大きく、電圧Ｖｙは直流電圧であると仮定する。この場合、スイッチ素子２が導通状態のとき、コンデンサ３２を充電する電流は、（Ｖｉ−Ｖｙ）／Ｒ３１となる。一方、スイッチ素子２が遮断状態のとき、コンデンサ３２を放電する電流は、Ｖｙ／Ｒ３１となる。ここで、スイッチ素子２のオン時間をＴｏｎ、オフ時間をＴｏｆｆとすると、定常状態においてコンデンサ３２の充放電電荷は均衡するから、Ｔｏｎ・（Ｖｉ−Ｖｙ）／Ｒ３１＝Ｔｏｆｆ・Ｖｙ／Ｒ３１の関係式が成立する。この関係式を変形することにより、次式（６）が得られる。
First, the resistance value of the
Ｖｙ＝Ｖｉ・Ｔｏｎ／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）＝Ｖｏ （６） Vy = Vi · Ton / (Ton + Toff) = Vo (6)
実際には電圧Ｖｙは、抵抗３１とコンデンサ３２とのＣＲ時定数を有して出力電圧Ｖｏ近傍で増減する電圧となるが、最大オン時間の設定に支障はほとんど無い。
Actually, the voltage Vy has a CR time constant between the
以上のように、本実施形態に係る降圧コンバータによれば、第１の実施形態および第２の実施形態と同様に、過電流動作時の出力電流Ｉｏを入出力条件によらずほぼ一定値にすることができるようになる。 As described above, according to the step-down converter according to the present embodiment, as in the first and second embodiments, the output current Io during the overcurrent operation is set to a substantially constant value regardless of the input / output conditions. Will be able to.
また、本実施形態に係る降圧コンバータによれば、スイッチ素子２とダイオード３との接続点電圧Ｖｙを平均化して検出し、出力電圧Ｖｏを検出したものとみなしている。そのため、出力電圧Ｖｏを検出する必要がなくなる。これにより、例えば、制御回路３０が１つの半導体チップとして製造され、当該半導体チップが降圧コンバータに接続される場合において、回路を小型化することができる。具体的には、出力電圧Ｖｏが直接検出された場合には、制御回路３０を構成する半導体チップには、出力電圧Ｖｏ、接続点電圧Ｖｘ、入力電圧Ｖｉおよび駆動信号Ｖｇの端子が必要となる。これに対して、出力電圧Ｖｏの検出に接続点電圧Ｖｙが用いられた場合には、接続点電圧Ｖｘ、入力電圧Ｖｉおよび駆動信号Ｖｇの端子が必要となる。すなわち、本実施形態に係る降圧コンバータでは、端子が一つ少なくてすむ。
Further, according to the step-down converter according to the present embodiment, the connection point voltage Vy between the
なお、本実施形態では、平均化回路は、抵抗とコンデンサの直列回路によって構成されているが、当該平均化回路はこれに限らない。例えば、当該平均化回路は、インダクタとコンデンサによるＬＣフィルタ回路であっても構わない。降圧コンバータは、オンオフするスイッチ素子によって入力電圧をパルス波形とし、それをＬＣフィルタによって平均化して出力するものである。即ち、平均化回路は、印加電圧を平均化する機能を有していればよい。 In the present embodiment, the averaging circuit is constituted by a series circuit of a resistor and a capacitor, but the averaging circuit is not limited to this. For example, the averaging circuit may be an LC filter circuit including an inductor and a capacitor. The step-down converter converts an input voltage into a pulse waveform by a switch element that is turned on and off, and averages it with an LC filter for output. That is, the averaging circuit only needs to have a function of averaging applied voltages.
また、第１〜第３の実施形態において、入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏとの差電圧と、最大オン時間との関係は、差電圧が大きくなれば連続的に最大オン時間が短くなるものとしている。しかしながら、差電圧と最大オン時間との関係はこれに限らない。例えば、差電圧が大きくなるにしたがって、不連続に階段状に最大オン時間が短くなってもよい。 In the first to third embodiments, the relationship between the difference voltage between the input voltage Vi and the output voltage Vo and the maximum on-time is such that the maximum on-time continuously decreases as the difference voltage increases. Yes. However, the relationship between the differential voltage and the maximum on-time is not limited to this. For example, the maximum on-time may be shortened stepwise in a discontinuous manner as the differential voltage increases.
また、第１〜第３の実施形態において、本発明の効果が顕著に示される自励式の降圧コンバータを用いて説明してきたが、本発明は過電流保護を電流検出によって行う自励式以外の降圧コンバータに適用しても構わない。本発明のような適切な最大オン時間の設定は、電流検出から保護動作に至るまでの遅延時間を補完し、過電流保護機能の信頼性を向上することができる。 In the first to third embodiments, the self-excited step-down converter in which the effect of the present invention is remarkably shown has been described. However, the present invention is not a self-excited step-down converter that performs overcurrent protection by current detection. You may apply to a converter. The appropriate setting of the maximum on-time as in the present invention can complement the delay time from the current detection to the protection operation, and improve the reliability of the overcurrent protection function.
本発明に係る降圧コンバータは、好適な最大オン時間を発生させることができる効果を有し、入力電源から供給される入力電圧を降下させて所望の出力電圧を出力する降圧コンバータ等として有用である。 The step-down converter according to the present invention has an effect capable of generating a preferable maximum on-time, and is useful as a step-down converter that outputs a desired output voltage by dropping an input voltage supplied from an input power supply. .
１ 入力電源
２ スイッチ素子
３ ダイオード
４ インダクタ
５ 出力コンデンサ
６ 負荷
８ 帰還回路
９ 出力検出回路
１０ 制御回路
１１ 時間制限回路
DESCRIPTION OF
Claims (8)
前記出力電圧を制御するために第１の状態と第２の状態とに変化する駆動信号を生成する制御手段と、
前記駆動信号が第１の状態のときに導通状態となり、第２の状態のときに遮断状態となるスイッチ手段と、
前記スイッチ手段が遮断状態のときに電流を出力する整流手段と、
前記スイッチ手段が導通状態のときに前記入力電源からの電流によって磁気エネルギーを蓄積し、当該スイッチ手段が遮断状態のときに前記整流手段が出力する電流によって当該磁気エネルギーを放出するインダクタと、
前記インダクタに流れる電流を平滑し、前記出力電圧を出力する平滑手段と、
前記入力電圧と前記出力電圧とを検出し、当該入力電圧と当該出力電圧との差電圧に基づいて、前記駆動信号が第１の状態である時間を制限する時間制限手段とを備える、降圧コンバータ。 A step-down converter that outputs a desired output voltage by dropping an input voltage supplied from an input power source,
Control means for generating a drive signal that changes between a first state and a second state in order to control the output voltage;
Switch means which is in a conductive state when the drive signal is in a first state and is in a cut-off state when in the second state;
Rectifying means for outputting a current when the switch means is in an interrupted state;
An inductor that accumulates magnetic energy by a current from the input power supply when the switch means is in a conductive state, and that releases the magnetic energy by a current output by the rectifier means when the switch means is in a cutoff state;
Smoothing means for smoothing a current flowing through the inductor and outputting the output voltage;
A step-down converter comprising: a time limiting unit that detects the input voltage and the output voltage and limits a time during which the drive signal is in the first state based on a difference voltage between the input voltage and the output voltage. .
コンデンサと、
前記差電圧の大きさに略比例する電流を発生し、当該電流により前記コンデンサを充電する充電回路と、
前記コンデンサの電圧を検出し、当該コンデンサの電圧の大きさが所定値に到達した場合には、前記駆動信号を前記第１の状態から前記第２の状態へと前記制御手段に切り替えさせる比較器とを含む、請求項２に記載の降圧コンバータ。 The time limiting means is
A capacitor,
A charging circuit that generates a current substantially proportional to the magnitude of the differential voltage and charges the capacitor with the current;
A comparator that detects the voltage of the capacitor and causes the control means to switch the driving signal from the first state to the second state when the magnitude of the voltage of the capacitor reaches a predetermined value. The step-down converter according to claim 2, including:
前記時間設定手段は、前記スイッチ手段と前記整流手段との接続点の電圧を平均化して、前記出力電圧を検出することを特徴とする、請求項１に記載の降圧コンバータ。 The output side of the switch means and the output side of the rectifier means are electrically connected,
2. The step-down converter according to claim 1, wherein the time setting unit detects the output voltage by averaging voltages at a connection point between the switch unit and the rectifying unit.
前記出力電圧を制御するために第１の状態と第２の状態とに変化する駆動信号を生成する制御手段と、
前記駆動信号が第１の状態のときに導通状態となり、第２の状態のときに遮断状態となるスイッチ手段と、
前記スイッチ手段が遮断状態のときに電流を出力する整流手段と、
前記スイッチ手段が導通状態のときに前記入力電源からの電流によって磁気エネルギーを蓄積し、当該スイッチ手段が遮断状態のときに前記整流手段が出力する電流によって当該磁気エネルギーを放出するインダクタと、
前記インダクタに流れる電流を平滑し、前記出力電圧を出力する平滑手段とを備え、
前記制御手段は、前記入力電圧と前記出力電圧とを検出し、当該入力電圧と当該出力電圧との差電圧に基づいて、前記駆動信号が第１の状態である時間を制限することを特徴とする、降圧コンバータ。 A step-down converter that outputs a desired output voltage by dropping an input voltage supplied from an input power source,
Control means for generating a drive signal that changes between a first state and a second state in order to control the output voltage;
Switch means which is in a conductive state when the drive signal is in a first state and is in a cut-off state when in the second state;
Rectifying means for outputting a current when the switch means is in an interrupted state;
An inductor that accumulates magnetic energy by a current from the input power supply when the switch means is in a conductive state, and that releases the magnetic energy by a current output by the rectifier means when the switch means is in a cutoff state;
Smoothing means for smoothing the current flowing through the inductor and outputting the output voltage;
The control means detects the input voltage and the output voltage, and limits the time during which the drive signal is in the first state based on a difference voltage between the input voltage and the output voltage. A buck converter.
所望値と前記出力電圧との差電圧を増幅した誤差信号を生成する誤差増幅器と、
前記誤差増幅器が出力した誤差信号の信号レベルが所定レベルよりも高い場合には、当該誤差信号の信号レベルを所定レベルに制限するクランプ回路と、
コンデンサと、
前記入力電圧と前記出力電圧との差電圧の大きさに略比例する電流を発生し、当該電流により前記コンデンサを充電する充電回路と、
前記コンデンサの電圧を検出し、当該コンデンサの電圧の大きさが前記クランプ回路から出力される誤差信号の信号レベルに到達した場合には、前記駆動信号を前記第１の状態から前記第２の状態へと切り替える比較器とを含む、請求項２に記載の降圧コンバータ。 The control means includes
An error amplifier that generates an error signal obtained by amplifying a difference voltage between a desired value and the output voltage;
A clamp circuit that limits the signal level of the error signal to a predetermined level when the signal level of the error signal output from the error amplifier is higher than a predetermined level;
A capacitor,
A charging circuit that generates a current substantially proportional to the magnitude of a difference voltage between the input voltage and the output voltage, and charges the capacitor with the current;
When the voltage of the capacitor is detected and the voltage level of the capacitor reaches the signal level of the error signal output from the clamp circuit, the drive signal is changed from the first state to the second state. The step-down converter according to claim 2, further comprising: a comparator that switches to
前記スイッチ手段の出力側と前記整流手段の出力側とは電気的に接続されており、
前記充電回路は、前記スイッチ手段と前記整流手段との接続点の電圧を平均化して、前記出力電圧を検出することを特徴とする、請求項１に記載の降圧コンバータ。
The error amplifier detects the output voltage by detecting a voltage that fluctuates according to the fluctuation of the output voltage,
The output side of the switch means and the output side of the rectifier means are electrically connected,
2. The step-down converter according to claim 1, wherein the charging circuit detects the output voltage by averaging voltages at a connection point between the switch unit and the rectifying unit.
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Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2007072925A1 (en) * | 2005-12-22 | 2007-06-28 | Matsushita Electric Works, Ltd. | Discharge lamp lighting device and image display device |
| WO2009028302A1 (en) * | 2007-08-27 | 2009-03-05 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Vehicle step-up converter circuit |
| JP2010017043A (en) * | 2008-07-07 | 2010-01-21 | Fuji Electric Device Technology Co Ltd | Switching power supply apparatus |
| JP2013074657A (en) * | 2011-09-27 | 2013-04-22 | Denso Corp | Power conversion device |
| CN106160466A (en) * | 2015-03-25 | 2016-11-23 | 三垦电气株式会社 | Switching power unit |
| CN114583937A (en) * | 2022-05-05 | 2022-06-03 | 茂睿芯（深圳）科技有限公司 | Overcurrent protection circuit, overcurrent protection method and power supply device of voltage converter |
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Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2007072925A1 (en) * | 2005-12-22 | 2007-06-28 | Matsushita Electric Works, Ltd. | Discharge lamp lighting device and image display device |
| US7943890B2 (en) | 2005-12-22 | 2011-05-17 | Panasonic Electric Works Co., Ltd. | Discharge lamp lighting device and image display device with switching frequency |
| WO2009028302A1 (en) * | 2007-08-27 | 2009-03-05 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Vehicle step-up converter circuit |
| JP2010017043A (en) * | 2008-07-07 | 2010-01-21 | Fuji Electric Device Technology Co Ltd | Switching power supply apparatus |
| JP2013074657A (en) * | 2011-09-27 | 2013-04-22 | Denso Corp | Power conversion device |
| US8994353B2 (en) | 2011-09-27 | 2015-03-31 | Denso Corporation | Power converter with a pulse-width limiter that limits a drive signal pulse width according to the input voltage |
| CN106160466A (en) * | 2015-03-25 | 2016-11-23 | 三垦电气株式会社 | Switching power unit |
| CN106160466B (en) * | 2015-03-25 | 2018-11-27 | 三垦电气株式会社 | Switching power unit |
| CN114583937A (en) * | 2022-05-05 | 2022-06-03 | 茂睿芯（深圳）科技有限公司 | Overcurrent protection circuit, overcurrent protection method and power supply device of voltage converter |
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