DE3779752T2

DE3779752T2 - Motorerregungsschaltung.

Info

Publication number: DE3779752T2
Application number: DE8787906681T
Authority: DE
Inventors: Gunnar Hedlund; Henrik Lundberg
Original assignee: EMS ELECTRONIC MOTOR SYSTEMS AB
Current assignee: EMS ELECTRONIC MOTOR SYSTEMS AB
Priority date: 1986-10-10
Filing date: 1987-10-01
Publication date: 1993-05-06
Anticipated expiration: 2007-10-02
Also published as: KR880701999A; DE3779752D1; FI94199B; WO1988002951A1; SE8604307D0; FI94199C; US5043643A; FI882733A; KR940002924B1; EP0287607B1; DK172566B1; BR8707485A; FI882733A0; EP0287607A1; JPH0724473B2; SE8604307L; DK315188A; SE455034B; JPS63502474A; DK315188D0

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Erregungsschaltung für einen Reluktanzmotor von der im Oberbegriff von Anspruch 1 beschriebenen Art.
Das üblichste Verfahren zum Kommutieren von einer Phase zu einer anderen bei variablen Reluktanzmotoren, insbesondere bei sogenannten umgeschalteten Antriebsmotoren, besteht darin, wenigstens einen Rotorsensor zu verwenden, der dazu dient, Regelsignale abzugeben, die der Drehposition des Rotors entsprechen. Dieses Verfahren beinhaltet jedoch das Anordnen zusätzlicher Elemente am Rotor, was in der Praxis eine Reihe von Nachteilen gezeigt hat und auch Anlaß zu Fehlern gibt, besonders bei widriger Umgebung.
Bürstenlose Gleichstrommotore, die mit variabler Reluktanz arbeiten, sind in der Technik wohl bekannt. Diejenige Art von variablen Reluktanzmotoren, auf welche sich die Erfindung bezieht, hat einen Stator mit einer oder mehreren Erregungswicklungen, die in einer oder mehreren Phasen angeordnet sind, mit getrennter Aktivierung oder Beaufschlagung der jeweiligen Phasenwicklungen. Der Stator und der Rotor bilden eine magnetische Schaltung zum Erzeugen eines mechanischen Momentes, das im wesentlichen proportional dem Quadrat der Ampherewindungen der aktivierten oder beaufschlagten Wicklung sowie der Permeanz-Änderungszeit ist, die eine Funktion der Rotorverschiebung im Rotor ist. Eine Verschiebung in der Position des Rotors relativ zum Stator führt zu einer Veränderung der Reluktanz und demgemäß auch der Permeanz im magnetischen Kreis der Statorwicklung.
Drehmoment wird in Antriebsrichtung des Motors allein dann erzeugt, wenn die Ampherewindung der Wicklung über ein Zeitintervall beibehalten wird, während welchem die Permeanz mit der Rotorverschiebung ansteigt. Demgemäß wird angestrebt, jede Wicklung allein während einer solchen Periode pro jeder Wicklung beaufschlagt zu halten. Aus Gründen, die die Antriebstechnik betreffen, ist es praktisch, wenn auch nicht absolut notwendig, lediglich eine Statorphase zu einem Zeitpunkt zu aktivieren. Die Kommutierung von einer Phase zu einer anderen läßt sich derart ausführen, daß jede Phasenwicklung während eines Rotor-Positions-Intervalls aktiviert oder beaufschlagt wird, in welchem die Zufuhr von Strom zur Wicklung in einer gesteigerten Permeanz mit Rotorverschiebung führt. Die Zufuhr zu jeder Phasenwicklung wird vorzugsweise unterbrochen oder verringert während jeden Rotor-Positions-Intervalls, in welchem die Ampherewindung der Wicklung zu einer Abnahme der Permeanz mit Rotorverschiebung führt. Wie zuvor erwähnt, besteht das üblichste Verfahren in dieser Richtung in der Anwendung zusätzlicher Rotorsensoren zum kontinuierlichen Erfassen der Rotorposition und zum Regeln der Energiezufuhr mit Hilfe einer sensor-geregelten Schaltung.
Es besteht jedoch ein allgemeines Bedürfnis, Mittel und Wege zu finden, mit denen es möglich wird, auf diese Rotor-Positions- Sensoren zu verzichten. Zahlreiche Versuche wurden unternommen, um die Veränderung des Stromes oder der Spannungscharakteristika der Statorwicklungen und umgebenden Schaltungen auszunutzen, um eine Anzeige geeigneter Zeitpunkte zu erzeugen, zu welchen die aktivierende Spannung ein- oder ausgeschaltet werden kann. Geschaltete Reluktanzmotoren des Antriebsmotortypus lassen sich sowohl bei hohen wie niedrigen Drehzahlen betreiben. Die Mehrzahl der bekannten Systeme, die eine Möglichkeit zum Erfassen der Motorcharakteristika zum Zwecke des Regelns der beaufschlagenden Spannung aufweisen, sind in erster Linie für Schrittschaltmotoren bestimmt; während sie bei relativ langsam laufenden Motoren befriedigend arbeiten, arbeiten sie weniger oder überhaupt nicht befriedigend bezüglich Drehzahlen, die 50% der maximalen Motordrehzahl überschreiten.
Bei einem bekannten Reluktanzmotor-Regelsystem gemäß US-PS 3 980 933 wird in der Statorwicklung beim Umlaufen des Rotors und dann, wenn der Ausgang aus einer Schaltvorrichtung nichtleitend ist, eine elektromotorische Kraft (EMF) induziert. Der Ausgang der Schaltvorrichtung wird dann leitend gemacht, wenn die EMF einen vorgegebenen Wert erreicht. Dieser Motor erfordert eine erhebliche Vorspannung, um Interferenzgrenzen zu ermöglichen. Dies führt zu Leistungsverlusten. Da ferner kein aktivierender Strom während der Zeitspanne, in welcher die Rotorposition erfaßt wird, durch die Wicklung hindurchtritt, ist es nicht möglich, den Motor maximal zu belasten. Demgemäß muß ein erregender oder beaufschlagender Strom ständig durch eine der Phasenwicklungen fließen.
Im Falle eines weiteren Reluktanzmotor-Regelsystems, beschrieben in US-PS 4 520 302, sind Mittel zum Messen der Zeitspanne vorgesehen, während welcher der Stromfluß durch eine Statorwicklung von einem Wert auf einen anderen ansteigt oder abfällt, um eine Anzeige der Rotorposition zu schaffen. Somit wird während dieser Regelung allein der Stromfluß erfaßt. Dieses System, das zum Regeln eines Schrittschaltmotors geschaffen wurde, ermöglicht eine schlechte Resolution bei hohen Drehzahlen, d. h. bei Drehzahlen, die 50% der maximalen Motordrehzahl übersteigen.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Reluktanz-Motorantriebsschaltung anzugeben, bei welcher keine Rotorsensoren verwendet werden, die jedoch trotzdem dazu in der Lage ist, den Motor bei sämtlichen Drehzahlen und Belastungen zu betreiben. Diese Aufgabe wird mit einer Erregungsschaltung gelöst, die die kennzeichnenden Merkmale gemäß Anspruch 1 aufweist. Weitere Merkmale der Erfindung sind in den übrigen Ansprüchen enthalten.
Bei Drehzahlen oberhalb einer gegebenen Drehzahl vn wird ein Signal zum Unterbrechen der an einer Wicklung angelegten Spannung direkt von dem Strom abgeleitet, der hindurchfließt, und der Spannung, die über der Wicklung anliegt, ohne daß der Motorantrieb direkt durch den Meßvorgang beeinträchtigt wird. Auf diese Weise wird eine Funktion erhalten, die bei Drehzahlen oberhalb vn voll und ganz jener entspricht, die bei einem Rotorpositionssensor erhalten wird. Beim Umlauf des Rotors ändert sich die Induktanz einer jeden Statorwicklung entsprechend einer gegebenen Kurve, aufgrund der Veränderung der Permeanz während dieses Umlaufs. Gemäß der Erfindung wird die Zeit, bei welcher die Induktanz einer Wicklung einen vorgegebenen Wert aufweist, Lk, für jede Phasenwicklung geleitet. Sodann errechnet ein Rechner einen Zeitpunkt nach dem erfaßten Zeitpunkt sowie in Abhängigkeit von Betriebsparametern, die sich mit den herrschenden Betriebsbedingungen des Motors ändern, zum Unterbrechen der Zufuhr von beaufschlagender Spannung zur Wicklung.
Die Erfindung wird im folgenden in Einzelheiten unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben werden.
Fig. 1 ist ein Schaltbild, das eine Ausführungsform des Regelsystems gemäß der Erfindung veranschaulicht.
Die Fig. 2 bis 5 sind Diagramme, die die Art und Weise veranschaulichen, in welcher die Erfindung arbeitet.
Fig. 6 zeigt eine Schaltung zum Ergänzen der in Fig. 1 gezeigten Schaltung.
Fig. 7 zeigt ein weiteres Diagramm, das die Arbeitsweise der Erfindung veranschaulicht.
Fig. 1 veranschaulicht drei Phasenwicklungen L1, L2, L3 am Stator eines Dreiphasen-Reluktanzmotors. Die Erfindung ist nicht auf die Anzahl der Phasen des Motors beschränkt, und drei Phasen sind lediglich als Beispiel wiedergegeben. Der Motor ist von einer Gleichspannung V angetrieben, die beispielsweise 310 V betragen kann. Diese Spannung ist für Antriebstypus- und Umschalt-Typus-Reluktanzmotoren normal. Zwischen der Erde und der positiven Klemme der Spannungsquelle der Phasenwicklung L1 liegt eine Schaltung, die einen Strommeßwiderstand R1 beinhaltet, den source-drain-Verlauf eines Leistungstransistors Ta1, die Phasenwicklung 1 sowie einen Leistungstransistor Tb1. In dieser Schaltung ist der untere Transistor Ta1 während der ganzen Zeitspanne, während welcher die Phasenwicklung L1 beaufschlagt wird, bis zur Sättigung beaufschlagt, während der obere Transistor Tb1 während des Beaufschlagungsintervalls der Phase in der bei geschalteten Reluktanzmotoren normalen Weise pulsiert wird, wobei jeder Beaufschlagungsimpuls für eine Phase in Teilimpulse aufgeteilt wird. Der Vorgang des Teilens eines Antriebsimpulses in Teilimpulse stellt nicht einen Teil der vorliegenden Erfindung dar und wird daher nicht in Einzelheiten beschrieben. Eine Diode Da1 ist mit ihrer Anode an die Erde angeschlossen und mit ihrer Kathode an den Teil der Phasenwicklung L1, der dem Transistor Ta1 abgewandt ist, um den Strom durch die Phasenwicklung L1 während des gesamten beaufschlagenden Impulsintervalls aufrecht zu erhalten. Eine Diode Db1 ist mit ihrer Anode an den Teil der Phasenwicklung L1 angeschlossen, der dem Transistor Db1 und der positiven Klemme abgewandt ist, um eine Stromschaltung zu schaffen, bei welcher der Strom aus der Phasenwicklung L1 rasch abgezogen werden kann, sobald der Transistor Ta1 deaktiviert, d. h. blockiert wird.
Jede verbleibende Phasenwicklung L2 und L3 ist an eine entsprechende Schaltung derselben Art angeschlossen. Die Phasenwicklung L2 ist somit in eine Schaltung einbezogen, die einen Strommeßwiderstand R2 aufweist, zwei Leistungstransistoren Ta2, Tb2 sowie zwei Dioden Da2, Db2, und die Phasenwicklung L3 ist in eine Schaltung einbezogen, die Strommeßwiderstände R3, zwei Leistungsdioden Ta3, Tb3 sowie zwei Dioden Da3, Db3 umfaßt.
Das Schalten der Transistoren in ihre entsprechenden Ein- und Aus-Betriebsweisen wird von einem Regler 1 vorgenommen. Der Regler ist vorzugsweise ein Mikroprozessor oder Mikrocomputer, obgleich eine Schaltung, die aus herkömmlichen Schaltungskomponenten aufgebaut ist, statt dessen verwendet werden kann.
Der Regler 1 hat sechs Ausgänge, deren jeder über einen entsprechenden Verstärker an ein Gatter eines entsprechenden Transistors Ta1, Ta2, Ta3, Tb1, Tb2, Tb3 angeschlossen ist, um jeden Transistor einzeln vorzusteuern.
Gemäß der Erfindung wird für jede Phasenwicklung der Zeitpunkt tk bestimmt, entsprechend der Rotorposition, wenn die Induktanz L in der Phasenwicklung während des Rotorpositionsintervalls, in welchem die Induktanz ansteigt, mit der Rotorpositionsänderung einen vorgegebenen Induktanzwert Lk erreicht. Zum Zwecke des Testens der Bedingung L > Lk wird die Spannung über die Phasenwicklung integriert, und der integrierte Wert mit einem Produkt aus dem Strom in der Phasenwicklung und der vorgegebenen Induktanz Lk verglichen.
Die Bedingung L > Lk, im folgenden als Fundamentalbedingung bezeichnet, läßt sich aus dem folgenden ableiten: Die Differentialgleichung für den Wicklungsstrom ist
wobei U die Spannung über die Phasenwicklung ist, über jenen Transistor Ta1, Ta2 und Ta3, der während der gesamten Beaufschlagungszeitspanne der betroffenen Phase erregt wird, und über den Strommeßwiderstand R1 bzw. R2 bzw. R3, (der Spannungsabfall über den Widerstand kann hiermit vernachlässigt werden), R ist der Widerstand des entsprechenden Strommeßwiderstandes R1, R2, R3, addiert zum Widerstand in der Phasenwicklung und zum Widerstand im kontinuierlich beaufschlagten Transistor, L ist die Induktanz der entsprechenden Phasenwicklung L1, L2, L3, und i ist der Strom durch die Phasenwicklung.
Gleichung 1 ist umgeschrieben als
wobei Ψ der magnetische Fluß in der Wicklungsschaltung ist.
Integriert man vom Zeitpunkt des Beginnens der beaufschlagenden Spannung t&sub0; die Phase (t&sub0;=0) bis zur Zeit t und nimmt an, daß i(t&sub0;) = 0 ist, d. h., daß dann kein Strom in der Phasenwicklung fließt, wenn eine Phase aktiviert wird, so läßt sich die Gleichung wie folgt schreiben:
wobei t&sub1; variabel ist.
Die Gleichung wird wie folgt umgeschrieben:
und die gewünschte Bedingung L > Lk erhält man als
das heißt
Gleichung (2) ergibt die vorgenannte Fundamentalbedingung L > Lk gemäß der Erfindung. Zum Zwecke des kontinuierlichen Testens der Fundamentalbedingung gemäß Gleichung (2), die für jede Phase allein von dem Zeitpunkt des Einschaltens der Phase bis zum Zeitpunkt, in welchem die Fundamentalbedingung erfüllt ist, wird die folgende Schaltung für jede Phase erzeugt:
Zum Zwecke des kontinuierlichen Erfassens der Spannung U werden ein Spannungsteiler mit zwei Widerständen Ra1, Rb2 und Ra2, Rb2 und Ra3 bzw. Rb3 jeweils zwischen Erde und dem oberen Ende der Phasenwicklung in Fig. 1 zusammengeschaltet. Der Spannungsteiler hat einen relativ hohen Gesamtwiderstand, damit die Phasenwicklungsschaltung nicht unnötig geladen wird. Ein angemessener Teil der Spannung U, d. h. k.U, wird über die jeweiligen geerdeten Widerstände Ral, Ra2 und Ra3 abgenommen. Eine Multiplexeinheit 3 hat einen Eingang, der an den Ausgang einer jeden der drei Spannungsteiler angeschlossen ist. Die Multiplexeinheit 3 wird durch Regler 1 derart geregelt, daß das Signal vom Spannungsteiler für die Phasenwicklung, deren Induktanz zu messen ist, an den Ausgang von Einheit 3 angeschlossen wird. Dies läßt sich nur mit einem Regelleiter bewirken, und der Schaltvorgang findet somit in einer zyklischen Folge für jedes "1"-Signal am Regelleiter statt. Damit die Spannung U erreicht wird, wird das Ausgangssignal von Einheit 3 mit k in einer Teilerschaltung 4 geteilt.
Eine Multiplexeinheit 5 hat drei Eingänge, die an entsprechende Widerstände R1, R2 und R3 angeschlossen sind, die alle den Widerstand R' haben. Der vierte Eingang soll im folgenden beschrieben werden. Die Multiplexeinheit 5 wird durch Regler 1 synchron mit der Regelung der Multiplexeinheit 3 geregelt. In diesem Falle erzeugt jedoch Regler 1 ein Digitalsignal, das anzeigt, welcher Eingang an den Ausgang anzuschließen ist.
Das Ausgangssignal aus der Multiplexeinheit 5 wird einem Multiplikator 6 eingegeben, der durch den Widerstand R für den gesamten Wicklungskreis multipliziert, dividiert durch den Widerstand R'. Das Ausgangssignal aus Schaltung 6 hat den Wert R1. Der Ausgang der Teilerschaltung 4 mit der Spannung U wird an den (+)-Eingang angeschlossen, und der Ausgang der Multiplikatorschaltung 6 mit der Spannung R1 wird an den (-)-Eingang eines Differentiators 7 angeschlossen, so daß die Spannung an dessen Ausgang (U-Ri) beträgt. Das Signal wird einer Integratorschaltung 8 eingespeist, die das Signal von Schaltung 7 während Zeiten integriert, die bestimmt sind durch den Regler 1. Schaltung 8 beginnt mit dem von Regler 1 erhaltenen Signal eine neue Integration. Das Regelsignal wird der Schaltung 8 immer dann eingespeist, wenn eine Phase aktiviert wird.
Der Ausgang der Multiplexeinheit 5 wird ebenfalls an einen Multiplikator 9 angeschlossen, der das Signal R' mit Lk/R' multipliziert. Das Ausgangssignal aus der Einheit 9 erhält somit den Wert Lk·i, wobei Lk die zu erfassende Induktanz ist.
Die Signale aus Integrator 8 und Multiplikator 9 werden jeweils einem entsprechenden Eingang eines Komparators 10 eingespeist, der ein "1"-Signal auf seinem Ausgang produziert, sobald der Wert des Signales aus Integrator 8 den Wert des Signales aus Schaltung 9 übersteigt.
Sobald der Regler 1 ein Signal von Komparator 10 aufnimmt und dieses Signal nicht innerhalb eines unzulässigen Zeitintervalles liegt, so wie im folgenden in Einzelheiten beschrieben, so wird die Fundamentalbedingung für die betreffende Phase erfaßt. Regler 1 kann sodann direkt ein Regelsignal den Multiplexeinheiten 3 und 5 einspeisen, um es zu ermöglichen, Signale aus der nächsten Phase ihrerseits beim Durchgang zu erfassen.
Alternativ können die Einheiten bei Aktivierung der nächsten Phase geschaltet werden.
Es versteht sich, daß die gesamte Berechnung der Fundamentalbedingung mit Faktoren durchgeführt werden kann, die k mal der Werte betragen, womit die Notwendigkeit der Schaltung 4 entfällt.
Man beachte jedoch, daß der Regler 1 die in Rede stehende Phase bei Erfüllen der Fundamentalbedingung gemäß Gleichung (2) nicht unmittelbar de-aktiviert, was im folgenden unter Bezugnahme auf die Diagramme der Fig. 2 bis 5 im einzelnen erklärt werden soll. Statt dessen führt Regler 1 Berechnungen gemäß vorgegebenen Bedingungen aus, um die Zeit zu ermitteln, bei welcher die Phase aktiviert werden soll. Diese Bedingungen hängen teilweise von der Drehzahl ω des Rotors und teilweise von Strom i ab.
Demgemäß muß der Wert des Stromes i direkt dem Regler 1 eingespeist werden. Der Ausgang der Multiplexeinheit 5 wird daher an einen Analog-Digital-Wandler 11 angeschlossen und einem separaten Eingang im Regler 1 eingespeist, der den erhaltenen Wert durch R' teilt, um den Wert von i zu erhalten. Der Wert von i wird auch dann verwendet, wenn der Motor bei geringer Drehzahl umläuft, was im folgenden im einzelnen beschrieben werden soll.
Wie zuvor erwähnt, gibt die Lk-Bedingung oder Fundamentalbedingung in Gleichung (2) einen Lk-Bedingungs-Winkel Rk, welcher abhängt von der Stromstärke in der Wicklung, d. h. in der Phasenwicklung, die soeben von Regler 1 angetrieben wurde. Dies liegt daran, daß die Induktanz nicht nur eine Funktion der Rotorposition, sondern auch des Stromes i ist. Dies ist in Fig. 2 veranschaulicht, die auch die Veränderung der Induktanz L in einer Phase als Funktion des Rotorwinkels R über geringfügig mehr als eine Periode zeigt. Das Diagramm zeigt vier verschiedene Kurven l&sub1;, l&sub2;, l&sub3;, l&sub4;, die alle für getrennte konstante Stromstärken aufgezeichnet sind, wobei l&sub1; für eine sehr niedrige Stromstärke gilt und l&sub4; für eine sehr hohe Stromstärke. Die Stromstärken hängen ihrerseits u. a. vom Maße ab, mit welchem der Motor belastet oder angetrieben ist. Die Tatsache, daß die Kurve mit steigenden Stromstärken flacher wird, hängt damit zusammen, daß das Eisen in der magnetischen Schaltung des Motors in zunehmend größerem Maße gesättigt ist. Es ist nicht eine konstante Stromstärke, die die tatsächliche Kurvengestalt der Induktanz L bestimmt, sondern die Tatsache, daß sich die Induktanz L gemäß dem herrschenden oder augenblicklichen Strom i ändert, obgleich Fig. 2 veranschaulicht, in welcher Weise sich die Induktanz mit der Stromstärke ändert.
Aus Fig. 2 erkennt man, daß Rk für ein erfaßtes Lk nach rechts verschoben wird, d. h. zu einem zunehmenden Rotorpositionswinkel und zunehmenden Stromstärken. Demgemäß wird gemäß der Erfindung eine Kompensation für den Strom durchgeführt. Der Strom i wird demgemäß durch den Regler dann gemessen, wenn die Lk-Bedingung erfüllt ist. Eine Verzögerung von Rs nach Rk wird erzeugt, und diese Verzögerung Rs hängt vom Strom i in der Wicklung ab. Ein niedriger Strom führt zu einer großen Verzögerung, und ein hoher Strom zu einer geringen Verzögerung. Die Abhängigkeit ist nicht völlig linear zum Strom i; bis zu einem gewissen Grade hängt sie ab von der Motorkonstruktion. Regler 1 enthält ein Verhältnis zwischen Strom i für Rk für den betreffenden Motor und beeinflußt demgemäß die Verzögerung.
Der Winkel ROFF, d. h. der Rotorpositionswinkel, bei welchem die Erregung oder Aktivierung der betreffenden Phase unterbrochen wird, sollte ebenfalls mit der Drehzahl des Motors variieren. Bei konstantem ROFF erhält der Motor eine Reihe von Motorcharakteristika, d. h. die Leistung ist der Drehzahl umgekehrt proportional. Läßt man mit zunehmender Drehzahl ROFF abnehmen, so erhält der Motor eine flachere Moment- Drehzahl-Charakteristik, und es ist möglich, einen Motor mit beispielsweise konstanter Leistung zu erhalten durch Regeln von ROFF. Dies wird durch Einführen einer weiteren Verzögerung Rω zusätzlich zu Rs vor dem Abschalten der Phase bei ROFF erzielt, wobei die Verzögerung von der Drehzahl abhängt. Fig. 3 veranschaulicht eine Kurvengestalt der Induktanz L als Funktion von R für einen Motor, der bei niedrigem Strom und hoher Drehzahl betrieben wird, während Fig. 4 eine Kurvengestalt der Induktanz L als Funktion von R für einen Motor zeigt, der angetrieben ist mit hohem Strom und geringer Drehzahl. Man erkennt somit aus Fig. 3, daß sowohl Rs, welches der stromabhängige Stromkompensationsfaktor ist, und Rω, welches der drehzahlabhängige Kompensationsfaktor ist, niedrig sind, so daß die Zeitspanne zwischen Rx und ROFF relativ groß ist. Fig. 4 zeigt, daß sowohl Rs und Rω klein sind und daß demgemäß die Zeit zwischen Rk und ROFF ebenfalls kurz ist.
Der Variationsbereich für die vorgenannte Kompensation kann relativ groß sein im Falle einer Anzahl von Motoren, wobei die Fundamentalbedingung L > Lk in einem frühen Stadium erfüllt sein muß. Es ist jedoch auch denkbar, daß die Kompensationszeiten die Integrationszeiten t übersteigen. Dies ist in Fig. 3 dargestellt, wo die kombinierte Zeit von Rs und Rω größer als die Zeit zwischen RON ist, was den Drehwinkel bedeutet, bei welchem die Phase aktiviert oder erregt wird, und Rk. Da die Antriebsschaltung gemäß der Erfindung dazu dient, eine Sensorschaltung für einen Reluktanzmotor zu ersetzen, ist der Regler 1 am besten Mikroprozessor; es ist bei einer praktischen Anwendung zweckmäßig, einen Bezugsmotor herzustellen, der mit einer normalen Sensorregelung ausgestattet ist, und zu untersuchen, wann der mit der Sensorregelung ausgestattete Motor die Phase bei ROFF de-aktiviert, durch Betreiben des Motors bei verschiedenen Geschwindigkeiten und verschiedenen Belastungen, und durch Anzeigen von Rk und durch Speichern der Verzögerung zwischen Rk und ROFF in einem festen Speicher im Mikroprozessor. Wie zuvor erwähnt, ist es unter dem Gesichtspunkt der Antriebstechnik zweckmäßig, ROFF einen Kommutatorwinkel bilden zu lassen, bei welchem der Übergang von der Erregung einer Phase zur Erregung der nächsten Phase unverzüglich stattfindet.
Bei hohen Rotordrehzahlen findet eine Kommutierung sehr früh statt, und die Verzögerung Rω geht hierbei gegen null. Es ist möglich, daß die Phasenaktivierung bei RON bei der nächsten Phase LON größer als die fundamentale Bedingungs-Induktanz Lk ist. LON kann ebenfalls größer als Lk sein, wenn der Strom i in einer vorausgegangenen Phase zum Zeitpunkt der Kommutierung groß ist, so daß Rs klein wird. Fig. 5 veranschaulicht diesen Zustand. Die gestrichelte Linie veranschaulicht die Änderung der Induktanz L als Funktion von R bei i=0, während die voll ausgezogene Linie die Veränderung L als Funktion von R bei i=ik veranschaulicht.
Wird eine Phase aktiviert, so ist i=0 in dieser Phase eingeschlossen. Die Induktanz folgt sodann der gestrichelten Kurve. Beim Drehwinkel RON ist die Induktanz in der Phasenwicklung LON. Wie man aus der linken Seite des Diagramms erkennt, kann LON größer als Lk sein, und ebenfalls viel größer als dann, wenn der Strom ik in der Wicklung fließt (siehe voll ausgezogene Kurve).
Der Strom i steigt vom Wert null bei Aktivierung der Phase bei RON relativ langsam an und ist relativ niedrig während des ersten Teiles der Aktivierungsperiode, während welcher L ≥ Lmin ist.
Somit findet sich ein Intervall der L-Kurve gleich zu Beginn einer Phasenzufuhr, d. h. von RON bis RQ in Fig. 5, während welcher die Fundamentalbedingung L > Lk erfüllt ist. Es ist wichtig, daß verhindert wird, daß die Phase während dieses Intervalls de-aktiviert wird. Demgemäß läßt sich gemäß der Erfindung das Erfassen der Fundamentalbedingung während einer gegebenen Zeitspanne im Anschluß an die Aktivierung blockieren, bis zu einem Drehwinkel RB, in einem örtlichen Abstand von RQ. Dieses zusätzliche Blockierungsmerkmal läßt sich einführen, z. B. bei Drehzahlen oberhalb eines vorgegebenen Wertes und/oder bei Strömen ik oberhalb eines vorgegebenen Wertes. Dieses Blockieren kann auch ein ganz allgemeines Merkmal sein. Interferenzgrenzen werden durch solches Blockieren ebenfalls verbessert, gegenüber jenem Zustand, wenn das Blockieren nicht angewandt wird, da es dann nicht mehr notwendig ist, Lk·i und (U-R.i)d für kleine Antriebswinkel zu vergleichen, wobei die beiden Magnituden klein sind.
Wie vorstehend erwähnt, wurde die Lk-Bedingung gemäß Gleichung (2) unter der Voraussetzung abgeleitet, daß der Strom i in der Wicklung zum Zeitpunkt der Phasenaktivierung den Wert null haben muß. Dies kann sich als problematisch erweisen, da in der Phasenwicklung eine Rück-EMF strömt, lange nachdem die Phase bei OFF de-aktiviert wurde, wie man aus dem rechten Teil der Kurve i im Diagramm gemäß Fig. 5 erkennt.
Um sicherzustellen, daß in der Phasenwicklung zum Zeitpunkt der Aktivierung kein Strom fließt, wird die Phasenaktivierung gemäß der Erfindung so lange blockiert, bis sichergestellt ist, daß der Strom null ist. Der Strom wird dann nicht über die Strommeßwiderstände R1, R2, R3 gemessen, wenn die Phase nicht aktiviert ist, da der untere Transistor Ta1, Ta2, Ta3 (Fig. 1) vor dem Aktivieren abgeschaltet wird. Eine Phasenaktivierungsblockierfunktion läßt sich wenigstens auf zwei verschiedene Weisen erhalten.
Das erste Verfahren des Erhaltens einer Blockierfunktion ist in Fig. 6 veranschaulicht, die die dritte Phasenwicklung L3 zeigt sowie die zugehörenden Erregungsschaltungen Ta3, Tb3, R3, Da3, Db3, zusammen mit dem Regler 1, und die Verstärker 2 gemäß Fig. 1, sowie mit Zusätzen zu dieser Schaltung für eine Aktivierungs-Blockiermöglichkeit. Jede Phasenwicklungsschaltung in Fig. 1 läßt sich mit demselben Zusatzmittel wie die in Fig. 6 dargestellten ausrüsten. Dieses Mittel beinhaltet einen sogenannten "pull-up"-Widerstand Rp, der zwischen dem oberen Teil der Phasenwicklung L3 und der positiven Klemme der Zufuhrspannung geschaltet ist. Ein Spannungsteiler Rc und Rd ist in Reihe geschaltet mit dem "pull-up"-Widerstand Rp und der Erde. Der Auslaß des Spannungsteilers Rc und Rd ist an einen Komparator 12 angeschlossen, der eine Bezugsspannung Uref hat, die an den anderen Eingang angeschlossen ist. Die Spannung über den Spannungsteiler ist etwa 0V, solange Rück-EMF herrscht. Bei Beendigung der Rück-EMF steigt die Spannung über Rp auf etwa den Wert der Zufuhrspannung V.
Komparator 12 überträgt ein logisches Signal "0", solange Rück- EMF herrscht und überträgt ein "1"-Signal, sobald die rückwirkende EMF beendet ist. Ein gleich gutes Ergebnis läßt sich natürlich durch Erfassen des unteren Wicklungsausganges der Phasenwicklung mit einem sogenannten "pull-down"-Widerstand erzielen oder durch Anwenden desselben Prinzips mit einer anderen Wicklungskonfiguration, beispielsweise einer zweiadrigen Wicklung. Dies ist in der Zeichnung jedoch nicht gezeigt.
Das andere Verfahren der Blockierungsphasenaktivierung besteht darin, die Tatsache auszunutzen, daß die rückwirkende EMF-Zeit stets geringer als die Antriebszeit bei konstanter Zufuhrspannung V ist. Dies läßt sich aus Kurve i in Fig. 5 erkennen. Die Phasenwicklung wird dann deaktiviert, wenn der Rotorwinkel ROFF ist. Im Anschluß hieran fällt der Strom i entlang einer Exponentialkurve und erreicht den Wert 0 bei dem Drehwinkel Rm. Die Zeitspanne zwischen ROFF und Rm ist hierbei stets kleiner als die Zeitspanne zwischen RON und ROFF. Demgemäß wird die gesamte Zeitspanne gemessen, bei welcher V an die Erregerschaltung der betreffenden Phasenwicklung angelegt wird, d. h. die Zeitspanne zwischen RON und ROFF, und die Aktivierung dieser Phase wird sodann blockiert, bis die rückwirkende EMF über dieselbe Zeitspanne weitergewirkt hat. Obgleich dies eine zu hohe Schätzung der rückwirkenden EMF-Zeitspanne mit sich bringt, hat es keine praktische Bedeutung. Praktische Versuche haben gezeigt, daß diese Art der Blockiermöglichkeit keinen praktischen Einfluß auf die Beschleunigung des Motors hat.
Die zuvor beschriebene Antriebsanordnung sorgt für eine positive Kommutierung bei normalem Motorbetrieb. Bei sehr hohen Strömen besteht jedoch die Möglichkeit, daß die Kommutierung aufgrund der Nichterfüllung der Bedingung gemäß Gleichung (2) unterbleibt. Dies tritt dann ein, wenn der Strom so hoch ist, daß die Induktanz den Wert Lk nicht erreicht. Dies ist in Fig. 2 durch die untere Kurve L&sub4; dargestellt. Die drei Induktanzkurven l&sub1;, l&sub2;, l&sub3; erreichen und übersteigen den Wert Lk. Sodann findet die Kommutierung statt. Die Kurve l&sub4; erreicht den Wert Lk nicht. In diesem Falle findet keine Kommutierung statt. Das Problem wird teilweise gelöst durch Auswählen von Lk bei einer niedrigen Induktanz, und durch Kombinieren dieses niedrigen Wertes von Lk mit den vorgenannten Verzögerungen Rs und Rω, so wie in den Fig. 3 und 4 veranschaulicht. Dies stellt dann eine befriedigende Lösung dar, wenn eine Zerhackerfunktion eingeführt wird, zum Pulsieren des Treiberstromes der Phasenwicklung, so wie durch die oberen Transistoren Tb1, Tb2, Tb3 in Fig. 1 bewirkt. Dies begrenzt den Strom auf einen genügend geringen Wert. Es kommt jedoch vor, daß dies nicht ausreicht, insbesondere dann, wenn der Spitzenstrom viel höher ist als der maximale Strom bei Kommutierung. Eine solche Kurvengestalt ist in Fig. 5 veranschaulicht, wobei der Strom i den Spitzenwert ip erreicht, welcher weit oberhalb des Stromes ik liegt, gemessen bei Rk.
Um sicherzustellen, daß die Kommutierung immer stattfindet, selbst bei extremen Überströmen, wird ein hoher Stromgrenzwert verwendet. Dieser hohe Stromgrenzwert muß in einem Motor stets vorliegen, um dessen Elektronik zu schützen, und dieser Grenzwert wird gemäß der Erfindung dazu ausgenutzt, um ein Kommutiersignal auf die Weise zu schaffen, so wie im folgenden im einzelnen beschrieben.
Wie in Fig. 1 dargestellt, wird der Strom in der aktivierten Phasenwicklung kontinuierlich durch den Regler 1 über den Analog-Digital-Wandler 11 erfaßt. Beim Erfassen des niederen Stromgrenzwertes wird der obere Leistungstransistor Tb1, Tb2 oder Tb3 abgeschaltet. Sodann fällt Strom i normalerweise ab. Nach dem Abschalten des einen Leistungstransistors in der Wicklungsschaltung vermag der Strom nur dann anzusteigen, wenn die Induktanz des Motors abfällt. Steigt der Strom nach dem Abschalten des oberen Leistungstransistors an, so würde dies bedeuten, daß die Position der maximalen Induktanz der Induktanzkurve durchlaufen wurde, ohne daß eine Kommutierung stattgefunden hat, und daß eine Winkelposition erreicht wurde, die irgendwo auf der negativen Flanke der Induktanzkurve liegt. Der Motor produziert sodann eine Antriebs-EMF, und der Strom steigt an. Steigt der Strom nach dem Erfassen eines maximalen Stromwertes an, so findet demgemäß die Kommutierung unverzüglich statt.
Das Diagramm gemäß Fig. 7 veranschaulicht ein Ausführungsbeispiel der Gestalt der Kurve i(R) im Falle der Kommutierung, wenn Lk nicht erfaßt wird. Bei der Rotationsposition Rc wird der Überstrom imax erfaßt. Der obere Leistungstransistor Tb1, Tb2 oder Tb3 wird hierbei abgeschaltet. Der Strom i(R) fällt sodann ab. Der obere Leistungstransistor wird erneut bei Rd eingeschaltet, und der Strom steigt an und erreicht erneut imax bei der Drehposition Re, und der untere Leistungstransistor wird wieder abgeschaltet. Die Induktanzkurve hat jedoch ihr Maximum durchlaufen, so wie durch die ausgezogene Kurve L(Ri) gezeigt. Der Strom i(R) fällt jetzt nicht mehr ab, sondern steigt statt dessen langsam an. Bei der Drehposition ROFF wird ein Strom iD erfaßt, der größer als imax ist. Die Kommutierung zur nächsten Phase findet sodann sofort statt.
Statt des Erfassens des Maximalstromes durch den Analog- Digital-Wandler 11 ist es unter solchen Umständen möglich, eine zusätzliche Komparatorschaltung vorzusehen, die derart aufgebaut ist, daß sie Überstrom separat erfaßt und direkt dem Regler 1 anzeigt, wann ein Überstrom erreicht ist. Deshalb ist in der in Fig. 1 gezeigten Schaltung in gestrichelten Linien eine Spannungsteilerschaltung dargestellt, die drei in Reihe geschaltete Widerstände Re, Rf, Rg zwischen den positiven Klemmen an der Spannungsquelle V und der Erde umfaßt. Der Ausgang zwischen den beiden Widerständen Rf und Rg ist an einen Bezugsspannungseingang an einem Komparator 13 angeschlossen, und der Ausgang zwischen den Widerständen Re und Rf ist an einen Bezugsspannungseingang an einem Komparator 14 angeschlossen. Der Ausgang aus der Multiplex-Einheit 5 ist an dem (+)-Eingang beider Komparatoren 13 und 14 angeschlossen. Die Spannung über Rg ist derart gewählt, daß der Komparator 13 ein "1"-Signal erzeugt, sobald der vorgegebene, maximal zulässige Stromwert imax erreicht ist. Die Bezugsspannung an Komparator 14 ist etwas größer als an Komparator 13. Demgemäß erzeugt Komparator 14 ein "1"-Signal bei einem Strom, der geringfügig größer als der maximal zulässige Wert imax ist. Jeder Ausgang der Komparatoren 13 und 14 ist an einen entsprechenden Eingang am Regler 1 angeschlossen, der auf die zuvor genannte Weise regelt. Wie man aus Fig. 1 erkennt, wird dem Regler 1 ferner ein Regelsignal von einem parallelen Eingang eingespeist. Dieses Regelsignal zeigt der Regelanordnung die gewünschte Geschwindigkeit an. Das Regelsignal zeigt der Regelanordnung auch an, wann der Motor angefahren und abgestellt wird.
Eine spezielle Startfunktion ist notwendig zum Anlassen des Motors. In dieser Beziehung besteht bezüglich der Regelanordnung das einfachste Verfahren darin, einen Stromimpuls einer Phase für eine zweite oder zwei einzugeben, so daß der Motor beim maximalen Induktanzzustand für diese Phase verriegelt. In der nächsten Phase wird sodann eine erzwungene Kommutierung bewirkt, worauf anschließende Kommutierungen auf die vorbeschriebene Weise durchgeführt werden.
Das vorbeschriebene Sensor- und Regelprinzip arbeitet bei hohen und mittleren Drehzahlen zuverlässig und ergibt auch eine gleich gute Kommutierung wie ein herkömmlicher Sensor. Theoretisch arbeitet das Prinzip auch bis herab zu Drehzahlen bei null Umdrehungen pro Sekunde. Hierbei ist es jedoch notwendig, eine präzise Kompensation des Wicklungswiderstandes durchzuführen, wobei dieser Widerstand eine zunehmende Bedeutung gerade bei niedrigen Geschwindigkeiten erhält. Es ist schwierig, den Wicklungswiderstand genau zu definieren, da sich der Widerstand u. a. mit der Motortemperatur ändert. Demgemäß ist es in der Praxis schwierig, eine genaue Kompensation bei geringen Geschwindigkeiten durchzuführen.
Versuche haben gezeigt, daß das oben beschriebene Sensor- und Regelprinzip einwandfrei arbeitet, bis herab zu 5 bis 10% der maximalen Drehzahl des Motors, und auch bei noch geringeren Geschwindigkeiten zu arbeiten vermag, eingeschlossen eine Drehzahl von null, vorausgesetzt, daß der Motor nur geringen Belastungen ausgesetzt ist.
Um jedoch ein Regelsystem zu schaffen, das bei sämtlichen Bedingungen über den gesamten Geschwindigkeitsbereich befriedigend arbeitet, ist das System gemäß der Erfindung derart gestaltet, daß es die Motordrehzahl bewacht, und daß es erfaßt, wann der Motor eine vorgegebene, relativ niedrige Drehzahl vn einhält, z. B. eine Drehzahl, die 20% der maximalen Motordrehzahl beträgt.
Bei Geschwindigkeiten oberhalb Vn arbeitet die in Fig. 1 dargestellte Schaltung gemäß dem vorgenannten Prinzip durch Ermitteln der Induktanz der Phasenwicklung, welche aktiviert Lk zu finden, der einen Startpunkt zum Definieren der Zeitspanne zum Deaktivieren der Phase bildet.
Bei Drehzahlen unterhalb der Drehzahl Vn ist es zweckmäßig, einen Induktanzwert zu ermitteln, bei welcher die Kommutierung zum Aktivieren der Phase stattfindet, statt die Induktanz jener Phase zu ermitteln, die zu aktivieren ist.
Da normalerweise in einer nicht aktivierten Wicklung kein Strom fließt, muß die Wicklungsinduktanz auf eine andere Weise als oben beschrieben angezeigt werden. Demgemäß werden hohe Frequenzimpulse kurzer Dauer dem Gatter der Leistungstransistoren in der Treiberschaltung für jene Wicklung eingespeist, die bezüglich der Aktivierung die nächste ist. Jeder Impuls weist eine gegebene Dauer t auf, die in Bezug auf die Periodenzeit kurz ist, so daß der Strom zwischen jedem Impuls auf null abfallen kann. Der Strom wird durch den Analog- Digital-Wandler am Ende eines jeden Impulses gemessen. Der Stromanstieg während der Dauer eines jeden Impulses liefert eine Messung der Momentan-Induktanz. Innerhalb dieses Drehzahlbereiches befiehlt somit Regler 1 der Multiplexeinheit 5, eine Spannung an die Transistoren R1, R2, R3 anzulegen, die in der Phasenschaltung enthalten sind, welche bezüglich der Aktivierung die nächste ist, und nicht in der bestehenden aktivierenden Phasenschaltung, so wie im Falle des Hochdrehzahlbereiches.
Regler 1 ermittelt die Induktanz durch Annäherung der Gleichung (U-Ri)=d/dτ(Li), mit U=L.di/dτ, was eine gute Näherung für kleine Stromwerte i und niedrige Drehzahlen ist, d. h. bei kleinen Werten für dL/dτ.
Die in der Einleitung erwähnte US-PS 4 520 302 beschreibt ein System, das die Zeit für die Stromänderung in einer Nicht- Erregungsphase mißt, was in der Praxis das Messen der Induktanz in dieser Phase bedeutet. Gemäß dieser Veröffentlichung wird demgemäß die Kommutierung dann durchgeführt, wenn die Induktanz in der Phase, bei welcher die Messungen durchgeführt wurden, einen vorgegebenen Wert erreicht hat.
Bei diesem bekannten Regelsystem wird unterstellt, daß die Antriebsspannung konstant ist. In der Praxis kann sich die Antriebsspannung V jedoch ganz radikal ändern, teilweise aufgrund normaler Spannungsschwankungen, und teilweise aufgrund von Spannungspulsationen, die dann entstehen, wenn +V eine gleichgerichtete Wechselspannung ist.
Die Induktanz in einer Nicht-Erregungs-Phase hängt auch vom Strom der Erregungsphase ab. US-PS 4 520 302 zieht auch nicht die Schwankungen der Induktanz in Betracht, die auf den Stromwert zurückgehen, was es schwierig macht, den hierin beschriebenen Motor bei unterschiedlicher Last zu fahren. Wie vorausgehend diskutiert, hängt die Induktanz in einer Phase stark vom hierin fließenden Strom ab. Teile der Eisenschaltung heutiger Reluktanzmotoren sind oft verschiedenen Phasen gemeinsam. Deshalb führt Sättigung und damit reduzierte Induktanz in einer Phase (siehe Fig. 2) zu einer teilweisen Sättigung und damit zu einer verringerten Induktanz auch in den verbleibenden Phasen.
Deshalb kann man im Prinzip sagen, daß Fig. 2 auch die Induktanz in einer Phase als Funktion des Stromes i in einer anderen Phase beschreibt, insbesondere dann, wenn der Strom in der Phase, in welcher die Messung durchgeführt ist, niedrig ist. Somit läßt sich sagen, daß die einzelnen Kurven in Fig. 2 den verschiedenen Strömen in der Erregungsphase dann entsprechen, wenn eine nicht-erregende Phase gemessen wird.
Gemäß einer weiteren Entwicklung der Erfindung wird die Kompensation demgemäß innerhalb des Niedrig-Drehzahl-Bereiches durchgeführt, d. h. bei Drehzahlen unterhalb vn, sowohl zum Verändern der Zufuhrspannung +V, als auch zum Verändern der Spannung in der erregten Wicklung. Ein Spannungsteiler mit zwei in Reihe geschalteten Widerständen Rx und Ry ist zwischen die positive Klemme bei +V an der Spannungsquelle und der Erde geschaltet. Die Rx, Ry-Ausgänge des Spannungsteilers sind an den vierten Eingang der Multiplexeinheit 5 angeschlossen. Die Spannung U', gemessen über Ry, ist hiermit proportional +V.
Regler 1 steuert nun für jeden Impuls kurzer Dauer, der der überwachten Wicklung zugeführt wurde, die Multiplexeinheit 5 in einer ausgewählten Folge der Spannung über die Widerstände R1, R2 oder R3 in der überwachten Phase, die Spannung über die gemessenen Widerstände R1, R2, R3 in der erregten Phase, und die Spannung U' über den Widerstand Ry.
Regler 1 zeigt somit den augenblicklichen Strom am Ende eines jeden Kurzzeit-Impulses an, der der überwachten Wicklung in der nicht-erregten Phase eingegeben wurde, durch Einspeisen eines Regelimpulses zum Regeleingang des Analog-Digital-Wandlers 11 bei Beendigung des Kurzzeitimpulses. In Verbindung hiermit, d. h. unmittelbar vorher oder nachher, wird auch eine Anzeige des Stromes in der erregten Phase und der Spannung U' gegeben durch Steuern der Multiplexeinheit 5 und des Analog-Digital- Wandlers 11 zu geeigneten Zeitpunkten. Regler 1 erhält sodann an seinen Eingängen, die an den Analog-Digital-Wandler 11 angeschlossen sind, Signale, die in bekanntem Verhältnis zu jenen Signalen stehen, welche direkt gemessen werden.
Um einen Motorpositionspunkt ROFF zu erhalten, der für eine ausgewählte Motordrehzahl so konstant wie möglich ist, ist es durchaus möglich, eine Kompensation durchzuführen, mit wechselnder Kompensation in einer Weise analog jener Art, die ausgeführt wurde mit Rs innerhalb des Hochdrehzahlbereiches. Dies läßt sich jedoch dann nicht ausführen, wenn der Motor stillsteht, d. h. angelassen wird.
Demgemäß ist es vorteilhafter, statt dessen die momentane Induktanz zu bestimmen, oder einen Wert, der hierzu proportional ist, und den bestimmten Induktanzwert zu kompensieren.
Die Funktion La (R, ib), d. h. die Induktanz in einer Phase a als Funktion des Stromes in einer Phase b, ist nicht linear ib. Eine gute Näherung für die Mehrzahl von Arten von Reluktanzmotoren ist meistens gegeben durch
La(Rc, 0)/Lb(Rc, ib) = (1+c·ib)
wobei die Konstante c für jeden Motor individuell bestimmt wird, um OFF konstant zu halten. c entspricht nunmehr k innerhalb des hohen Drehzahlbereiches. OFF ist am besten gleich c innerhalb des niedrigen Drehzahlbereiches. Dies trifft natürlich unter der Voraussetzung zu, daß die Kompensation der Induktanz auf die vorbeschriebene Weise durchgeführt wurde. Die Kommutierbedingung, die bei Kompensation der Induktanz sowohl für die augenblickliche Zufuhrspannung, als auch den Erregerstrom zu erfüllen ist, lautet sodann:
L=Lc (1+c·ib)·U·T/i=Lc
Dies ermöglicht es, eine rein statische Kommutierung zu erreichen, ungeachtet des Stromes der erregten Phase und der Zufuhrspannung.
Die statische Kommutierung, wie in der vorgenannten Weise unabhängig von der Rotordrehzahl ist, läßt sich auch bei niedriger Drehzahl erreichen. Zunächst ist es notwendig, daß die Näherung d/dτ(L.i)=L.di/dτ anwendbar ist (d. h. dL/dτ«Ldi)/dτ); weiterhin ist es notwendig, daß die Frequenz des induktanz-erfassenden Impulses viel höher als die Motorkommutierfrequenz ist, da diese Frequenz die Zeitteilung im Kommmutierprozeß bestimmt.
In der Praxis beinhalten diese Begrenzungen, daß der Motor lediglich bei zwischen 20 und 50% seiner Maximaldrehzahl betrieben werden kann, wenn dieses Kommutierverfahren angewandt wird. Bei Drehzahlen unterhalb dieser Grenze erhält man jedoch eine Funktion, die völlig von der Funktion abhängt, die mit einem Rotorpositions-Sensor erhalten wird.
Vorausgehend wurde unter Bezugnahme auf die Fig. 3 und 4 der ROFF diskutiert. Es versteht sich, daß jede Phasenwicklung individuell sowie willkürlich zu betreibenden Weise erregt werden kann, mit Überlappungen zwischen den Phasen, derart, daß zwei Phasen während gegebener Zeitspannen gleichzeitig betrieben werden. Wird jedoch zwischen den Phasen hierdurch keine Überlappung gewählt, so wird die Kommutierung bei einem Drehwinkel ROFF von einer Phase zur anderen durchgeführt; RON wird innerhalb des Rotorwinkels auf dieselbe Weise verschoben, wie OFF.
In Fig. 3, in welcher ROFF relativ nahe beim oberen Teil der Induktanzkurve liegt, liegt RON innerhalb eines Bereiches der Induktanzkurve, in welcher die Induktanz am niedrigsten ist. Bei hohen Drehzahlen und hohen Strömen bewegt sich ROFF weiter nach links, d. h. nach unten auf den ansteigenden Teil der Induktanzkurve, so wie in Fig. 4 gezeigt. RON bewegt sich damit auch nach links, so wie in L Fig. 4 gezeigt, und im Falle des Normalbetriebes erscheint es in einem Intervall auf der Induktanzkurve, in welchem die Kurve eine negative Neigung hat. Dies ist auch in den Fig. 5 und 7 veranschaulicht.
Im Falle extrem niedriger Drehzahlen kann es bei dem zuvor beschriebenen Erregungsverfahren für niedrige Drehzahlbereiche passend sein, die Phase unmittelbar zu Beginn des ansteigenden Teiles der L-Kurve zu aktivieren oder zu erregen, obgleich im Falle etwas höherer Drehzahlen innerhalb des niedrigen Drehzahlbereiches, - und besonders dann, wenn sich die Drehzahl dem Wert vn nähert - es statt dessen angebracht sein kann, Rotations-Position RON,bei welcher die Aktivierung eingeleitet wird, weiter nach links zu verschieben, so daß die Aktivierung bereits in der negativen Flanke der Induktanzkurve unmittelbar vor dem Bereich sehr niedriger Induktanz eintritt. Dies führt zu einer verbesserten und sanfteren Funktion des Motors, insbesondere dann, wenn der Motor die Drehzahl vn durchläuft, wobei die Antriebsschaltung umschaltet von einer Antriebs- oder Erreger-Arbeitsweise im Niedrig-Drehzahlbereich zu einer Antriebs- oder Erreger-Arbeitsweise im Hoch-Drehzahlbereich.
Ein Verschieben des Aktivierungspunktes ON von einer ansteigenden Flanke der Induktionskurve zu einer fallenden Flanke der Induktionskurve läßt sich kontinuierlich ausführen. Es ist jedoch schwierig, ein Induktanzdifferential während des nächsten geradlinigen Teiles der Induktanz dann zu erfassen, wenn die Induktanz sehr niedrig ist; demgemäß kann es statt dessen besser sein, RON kontinuierlich während des ansteigenden und abfallenden Teiles der Induktanzkurve zu verschieben, und eine schrittweise Bewegung zwischen diesen Punkten durchzuführen. Der Aktivierungspunkt läßt sich auch schrittweise in einer Anzahl von Stufen durchführen. Die Möglichkeit des Verschiebens des Aktivierungspunktes wird bei weniger Phasen noch wichtiger. Demgemäß hat die Möglichkeit des Verschiebens die größte Bedeutung bei Motoren mit zwei oder drei Phasen.
Regler 1 ist deshalb am besten mit einem Programm für den Niedrig-Drehzahl-Bereich ausgestattet, in welchem der Induktanzwert und die Anzeige für die Induktanzänderung für ein gegebenes RON unterschiedlich ist für unterschiedliche Drehzahlen oder Drehzahlbereiche innerhalb des Niedrig-Drehzahl- Bereiches.
Die Grenzdrehzahl, bei welcher das Regelsystem zwischen den Sensor-Arbeitsweisen umschaltet, läßt sich innerhalb eines relativen Freiheitsgrades auswählen, obwohl sie am besten innerhalb des Bereiches von 10-20% der Maximaldrehzahl liegt. Normalerweise findet dieses Umschalten der Sensor-Arbeitsweisen mit einer gegebenen Hysterese der Drehzahl statt.
Bei geeignet ausgewählter Grenzdrehzahl vn, die bei verschiedenen Motorkonstruktionen unterschiedlich sein kann, ist es möglich, eine Kommutierung über den gesamten Drehzahlbereich des Motors zu erzielen; diese Kommutierung entspricht völlig der Kommutierung, die mit einem Rotor-Positionssensor erzielt wird. Demgemäß kann ein Motor variabler Reluktanz, der mit dem Regelsystem gemäß der Erfindung ausgerüstet ist, bei sämtlichen Geschwindigkeiten betrieben werden, beginnend bei Stillstand bis zu maximaler Rotordrehzahl, und unter optimalen Betriebsbedingungen.

Claims

1. Erregungsschaltung für einen variablen Reluktanzmotor, umfassend:

einen Stator, der mit einer oder mehreren Wicklungen (L&sub1;, L&sub2;, L&sub3;) für eine oder mehrere Phasen ausgerüstet ist,

einen Rotor, dessen Position die Permeanz in jeder Statorwicklung durch Zusammenarbeiten mit dem Rotor mit entsprechendem Magnetkreis der genannten Wicklungen beeinflußt,

eine Sensor-, Rechen- und Regleranordnung (1 bis 11, R&sub1;, R&sub2;, R&sub3;) mit Mitteln (R&sub1;, R&sub2;, R&sub3;, 5, 1) zum Ableiten einer Charakteristik, abhängig von der Induktanz in jeder Phasenwicklung während wenigstens jenes Teiles des Umlaufs des Rotors, in welchem die Phasenwicklung erregt wird, wobei die Rotorposition unter Verwendung der erfaßten Eigenschaften und Malen ausgenutzt wird, zum Abschalten einer Erregungsphase, und das Ein- und Ausschalten der Phasenwicklungen (L&sub1;, L&sub2;, L&sub3;) entsprechend der errechneten Male für das Schalten geregelt wird, dadurch gekennzeichnet, daß die Sensor-, Rechen- und Regelanordnung für jede Phase wenigstens während der Zeitdauer des Überwachens der genannten Phase derart gewählt ist, um einen Strom i(t) in der Phasenwicklung anzuzeigen und kontinuierlich einen Wert Lk*i(t) zu bilden, wobei Lk eine konstante, vorgegebene Induktanz ist; wobei kontinuierlich ein Wert gebildet wird, der das Ergebnis L(t)*i(t) wiedergibt, wobei L(t) die momentane Induktanz in der Phasenwicklung ist; wobei kontinuierlich ein Vergleich zwischen den genannten gebildeten Werten hergestellt wird, um einen Startpunkt zu definieren, zum Bestimmen einer Umlaufposition zwecks Änderung des Erregungszustandes der Phasenwicklung, wenn der Vergleich anzeigt, daß die kontinuierlich gebildeten Werte einander gleich sind.

2. Erregungsschaltung gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Sensor-, Rechen- und Regleranordnung (I-II) Mittel (5, I) umfaßt, um den Strom i(t) in der Phasenwicklung (L&sub1;, L&sub2;, L&sub3;) über einen Widerstand (R&sub1;, R&sub2;, R&sub3;) anzuzeigen, der mit der Wicklung in Reihe geschaltet ist, daß die Sensor-, Rechen- und Regelanordnung Mittel (Ra1, Rb1, Ra2, Rb2, Ra3, Rb3, 3) aufweist, um die Spannung über jede Reihenschaltung von Wicklung und Widerstand anzuzeigen, und daß die Sensor-, Rechen- und Regelanordnung Mittel (4, 6 bis 10, I) aufweist, um kontinuierlich den Wert zu bilden, der das Resultat L(t)*i(t) wiederzugeben aus der Gleichung

wobei U die angezeigte Spannung bedeutet, i den angezeigten Strom i(t), und R den Widerstandswert des Widerstandes, addiert mit dem Widerstandswert der Phasenwicklung, und die Zeit t=0 auf die Aktivierung oder Erregung der Phase eingestellt wird.

3. Erregerschaltung gemäß Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Sensor-, Rechen- und Regelanordnung jenen Zeitpunkt als Startpunkt benutzt, zu welchem der Vergleich anzeigt, daß die kontinuierlich gebildeten Werte einander gleich sind, um eine Zeitverzögerung zu errechnen, abhängig von Betriebsparametern, die je nach den herrschenden Betriebsbedingungen des Motors variieren, bis zu einem Zeitpunkt zum Ändern des Erregungszustandes der überwachten Phasenwicklung (L&sub1;, L&sub2;, L&sub3;), und eine Regeleinrichtung (1, 2, Ta1, Ta2, Ta3, Tb1, Tb2, Tb3, Da1, Da2, Da3, Db1, Db2, Db3, R1, R2, R3) umfaßt, zum Ein- oder Ausschalten der jeweiligen Phasenwicklung zu den errechneten Zeitpunkten.

4. Erregungsschaltung gemäß Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß einer der genannten Betriebsparameter der Strom in der Phasenwicklung ist, erfaßt durch das genannte, Induktanz-ableitende Mittel (R&sub1;, R&sub2;, R&sub3;, 5, I) in der Sensor-, Rechen- und Regleranordnung.

5. Erregerschaltung gemäß Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß einer der genannten Betriebsparameter die herrschende Motordrehzahl ist, welche von dem genannten Rechner (I) errechnet wurde.

6. Erregerschaltung gemäß einem der vorausgegangenen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Sensor-, Rechen- und Regelanordnung so lange nicht auf den Vergleich anzusprechen beginnt, bis der Rotor einen bestimmten Rotorwinkel durchlaufen hat, im Anschluß an das Erregen der jeweiligen, überwachten Phase.

7. Erregungsschaltung gemäß einem der vorausgegangenen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Sensor-, Rechen- und Regelanordnung derart beschaffen ist, daß sie ein Erregen einer nicht-beaufschlagten Phase verhindert, und zwar bis nach jenem Zeitpunkt, an welchem der Strom i in der Erregungsphasenwicklung null ist.

8. Erregerschaltung gemäß Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Sensor-, Rechen- und Regelanordnung derart beschaffen ist, daß sie die Zeitspanne zwischen der Erregung und der erregungsfreien Phase anzeigt und das Erregen der als nächste zu erregenden Phasenwicklung bis zu einem Zeitpunkt nach dem End- Erregen verzögert, was wenigstens gleich der Zeitspanne zwischen dem Erregen und dem End-Erregen ist.

9. Erregerschaltung gemäß einem der vorausgegangenen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Sensor-, Rechen- und Regelanordnung anzeigt, wann der durch die Wicklung in der erregten Phase hindurchtretende Strom einen vorgegebenen, höchstzulässigen Wert erreicht, daß sie den Erregungszustand der Phasenwicklung durch Zufuhr von Impulsen justiert, und daß sie die Umschaltung zum Erregen der als nächste zu erregenden Phase dann steuert, wenn der Strom in der überwachten Phasenwicklung während einer Impulspause einen vorgegebenen Wert annimmt, welcher den vorgegebenen höchsten Wert des Stromes übersteigt.

10. Erregerschaltung gemäß einem der vorausgegangenen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Sensor-, Rechen- und Regelanordnung Mittel (I) umfaßt, um die Rotor-Drehzahl anzuzeigen oder zu berechnen, daß sie ferner derart beschaffen ist, daß sie bei Drehzahlen oberhalb einer vorgegebenen Geschwindigkeit vn die Induktanz in der erregten Phasenwicklung derart überwacht, daß sie einen Induktanz-Wert Lk anzeigt, welcher einen Startpunkt zum Berechnen des End- Erregens der Phase definiert, und bei einer Geschwindigkeit unterhalb der vorgegebenen Drehzahl vn die Induktanz in der Phasenwicklung der als nächste zu erregenden Phase anzeigt, um einen Zeitpunkt zu gewinnen, bei welcher der Regler die genannte Phasenwicklung erregt.

11. Erregerschaltung gemäß Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Sensor-, Rechen- und Regelanordnung derart beschaffen ist, daß sie ihre Regelung der Phasenwicklung bei Drehzahlen unterhalb der vorgegebenen Drehzahl vn derart ändert, daß jener Punkt der Induktanzkurve, bei welcher der Regler dahingehend geregelt wird, daß er eine Phasenwicklung im Sinne einer Erregung ansteuert, unterschiedlich ist für niedrige und hohe Drehzahlen innerhalb des genannten Drehzahlbereiches, derart, daß die Sensor- Rechen- und Regelanordnung die zu erregenden Phasenwicklungen bei einer Rotorposition regelt, bei welcher die Induktanzkurve eine positive Flanke bei sehr niedrigen Drehzahlen aufweist, und eine Rotorposition, in welcher die Induktanzkurve eine negative Flanke bei Drehzahlen aufweist, welche relativ nahe bei dem Wert vn liegen.

12. Erregerschaltung gemäß Anspruch 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, daß ein Stromsensor (R&sub1;, R&sub2;, R&sub3;, 5) in der Sensor-, Rechen- und Regelanordnung (I bis II) bei Drehzahlwerten unterhalb der vorgegebenen Drehzahl (vn) den Strom in der Phasenwicklung in der erregten Phase erfaßt, und daß der Rechner (I) in der Sensor-, Rechen- und Regelanordnung die angezeigte Induktanz in der Phasenwicklung innerhalb der als nächste zu erregenden Phase korrigiert, mit einem Korrekturfaktor, welcher vom Strom in der erregten Phase abhängt.

13. Erregerschaltung gemäß einem der Ansprüche 10 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Sensor-, Rechen- und Regelanordnung bei Drehzahlen unterhalb der vorgegebenen Drehzahl (vn) Mittel (Ra1 bis Ra3, Rb1 bis Rb3, Rc1 bis Rc3, 3) aufweist, um die momentane Steuerspannung zu erfassen, sowie Mittel (I), um die angezeigte Induktanz in der Phasenwicklung der als nächste zu erregenden Phase anzuzeigen, mit einem Faktor, der von der herrschenden Steuerspannung abhängt.

14. Erregerschaltung gemäß einem der Ansprüche 10 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Sensor-, Rechen- und Regelanordnung Mittel (1, 2, Ta1, Ta2, Ta3) aufweist zum Eingeben von Spannungsimpulsen kurzer Dauer über die Phasenwicklung in der als nächste zu erregenden Phase, sowie Mittel (R&sub1;, R&sub2;, R&sub3;, Rx, Ry, 5, 1) zum Messen des Stromes ia in jedem Impuls in der genannten Phasenwicklung bei Beendigung des Impulses, wobei die Dauer des Impulses t beträgt, und um den Strom ib in der Phasenwicklung in der erregten Phase sowie die Steuerspannung U' in Verbindung mit dem Messen von ia zu messen, und die folgende Induktanzberechnung bei jedem Meß-Zeitpunkt durchzuführen:

L=(1+k*ib)*U't/ia

wobei k eine Konstante ist, die dem betroffenen Motor zugeordnet ist, und den berechneten Induktanzwert mit dem Induktanzwert Lc zu vergleichen, bei welchem die Umschaltung stattfindet.