JPS63502474A - モータ付勢回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 モータ付勢回路 本発明は請求の範囲の請求項ｌ前段に開示された種類のリラクタンスモータの付 勢回路に関する。

可変リラクタンスモータ、特に所謂スイッチ型駆動モータにおいて一相から他の 相への転流（ｃｏｍ＋ｍｕｔｉｎｇ）の最も普通の方法は、回転子の回転位置に 対応する制御信号を生じる少なくとも一つの回転子センサを利用することである 。

しかし、この方法では回転子に追加の素子を設けなければならず、これは多くの 欠点を伴い、特に厄介な環境では誤差を生じることが判明している。

可変リラクタンスで操作するブラシレス直流モータは技術上周知である。本発明 に係る種類の可変リラクタンスモータは、一つ以上の相で配置された一つ以上の 励起巻線を持つ固定子を脊し、それぞれの相巻線は別々に活性化（ａｃｔ　ｉｖ ａｔｅ）または励起される。固定子と回転子は機械的トルクを発生するための磁 気回路を形成し、このトルクは活性化または付勢された巻線のアンペアターンの 二乗およびパーミアンスの時間的変化に比例し、パーミアンスの時間的変化はモ ータにおける回転子シフトの関数である。回転子の位置が固定子に関してシフト すると、固定子巻線の磁気回路のりラフタンスが変化し、次いでまたパーミアン スが変化する。

パーミアンスが回転子の変位またはシフトと共に変化する期間に亙り巻線のアン ペアターンが維持されるときにのみ、モータの駆動方向にトルクが得られる。故 に、各巻線を各巻線の一つのこのような期間にのみ付勢状態に維持する努力がは らわれる。駆動技術に関する理由で、１回に１つの固定予相を活性化することは 、必ずしも必要ではないが、便利である。一相から他の相への転流（　ｃｏａ＋ ｍｕｔａｔ　ｉｏｎ）は、巻線への電流供給の結果回転子の変位またはシフトと 共にパーミアンスが増加する一つの回転子位置期間中に各相巻線が活性化または 付勢されるように行うことができる。各相巻線への給電は、巻線のアンペアター ンの結果、パーミアンスが回転子の変位またはシフトと共に減少する各回転位置 期間中、好ましくは中断または減少される。前述のように、この点についての最 も普通の方法は、回転子位置を連続的に感知し、センサ制御回路の助けにより付 勢供給部を制御するために追加の回転センサを用いることである。

しかし、これらの回転子位置センサを省くことができる手段を見付けることが一 般に望まれている。固定子巻線および周囲回路の電流または電圧特性の変化を利 用して付勢電圧をオン、オフできる適当な時点を指示する幾つかの試みが行われ ている。駆動モータ型の切換型リラクタンスモータ（ｓｗｉｔｃｈｅｄ　ｒｅｌ ｕｃｔａｎｃｅ　ｌＩＩｏｔｏｒ）に遭遇する特定の問題は、モータが高速でも 低速でも運転できることである。付勢電圧を制御する目的でモータ特性を感知す る装置を組み入れた周知システムの殆どのものは、主として、ステッピングモー タ用に意図され、また比較的に低いモータ速度で満足に機能するが、最大モータ 速度の５０％を超える速度に関し，では性能が悪く、または性能が全くない。

米国特許明細書第３，　９８０，　９３３号に記載されたー周知のリラクタンス モータ制御システムでは、モータが回転するとき、また切換装置からの出力が非 導通であるときに固定子巻線に誘導される起電力（ＥＭＦ）が感知される。切換 装置の出力はＥＭＦが所定のレベルに到達すると導通する。このモータは、イン ターフィアレンスマージンを与えるためにかなりのバイアス電流を必要とする。

この結果、電力損失が生じる。更に、回転子位置が感知される期間に付勢電流が 巻線を通らないから、モータを最大まで負荷することができない。故に、相巻線 の一つに励起または付勢電流を常時通さなければならない。

米国特許明細書第４．５２０．３０２号に記載された他のリラクタンスモータ制 御システムの場合、回転子位置の指示を与えるために、固定子巻線を通る電流が ルベルから他のレベルへ上昇または降下する時間を測定する手段が設けられる。

而して、専ら電流がこの制御中に感知される。このシステムは、ステラピンラグ モータを制御するように設計されたものであり、高速度、例えば、最大モータ速 度の５０％を越える速度での分解（ｒｅｓｏｌｕｔ　１ｏｎ）が良くない。

本発明の目的は、回転子センサを使用しないにも拘わらずモータを総ての速度お よび負荷で駆動できるリラクタンスモータ駆動回路を提供することである。この 目的は、請求の範囲の請求項１記載の特徴を有する付勢回路により達成される。

本発明の他の特徴は残りの請求項に開示されている。

本発明によれば、与えられた速度Ｖ。以上の速度において巻線への電圧の供給を 中断する信号が前記巻線を通る電流からおよび前記巻線の電圧から直接導出され 、しかもモータ駆動が測定プロセスにより直接影響されない。このようにして、 ７１以上の速度において回転子位置°センサに対して得られる機能と完全に対応 する機能が得られる。回転子が回転すると、各固定子巻線のインダクタンスがこ の回転中のパーミアンスの変動に起因して、与えられたカーブ形状に従って変化 する。本発明によれば、巻線のインダクタンスが所定の値しｋを有する時期は、 各相巻線について感知される。次いで計算ユニットが巻線への付勢電圧の供給を 中断するために、感知された時点に続く時点を計算する。

次に本発明を添付図面に関して詳述する。図中、第１図は本発明による制御シス テムの一実施例を示す回路図である； 第２−５図は本発明の操作態様を示す図である：第６図は第１図に示した回路を 補足する回路を示す：および 第７図は本発明の操作態様を示す他の図である。

第１図は３相リラクタンスモータの固定子上の３個の相巻線Ｌｌ、　Ｌ２．　Ｌ ３を示す。本発明はモータの相の数に限定されず、３相は専ら例として示されて いる。モータは例えば３１０Ｖにできる直流電圧■により駆動され、この電圧は 駆動型およびスイッチ型すラクタンスモークでは普通である。

アースと電源の正端子との間で相巻線Ｌｌは、電流測定抵抗器Ｒ１、パワートラ ンジスタＴａｌのソース−ドレン経路、相巻線１、およびパワートランジスタＴ ｂｌを組み入れた回路中にある。この回路において、下方のトランジスタＴａｌ は相巻線Ｌ１が付勢される全期間に亙り飽和までバイアスされ、上方のトランジ スタＴｂｌは切換型リラクタンスモーフにおける普通の態様で相の付勢期間中パ ルス操作され、−相の各付勢パルスは部分パルスに分割される。駆動パルスを部 分パルスに分割するプロセスは本発明の部分を構成せず、故に詳述しない。ダイ オードＤａｌはその陽極がアースに接続され、その陰極がトランジスタＴａｌか ら遠方の相巻線Ｌ１の部分へ接続されるが、これは付勢パルス期間全体に亙り相 巻線Ｌｌを通る電流を維持するためである。ダイオードＤｂｌはその陽極がトラ ンジスタＴｂｌから遠方の相巻線Ｌｌの部分および正端子へ接続されるが、これ はトランジスタＴａｌが不活性化、即ちブロックされるや否や電流を相巻線から 急激に排除できる電流回路を与えるためである。

残りの相巻線Ｌ２、Ｌ３の各々は同じ種類のそれぞれの回路へ接続される。而し て、相巻線Ｌ２は電流測定抵抗器Ｒ２，２個のパワートランジスタＴａ２、Ｔｂ ２、および２個のダイオードＤａ２．　Ｄｂ２から成る回路に組み入れられ、相 巻線Ｌ３は電流測定抵抗器Ｒ３，２個のパワーダイオードＴａ３．　Ｔｂ３およ び２個のダイオードＤａ３．　Ｄｂ３から成る回路に組み入れられている。

オン−オフモードへのトランジスタの切換は制御ユニットｌにより制御される。

制御ユニットは好ましくはマイクロプロセッサまたはマイクロコンピュータであ るが、従来の回路構成要素から作られた回路を使用することもできる。

制御ユニット１は６個の出力を有し、各出力は各トランジスタを個々にゲートす る目的で、増幅器２を介してそれぞれのトランジスタＴａｌ、　Ｔａ２．　Ｔａ ３．　Ｔｂｌ、　Ｔｂ２．　Ｔｂ３のゲート手段へ接続される。

本発明によれば、相巻線毎に、インダクタンス曲線の上へ延びた部分における相 巻線のインダクタンスＬが所定のインダクタンス値Ｌｋを通る時点θ、が測定さ れる。条件Ｌ〉Ｌｋを調べる目的で、相巻線の総合電圧が巻線を通る電流と感知 されたインダクタンス値しｋとの積と比べられる。

Ｌｋ条件は、ここでは基本条件と称されるが、これは下記により導出できる。

巻線電流の微分方程式は ここにＵは相巻線における、問題の相の全活性化時間中に励起されるトランジス タＴａｌ、　Ｔａ２．　Ｔａ３における、および電流測定抵抗器Ｒ１，Ｒ２，Ｒ ３おける電圧、（トランジスタの電圧降下は無視できる）、Ｒは相巻線の抵抗お よび連続的に活性化されるトランジスタの抵抗に付加されるそれぞれの電流測定 抵抗器Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３の抵抗、Ｌはそれぞれの相巻線Ｌｌ、　Ｌ２、Ｌ３のイ ンダクタンス、ｉは相巻線を通る電流である。

式１は下記のように書き換えられる。

相に対する付勢電圧の開始時間（ｔｏ・０）から時間ｔまで積分し、１ｉ＝ｏ、 即ち相が活性化されたときに巻線に電流が流れないと仮定すると、ＩＬ−０であ るから、式（Ｌ−ｉ）ｔ＝０が得られる。この式から下記が得られる。

ここにｔは変数であり、 条件ｔ、（Ｄ＞ｔ（ｋ）から、 即ち、 式（２）は本発明によるＬｋ条件または基本条件を与える。

式（２）による基本条件を連続的に試験するには相の初期活性化の時間から基本 条件が満たされる時間まで桁毎に試験する必要があるが、この試験を行うために 、各相に下記の回路が設けられる。

電圧Ｕを連続的に感知する目的で、２個の抵抗器Ｒａ１．　Ｒｂ１およびＲａ２ ．　Ｒｈ２およびＲａ３．　Ｒｂ３から成る電圧分割器がアースと第１図の相巻 線の上端との間に接続される。電圧分割器は相巻線回路を不必要に負荷しないた めに、比較的に高い総抵抗を有する。電圧Ｕの適当な一部、即ちに−Ｕがそれぞ れの接地抵抗器Ｒａｌ、　Ｒａ２．　Ｒａ３から取られる。マルチプレックスユ ニット３は３個の各電圧分割器の出力へ接続された入力を有する。マルチプレッ クサユニット３はインダクタンスを測定される相巻線のために電圧分割器からの 信号をユニット３の出力へ結合するように制御ユニットｌにより制御される。こ れは１本の制御導体で行うことができ、而して制御導体における「１」の信号毎 に切換プロセスが周期的に生起する。電圧Ｕに到達するために、ユニット３から の出力信号は分割回路４においてｋで分割される。

マルチプレックスユニ・７ト５は総てが抵抗Ｒ°を有する抵抗器Ｒ１，Ｒ２，Ｒ ３へ接続された３つの人力を有する。第４人力は後述される。マルチプレックス ユニット５はマルチプレックスユニット３の制御と同期して制御ユニットｌによ ’ＩＩＩ御される。しかし、この場合、制御ユニット１はどの入力を出力へ接続 すべきかを示す信号を発生する。

マルチプレックスユニット５からの出力信号はマルチブリケータ（＋ｎｕｌｔｉ ｐｌｉｃａｔｏｒ）　６へ付与され、マルチブリケータ６は抵抗Ｒ′により分割 される全巻線回路に対して抵抗Ｒを乗じる。回路６からの出力信号は値Ｒ１を有 する。電圧Ｕを有する分割回路４の出力は（＋）入力へ接続され、電圧Ｒ１を有 するマルチブリケータ回路６への出力は微分器７の（＝）入力へ接続され、而し てその出力の電圧は（Ｕ−Ｒｉ）　テある。この信号は積分回路８へ供給され、 積分回路は制御回路１により決められる時間中に回路７からの信号を積分する。

回路８は制御回路１から得られる制御信号により新しい積分を開始する。

マルチプレックスユニット５の出力はマルチブリケータ９へ接続され、このマル チブリケータは信号Ｒ°をしに／Ｒ”で乗算する。ユニット９からの出力信号は 値Ｌｋ、　ｉを得、ここにＬｋは検出されるインダクタンスである。

積分器８および乗算回路９からの信号は比較器１０のそれぞれの入力へ送られ、 比較器は積分器８からの信号の値が回路９からの信号の値を超えるや否やその出 力に「１」の信号を生じる。

制御ユニット１が比較器１０から信号を受信し、この信号が後述のように非許容 期間内にないとき、問題の相へ適用可能な性質の感知が完了する。次いで制御ユ ニット１は制御信号をマルチプレックスユニット３．５へ送す、これらのユニッ トを活性化して感知されるべき次の相からの信号を通す。

あるいは、これらのユニットは次の相の活性化時に切り換えることができる。

理解されるように、基本条件の全計算は値のに倍であるファクタにより行うこと ができ、これにより回路４の必要性を無くす。

しかし、制御ユニット１は第２−５図に関して後で詳述するように、式（２）に よる基本条件の遂行時に問題の相を直ちに不活性化しない。その代わり、制御ユ ニット１は、相を活性化すべき時期を確立するために、予設定条件による計算を 行う。これらの条件は、回転子の回転速度に一部依存し、また電流ｉに一部依存 する。

故に、電流ｉの値は制御ユニット１へ直接送られなければならない。マルチプレ ックスユニット５の出力は故にアナログ／ディジタル変換器１１へ接続され、制 御ユニット１の別の入力へ送られ、制御ユニット１はｉの値を得るために、Ｒ′ により得られた値を割る。ｉの値は後で詳述するように、モータを低速度範囲内 で駆動するときにも用いられる。

前述のように、式（２）におけＬｋ条件、または基本条件はＬｋ条件角ｋを与え 、この角は巻線、即ち制御ユニット１によりちょうど駆動された相巻線の電流の 強度に依存する。

その理由は、インダクタンスは回転子位置の関数だけではなく、電流ｉの関数で もあるからである。これは第２図に示され、第２図は１回転よりも僅かに大きい 回転子角θの関数として一相のインダクタンスＬの変動を示す。この図は４つの 異なるカーブ１１．１７．１３．１４を示し、各カーブは一定の電流強度に対し て画かれており、１１は非常に低い電流強度に対して画かれ、Ｉ４は非常に高い 電流強度に対して画かれている。一方、電流強度は特にモータの負荷または駆動 される程度に依存する。電流強度の増加と共にカーブの形が偏平になる理由は、 モータの磁気回路の鉄の飽和度が漸次大きくなるからである。インダクタンスＬ の実際のカーブの形を決めるのは一定電流強度ではなく、インダクタンスＬがそ のときの電流または瞬間電流ｉにより変動するという事実である。ただし第２図 はインダクタンスが電流強度により変動するのを示している。

第２図から、検出または感知されたＬｋに対するθ、は電流強度の増加につれて 右へ変位することが判る。故に、本発明により、電流の補償が行われる。故に、 電流量はり、条件が満たされるとき制御ユニットにより測定される。θ。

後のθ、の遅れが導入され、この遅れθ、は巻線の電流ｉに依存する。低い電流 では遅れが長くなり、高い電流では遅れが短くなる。この依存性は電流ｉと必ず しも線形ではなく、成る程度モータ構造に依存する。制御ユニット１は問題のモ ータのθ、に対する電流ｉとの関係を含み、またこれにより遅延を行う。

角θ。ＦＦ、即ち問題の相の励起または活性化が中断される回転子の位置角は、 モータの回転速度と共に変動すべきである。一定のθ。ＦＦにおいて、モータは 直列モータ特性を得る。即ち、パワーは速度に反比例する。もしθ。□が速度の 増加と共に増加できれば、モータはより偏平なトルク／速度特性を得、またθ。

Ｆ、−を制御することにより、例えば一定速度のモータを得ることができる。こ れは相をθＯＦＦで遮断する前にθ、に加えて遅延θ、を導入することにより達 成され、この遅延は回転速度に依存する。第３図は低電流、高速度で駆動される モータのθの関数としてのインダクタンスＬのカーブの形を示し、第４図は高電 流、高速度で駆動されるモータのθの関数としてのインダクタンスＬのカーブの 形を示す。而して第３図から、電流に依存する電流補償ファクタであるｅｌ、お よび速度に依存する速度補償ファクタであるθ、は、低く、而してθ８とθ。Ｆ Ｆとの間の時間は比較的に長いことが判る。第４図はθ５およびｅ、が短いこと を示し、故にθ、とθ。□との間の時間もまた短い。

上記補償の変動範囲は多くのモータの場合比較的に大きく、その場合基本条件Ｌ ＞Ｌｋは初期段階で満足させなければならない。補償時間が積分時間を超えるこ とさえ考えられる。これは第３図に示され、θ、とθ２の総合時間は、相が活性 化または励起される回転角を表すθ。９と０１との間の時間よりも大きい。本発 明による駆動回路はリラクタンスモーフのセンサ回路に代わって使用され、制御 ユニットは好ましくはマイクロプロセッサであるから、−実用的な用途では普通 のセンサ制御装置を備えた参照モータを製造し、センサ制御装置を備えたモータ がθ。ＦＦで相を不活性化した場所を調べることが適当であり、これを行うには モータを種々の速度、種々の負荷で操作し、θ１を示し、マイクロプロセッサの 固定メモリにθ、とθ。ＦＦとの間の遅延を記憶する。前述のように、−相の励 起から次の相の励起への転移が直ちに生起する転流角をθ。ＦＦにより構成させ ることが駆動技術の面から便利である。

高い回転子速度において、転流は非常に初期に生起すべきであり、遅延θ、はＯ の方へ動（。次の相り。０に対するｅＯＮでの相活性化が基本条件インダクタン スＬ、よりも大きくなる可能性がある。先行相の電流レベルｉが転流の生起時に 高いときり。ＮもまたＬ８よりも大きくなることができ、而してθ５は小さくな る。第５図はこの場合を示す。

破線カーブはｉ＝０に対するθの関数としてのインダクタンスＬの変動を示し、 実線カーブはｉ＝ｉ、＝Ｑのときのθの関数としての変動りを示す。

相が活性化されると、この相にｉ＝０が含まれる。次いでインダクタンスは破線 カーブをたどる。回転角θ。Ｎにおいて、相巻線のインダクタンスはり。Ｉｌで ある。図の左側から判るように、ＬｏＨはＬＩｌよりも大きくなることができ、 また電流ｉＫが巻線を流れるときよりも遥かに大きくなることができる（実線カ ーブを参照）。

電流ｉはθ。、における相活性化時に値０から比較的にゆっくりと上昇し、Ｌ＞ Ｌ、、ｎである活性化時期の第１の部分中は比較的に低い。この場合インダクタ ンスは破線カーブをほぼたどる。

而して、Ｌカーブの期間は相供給の開始において、即ち第５図においてθ。おか ら０９に見ることができ、この期間では基本条件Ｌ　＞　Ｌ　＊は満足する。こ の期間中、相が不活性化されるのを阻止することが重要である。故に、本発明に よれば、基本条件の感知はθ。から十分に離れた回転角θ８まで、活性化に続く 十分な期間に亙リブロックすることができる。この追加のブロッキング特徴は予 設定レベル以上の速度および／または電流ｉ、に対して挿入できる。

干渉マージンは、ブロッキングが利用されないときとは対照に、かかるブロッキ ングにより向上する。何故ならば、Ｌ８・ｉおよびＪ”　（Ｕ−Ｒ−４）ｄτは 、これら両者の大きさが小さいときである小駆動角に対してはもはや両者を比較 する必要がないからである。

前述のように、式（２）によるし３条件は、相活性化時に巻線の電流ｉがゼロア ンペアでなければならないという条件付きで誘導された。このことは問題になる 。何故ならば、第５図の電流量の右部分から判るように、相がθ。ＦＦで不活性 化された後に逆起電力が相巻線に流れるからである。

活性化時に相巻線に電流がないことを保証するために、本発明によれば電流がゼ ロであるということが確実になるまで相活性化がブロックされる。この電流は相 が不活性化されたときに電流測定抵抗器Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３に亙って測定されない 。何故ならば、下方のトランジスタＴａｌ、　Ｔａ２．　Ｔａ３　（第１図）は 活性化の前にスイッチオフされるからである。相活性化ブロッキング機能は少な くとも２つの方法で得ることができる。

ブロッキング機能を得る第１の方法は第６図に示され、この図は第３の相巻線Ｌ ３と関連付勢回路Ｔａ３．　Ｔｂ３．　Ｒ３，Ｄａ３．　Ｄｂ３、並びに第１図 による制御ユニット１および増幅器２、および活性化ブロッキング装置を設ける ためにこの回路に付加されるものを示す。第１図の各相巻線回路には第６図に示 すものと同じ加算手段を備えるべきである。この手段は相巻線Ｌ３の上方部分と 供給電圧の正端子との間に接続された所謂「プルアップ」抵抗器Ｒｐを含む。電 圧分割器ＲｅおよびＲＰは、「プルアップ」抵抗器ＲＰおよびアースと直列に接 続されている。電圧分割器ＲｃおよびＲｐの出口は比較器１２へ接続され、比較 器はその他方の入力に参照電圧Ｕ２．．が結合されている。電圧分割器の電圧は 逆起電力が存在する限りほぼゼロである。逆起電が終了すると、電圧はＲ，を経 てほぼ供給電圧Ｖのレベルまで上昇する。

比較器１２は逆起電力が継続する限り論理信号「０」を送り、また逆起電力が終 了するや否や「１」の信号を送る。

勿論、同じ良い結果は、所謂「プルダウン」抵抗器をもつ相巻線上の下方巻線出 口を感知することにより、または他の巻線形態、例えば二本巻（ｂｉｆｉｌａｒ 　ｗｉｎｄｉｎｇ）による同じ原理を用いることにより、得ることができる。し かし、これは図示されていない。

相活性化をブロックする他の方法は、逆起電力の時間は一定供給電圧Ｖにおいて 駆動時間よりも常に短いという事実を利用することである。これは第５図の電流 ｉから判る。

相巻線は回転し角がθ。ＦＦのとき不活性化される。これに次いで、電流ｉは指 数関数カーブに沿って降下し、回転角ｅ、においで値０に到達する。θ。２Ｆと θ、との間の時間は、ｅＯＮとθ。□との間の時間よりも常に短い。故に、関連 する相巻線の付勢回路にＶが付与される全時間、即ちθ。、とθＯＦＦとの間の 時間が測定され、この相の活性化は逆起電力が同じ期間継続し終わるまでブロッ クされる。これは逆起電力の過大評価を意味するが、総ての実際上の重要性に欠 ける。実際の試験では、この型のブロッキング装置はモータの加速に実際上の影 響を与えないことが判明している。

上記駆動装置はモータが正常に操作しているとき確実な転流を行う。しかし、非 常に高い電流では、式（２）の条件を満たさないことに起因して転流が排除され る機会がある。これは電流が非常に高くてインダクタンスがレベルＬ８に到達で きないときに生起する。これは第２図に下のカーブＬ４により示されている。３ つのインダクタンスカーブＬ１１ｔ、ＩｓはレベルＬＸに到達し、これを超える 。次いで転流が生起する。カーブ１４はレベルＬ１に到達できない。この場合、 転流は行われない。この問題はＲ３を低インダクタンスに選択し、この低い値り 、を前記遅延θ５およびθ。

と組み合わせることにより解決される。これは、第１図の上方トランジスタＴｂ １．　Ｔｂ２．　Ｔｂ３により行われるように、相巻線の駆動をパルス化するた めにチョッピング機能を組み入れるとき満足な解決を与える。これは電流を十分 に低い値に制限する。しかし、これは、特にピーク電流が転流の最大電流よりも 高いときには、十分でないときがある。かかるカーブの形は第５図に示され、電 流ｉは、ｅ工で測定された、電流ｉ３よりも遥か上に位置する、ピーク値ｉ　Ｐ に到達する。

転流が過大電流の場合でさえも常に生起することを保証するために、高い電流制 限レベルが利用される。この高い電流制限レベルは電子装置を保護するために常 にモータになければならず、このレベルは以下に詳述される態様で転流信号を与 えるべく本発明により用いられる。

第１図に示すように、活性化された相巻線の電流はアナログ／ディジタルコンバ ータ１１を介して制御ユニットｌにより連続的に感知される。低い電流制限値を 感知するとされる。次いで電流ｉは正常に降下する。巻線回路の一パワートラン ジスタをスイッチオフすることに続いて、電流はモータのインダクタンスが減少 するときに上昇できるだけである。もし上方のトランジスタをスイッチオフする ことに続いて電流が上昇すると、これはインダクタンスカーブの最大インダクタ ンスの位置が転流の生起なしに通過したこと、あるいはインダクタンスカーブの 負の側面のどこかにある角位置に到達したことを意味する。次いでモータは駆動 起電力を生じ、電流が減少する。而して、最大電流を感知することに続いて電流 が増加すると、転流が直ちに生起する。

第７図はＲ７が感知されないときの転流の場合のカーブｉ　（ｅ）の形の一例を 示す。回転位置θ。において過大電流または過剰電流ｉ１．８が感知される。上 方のパワートランジスタＴｂ１．　Ｔｂ２．またはＴｂ３がこれと共にスイッチ オフされる。次いで電流ｉ　（θ）が降下する。上方パワートランジスタはθ６ で再びスイッチオンされ、電流が上昇し回転位置θ、において再びｉ□８に到達 し、上方パワートランジスタは再びスイッチオフされる。しかし、インダクタン スカーブは実線カーブＬ（θ、ｉ）に示すように、その最大を通過している。電 流ｉ　（θ）はもはや降下せず、ゆっ（りと上昇する。回転位置θ。ＦＦにおい て、ｉｌ、８よりも高い電流ｉ　Ｄが感知される。次いで、次の相の転流が直ち に生起する。

アナログ／ディジタルコンバータｌ］を通る最大電流を感知する代わりに、この ような状況では普通であるが、過ときに制御ユニットへ直接指示するように構成 された追加の比較器を設けることができる。故に第１図の回路には破線で電圧分 割回路が示され、この回路は電源■の正端子とアースとの間の３個の直列接続さ れた抵抗器Ｒｅ、　Ｒｆ、　Ｒｇを含む。抵抗器ＲｆとＲｇとの間の出口は、比 較器１３の参照電圧入力へ接続され、抵抗器ＲｅとＲ１との間の出口は比較器１ ４の参照電圧入力へ接続されている。マルチプレックスユニット５からの出力は 両比較器１３．１４の（＋）入力へ接続される。Ｒｇの電圧は予設定最大許容電 流レベルｉ１．８に到達するや否や比較器１３がｒＮの信号を生じるように選択 される。比較器１４への参照電圧は比較器１３の参照電流よりも幾分高い。故に 、比較器１４は最大許容レベルｉ１．８よりも僅かに高い電流レベルに対して「 １」の信号を生じる。各比較器１３．１４の出力は上記の態様で制御する制御ユ ニット１のそれぞれの入力へ接続される。第１図から判るように、制御ユニット ｌは並列入力において外部から制御信号が供給される。この制御信号は制御装置 に所望の速度を指示する。また制御信号はモータの始動と停止の時期を制御装置 に指示する。

モータを始動するには特別な始動機能が要求される。この点で最も簡単な方法は ２個のパワートランジスタを制御することにより相に電流パルスを課すことで、 モータはこの相の最大インダクタンス状態にロックする。次いで、強制転流が次 の相に対して行われ、その後に引き続く転流が前期態様で行われる。

上記感知および制御原理は高い回転速度および平均の回転速度で満足に働き、従 来のセンサと同様に良好な転流を行う。理論的には、この原理はゼロ／秒の回転 速度まで機能する。しかし、この点について、巻線抵抗を正確に保障する必要が あり、この抵抗は低速において重大になる。しかし、巻線低速を正確に決めるこ とは困難である。何故ならば、抵抗は就中、モータ温度と共に変化するからであ る。

故に、低速度において保障を正確に行うことは困難である。

試験によると、前記感知および制御原理は、モータの最大速度の５％ないし１０ ％まで満足に機能し、またモータの負荷が小さいものである限り、ゼロ速度の条 件を含め、更に低い速度まで機能することができる。

しかし、全速度範囲に亙り総ての条件下で満足に操作する制御システムを得るた めに、本発明によるシステムはモータ速度を監視し、モータが所定の比較的に低 い速度、例えば、最大モータ速度の２０％を保持するときを検出または感知する ように作られている。■、、以上の速度において、第１図に示す回路は、相を不 活性化する時間を決める開始点を形成するインダクタンス値を見付けるために活 性化された相巻線のインダクタンスを決めることにより前記原理に従って操作す る。

速度■、以下の速度において、相を活性化するために転流が生起するインダクタ ンス値を検出するために、活性化される相のインダクタンスを感知するのが適当 である。

不活性化された巻線には通常電流が流れないから、巻線インダクタンスは上述の ものと異なる態様で指示されるべきである。故に、持続時間の短い高周波パルス が次に活性化される巻線の駆動回路のパワートランジスタのゲート手ので、この 持続時間は周期に関して短く、而して電流は各パルス間でゼロに降下できる。電 流は各パルスの終わりにアナログ／ディジタルコンバータにより測定される。各 パルスの持続時間に亙る電流の上昇は瞬間インダクタンスの測定値となる。而し て、この速度範囲内で、制御ユニットｌは、高速度範囲の場合のように現在活性 化している相同路ではなくて次に活性化される相同路に組み入れられた抵抗器Ｒ １，Ｒ２，Ｒ３に電圧を供給するようにマルチプレックスに指令する。

制御ユニト１は式（Ｕ−Ｒｉ）　＝ｄ／ｄτ（Ｌｉ）をＵ＝Ｌ、ｄｉ／ｄｒで近 似させることによりインダクタンスを決め、この近似は小電流ｉかつ低速度、即 ち低ｄＬ／ｄτに対して良い近似値となる。

冒頭で述べた米国特許明細書４．５２０．３０２はシステムｍを記述しており、 このシステムは非励起相における電流変化の時間を測定し、これはこの相のイン ダクタンスを測定することを暗示する。故に、この先行刊行物によれば、測定を 行う相のインダクタンスが所定の値に到達したときに転流が行われる。

この周知の制御システムでは、駆動電圧が一定であるとしている。しかし、実際 には、駆動電圧Ｖは、一部には平常の電圧変動により、また一部には＋Ｖが整流 される交流電圧であるときに得られる電圧リップルに起因して、非常に大きく変 動する。

非励起相のインダクタンスは励起相の電圧の強さに依存する。米国特許明細書４ ．５２０．３０２もこれに記載されたモータを種々の速度で駆動することを困難 にする電流レベルに起因するインダクタンスのこれら変動を考慮していない。

前述のように、相のインダクタンスはこの相に存在する電流に大いに依存する。

現在のリラクタンスモータの鉄回路の部分の殆どのものは種々の相に共通する。

相における飽和および減少インダクタンス（第２図参照）の結果、残りの相にお ける部分的飽和と減少インダクタンスが生じる。

故に、第２図は原理的には、特に測定が行われる相において電流が低いときに、 相のインダクタンスを、いま１つの相の電流ｉの関数として述べるものであると 言うことができる。而して、第２図の種々のカーブは非励起相が測定されるとき に励起相の種々の電流に対応するものであると言うことができる。

故に、本発明の発展によれば、変動供給電圧および付勢された巻線の変動電圧に 対して、低速度範囲、即ちｖ７以下の速度において保障が行われる。２個の直列 接続抵抗器Ｒ，およびＲ，から成る電圧分割器が電源の＋Ｖにおける正端子とア ースとの間に接続される。電圧分割器のＲ，、Ｒ。

出口はマルチプレックスユニット５の第４人力へ接続される。Ｒ，の測定電圧Ｕ ′は＋■に比例する。

監視される巻線へ伝送される持続時間の短い各パルスのために、制御ユニット１ は監視相の抵抗器Ｒ１，Ｒ２またはＲ３の電圧、付勢相の測定抵抗器Ｒ１，Ｒ２ ，Ｒ３の電圧および抵抗器Ｒ，の電圧Ｕ°の選択されたシーケンスでマルチプレ ックスユニット５を操縦する。

而して制御ユニット１は、短持続時間パルスの終了時にアナログ／ディジタルコ ンバータ１１の制御入力へ制御パルスを供給することにより、非付勢相の監視さ れる巻線へ送られた各短持続時間パルスの終わりの瞬間電流を指示する。これに 関連して、即ちその直前または直後に、マルチプレックスユニット５およびアナ ログ／ディジタルコンバータ１１を適正な時点で操縦することにより、付勢相の 電流および電圧Ｕ°の指示が与えられる。次いで制御ユニットは、アナログ／デ ィジタルコンバータ１１へ接続されたその入力において、測定されることが望ま れる信号に対して既知の割合を有する信号を受け取る。

選択された回転子速度に対して可及的に一定の回転子位置点θ。ＦＦを得るため に、高速度範囲内でθ５で行われた態様と同様の態様で補償を変化させながら補 償を行うことができる。しかし、これはモータが静止しているとき、即ち実際に モータを始動しているとき、行うことができない。

故に、瞬間インダクタンス、またはこれに比例した値を決定し、この決定された インダクタンス値を補償することが有利である。

関数ｌ−１（θ、Ｉｂ）、即ち相すの電流の関数としての相ａのインダクタンス はＩｂに対して線形ではない。大多数の型のリラクタンスモータに対して良好な 近似値は多くの場合、 Ｌａ（θｃ、ｏ）／ＬＩ、（ｅｃ、ｉｌ、）　＝　（１＋ｃ、ｉｌ、）であり、 ここに定数Ｃはθ。Ｆ−Ｆを一定に維持するように各モータについて個々に決定 される。θ。は高速度範囲内で０３に対応する。θＯＦＦは好ましくは低速度範 囲内でθ。に等しい。勿論、これはインダクタンスの補償が上記の態様で行われ ることを条件とする。瞬間供給電圧レベルおよび付勢電流レベルに対するインダ クタンスを補償する際に満足されるべき条件は： Ｌ＝Ｌｃ−＞　（１＋ｅ、　ｉｂ）、　Ｕ、　Ｔ／１＝Ｌｃである。

これは、純粋に静的な転流を、付勢相の電流強度および供給電圧に拘わらず得る ことを可能にする。

前記態様で回転子の回転から独立した静的転流は速度が低いことを条件として得 ることもできる。第１に、近似式ｄ／ｄτ（Ｌ、　１）＝Ｌ、　ｄｉ／ｄτが適 用できること（即ち、ｄＬ／ｄτ（Ｌｄｉ）７６丁において）、第２に、インダ クタンス感知パルスの周波数をモータ転流周波数よりも遥かに大きくする必要が ある。

何故ならば、この周波数は転流プロセスにおける時分割を決定するからである。

実際には、これらの制限はこの転流方法を適用するときモータは専らその最大速 度の２０％ないし５０％で駆動できることを暗示する。しかし、この限界値以下 の速度では、回転子位置センサにより得られる機能と完全に対応した機能が得ら れる。

回転子点θ。ＦＦは、第３図および第４図に関して上に述べた。各相巻線は、相 と相との間のオーバーラツプを伴って、与えられた期間中２つの相が同時に駆動 されるような態様でかつ個々に付勢できることは理解されよう。しかし、相と相 との間のオーバーラツプがこれにより採用されない場合、転流は一相から他の相 へ回転角θ。ＦＦにおいて行われ、ｅｏＮはθ。ＦＦと同じ態様で回転子角内で 変位する。

第３図において、θＯＦＦはインダクタンスカーブの上方部分に比較的に接近し て位置する場合、θ。９はインダクタンスが最低であるインダクタンスカーブの 範囲内に位置する。

高速度および高電流において、θ。４．、は第４図に示すように、更に左へ、即 ちインダクタンスカーブの上昇部分を下へ動く。θＯＮもまた第４図に示すよう に左へ動き、また平常の操作の場合、カーブが負の傾斜を有するインダクタンス カーブ上で生起する。これは第５図、第７図にも示されている 極めて低速の場合、前記付勢プロセスにおいて、低速度範囲がＬカーブの上昇部 分の開始で相を活性化または付勢するのが適当かもしれない。ただし、低速度範 囲内の幾分高い速度の場合、特に速度が速度ｖ１に近付くとき活性化が始まる回 転位置θ。Ｎを更に左へ動かすのが適当かもしれず、而して活性化が非常に低い インダクタンスの区域の直前のインダクタンスの負の側面上で既に生起する。こ の結果、モータが速度Ｖ。を通るとき、モータの機能が向上し円滑になり、駆動 回路が低速度範囲の駆動または付勢モードから高速度範囲の駆動または付勢モー ドへ切換わる。インダクタンスの上昇側面から前記カーブの降下側面への活性化 点θ。Ｎの変位は連続的に行われる。しかし、インダクタンスが非常に低いとき インダクタンスカーブの次の直線部分の期間にインダクタンス差を感知すること は困難であり、故にインダクタンスの上昇および降下部分ではθ。Ｎを連続的に 動かし、これらの場所間での運動を段階的に行うのが適当かもしれない。また活 性化点は多数の段階で段階的に動かすことができる。活性化点を変位する可能性 は相の数が少ないほど有意になる。故に、この変位の可能性の最大の有意性は２ 相または３相のモータにある。

故に、制御ユニットｌは低速度範囲のプログラムを備えるのが便利であり、イン ダクタンスの値、およびθ。９を与えるインダクタンス変化の符号は、低速度範 囲の速度または速度範囲により異なる。

制御システムが感知モード間で切換わる境界速度■アは、成る程度自由に選択で きる。ただし、これは最大速度の１０−２０％内にあるのが好ましい。勿論、感 知モードのこの切換は与えられた速度のヒステリシスを伴って生起する。

境界速度Ｖ、（モータの構造により異なる）が適当に選択されると、モータの全 速度範囲に亙り転流を得ることができ、この転流は回転子位置センサにより得ら れる転流に対応する。故に、本発明の制御装置を備えた可変リラクタンスモータ は最良の操作条件下で静止状態から最大回転子速度までの全速度で駆動できる。

本発明の範囲内で多くの改変が可能である。

ＦＩＧ、２

Claims (14)

【特許請求の範囲】
1. １．１つまたはそれ以上の相のための１つまたはそれ以上の巻線を設けた固定子 を備え、回転時に各固定子相の磁気回路と協働する回転子を備え、この回転子は 各固定子巻線の磁気回路に回転子角と共に変化するパーミアンスを発生するよう にした可変リラクタンスモータの付勢システムにおいて、相が付勢相であるとき に回転子の回転の少なくとも１部の期間に相巻線（Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３）のインダ クタンスまたはインダクタンスに明らかに関連した大きさを感知し、所定のイン ダクタンスＫｋを指示するときに、回転子の回転位置をして、所定のインダクタ ンスＬｘが指示されたときに、相巻線の付勢または励起状態を変化するための回 転位置を決める開始点を構成させるようにした感知および制御回路（１−１０） を設けたことを特徴とする付勢システム。
2. ２．インダクタンスレベルＬｋが到達されたとき感知および制御回路（１−１０ ）はモータの所定操作パラメータに依存する遅延に続いて相付勢を不活性化する ことを特徴とする請求項１記載の付勢システム。
3. ３．操作パラメータの一つは相巻線におけるそのときの電流強度であることを特 徴とする請求項２記載の付勢システム。
4. ４．操作パラメータの一つは相巻線におけるそのときのモータ速度であることを 特徴とする請求項２記載の付勢システム。
5. ５．各相に対して、少なくとも前記相を監視する時間中に相巻線の篭流は巻線と 直列に接続された抵抗器（Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３）に指示され、巻線および抵抗器の 電圧は指示され、感知および監視装置（１−１０）は下記の値の比較を連続的に 行い、 ∫（Ｕ−Ｒ．ｉ）ｄτおよびＬｘ ここに、Ｕは指示された電圧、ｉは指示された電流、Ｒは格巻線の抵抗器を付加 された抵抗器（Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３）の抵抗、Ｌｘは定数、時間ｔ＝０は相の活性 化または付勢時に設定され、感知および制御装置は相巻線のインダクタンスがＬ ｘであることを比較が指示するとき回転子の位置を指示するように構成されたこ とを特徴とする前記請求項のいずれか１つに記載の付勢システム。
6. ６．感知および制御装置（１−１０）は、監視されている特定の相を付勢（Θｏ Ｎにて）することに続いて回転子が所定の角を通じて回転するまで比較に応答し ないように構成されたことを特徴とする請求項５記載の付勢システム。
7. ７．感知および制御装置（１−１０）は、相巻線を通る電流が０になる時点後ま で、消勢された相の付勢を阻止するように構成されたことを特徴とする前記請求 項のいずれか１つに記載の付勢システム。
8. ８．感知および制御装置は、付勢（ΘｏＦＦにおける）と消勢（ΘｏＦＦにおけ る）との間の時間を決めるが、消勢（ΘｏＦＦにおける）時間後の経過時間に少 なくとも等しい時点が到達されるまでは次の時期に相を付勢へ操縦しないように 構成されたことを特徴とする請求項７記載の付勢システム。
9. ９．感知および制御回路（１−１０）は、付勢された相の巻線を通る電流が所定 の最高許容電流レベルに到達したときを感知し、巻線にパルスを供給することに より相の付勢を調節するように構成され、感知および制御回路（１−１０）は、 所定のレベルを有するパルス休止中に監視される相巻線の電流が所定の最高電流 レベルに到達したとき次の相の付勢への転流を行うように構成されたことを特徴 とする前記請求項のいずれか１つに記載の付勢システム。
10. １０．感知および制御装置は、回転子速度を指示するように構成され、前記感知 および制御装置は、所定の速度Ｖｎ以上の速度において、相の消勢を計算する開 始点を構成できるインダクタンスＬｋを指示するように付勢相巻線のインダクタ ンスを監視するように構成され、所定の速度Ｖｎ以下の速度において、次に付勢 される相の相巻線のインダクタンスを、前記相の付勢の時点を得るために、指示 するように構成されたことを特徴とする前記請求項のいずれか１つに記載の付勢 システム。
11. １１．少なくとも所定の速度Ｖｎ以下の速度において制御装置が相を付勢へ操縦 するインダクタンスカーブの点は、前記速度範囲内の低速度および高速度に対し て異なり、感知および制御装置（１−１０）は、非常に低い速度において、イン ダクタンスカーブが正の側面を有する回転子位置において、およびＶｎに比較的 に近い速度において、インダクタンスカーブが負の側面を有する回転子位置にお いて、相を付勢へ操縦するように構成されたことを特徴とする請求項１０記載の 付勢システム。
12. １２．所定の速度（Ｖｎ）以下の速度において、感知および制御装置（１−１０ ）は、付勢された相の相巻線の電流を感知し、付勢された相の電流に依存するフ ァクタにより次に付勢される相の相巻線の指示されたインダクタンスを矯正する ことを特徴とする請求項１０または１１記載の付勢システム。
13. １３．所定の速度（Ｖｎ）以下の速度において、感知および制御装置（１−１０ ）は、瞬間駆動電圧レベルを感知し、そのときの駆動電圧レベルに依存するファ クタにより次に付勢される相の相巻線の指示されたインダクタンスを矯正するこ とを特徴とする請求項１０−１２記載の付勢システム。
14. １４．所定の速度（Ｖｎ）以下の速度において、感知および制御装置（１−１０ ）は、次に付勢される相の格巻線に亙り短持続時間の電圧パルスを供給し、各パ ルスに対してパルスの終了時に前記相巻線の電流レベルｉａを測定し、付勢され た相の相巻線の電流ｉｂを測定し、ｉａの測定に関連して駆動電圧Ｕ′を測定し 、各測定の瞬間に下記のインダクタンスの計算： Ｌ＝（１＋ｃ．ｉｂ）Ｕ′．ｔ／ｉａ （ただし、ｋは関連するモータに依存する定数）を行い、計算されたインダクタ ンスをコミュテーションが生起すべきインダクタンス値Ｌｃを比較するように構 成したことを特徴とする請求項１０−１３のいずれか１つに記載の付勢システム 。