JPS63501913A - 疑似楕円特性を有するマイクロ波フイルタ - Google Patents

Abstract

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Description

【発明の詳細な説明】 疑似楕円特性を有するマイクロ波フィルタ［技術的背景コ １、発明の技術分野 この発明は一般的にマイクロ波無線通信装置および設計に関するものであり、特 に楕円フィルタ機能を与えるように同調されることのできる比較的軽量で、コン パクトで、廉価な方向性マイクロ波フィルタに関するものである。このようなフ ィルタは多くの用途があるが、特に通信衛星用の周波数マルチプレクサおよびデ マルチプレクサに有用である。

この明細書の目的に対しては、“マイクロ波″とは、大なり小なりマイクロ波ハ ードウェアに類似したハードウェアの実用的使用を可能にするマイクロ波領域に 充分近い無線周波数スペクトラムの領域を含むものである。

２、定義およびシステム考察 この明細書はマイクロ波部品構造および設計の当業者、すなわちマイクロ波技術 者およびルーチンデザインエンジニアに対して書かれている。

非常に一般的に、マルチプレクサはある場合には共通の送信に対して、また別の 場所では共通の受信に対して複合信号を形成するためにいくつかの個々の異なっ た信号を組合わせる装置である。典型的には数個の異なった信号は受信後複合か らより分けられるそれぞれ異なった情報内容を伝送する。

したがってマルチプレクサ処理はそれらを組合わせるに先立って別々の信号にあ る種の“タグを付けなければならない。

ここで重要なマルチプレクサは周波数マルチプレクサであリ、それにおいては各 信号に付けられたタグは別々の周波数、もつと正確に言えば別々の狭い周波数帯 域である。各信号は各周波数帯域またはチャンネルを割当てられ、その周波数帯 域でのみ、しかし他の全ての信号と同時に送信される。

受信後、数個の情報内容はそれぞれ割当てられた周波数帯域内にある複合信号の 成分を分離することによりデマルチプレクスされる。各情報流はそれぞれ別々の 装置に導かれて蓄積され、翻訳され、利用される。

人工衛星動作においては、伝送はエーテルを通る無線であり、全ての信号は共通 のアンテナで送信される。マイクロ波領域（上記のように）での動作が最も普通 である。

マイクロ波周波数マルチプレクサは結合マニホルドに沿って配置されたフィルタ と呼ばれる数個の周波数選択装置から構成されている。そのような結合マニホル ドは本質的に方形または円形断面のバイブ、すなわち導波管であり、それを通っ てマイクロ波放射は当業者、すなわちマイクロ波技術者および設計エンジニアに よく知られた方法で伝播する。

情報で変調された、しかし通常は広い帯域のマイクロ波信号はそれぞれフィルタ に供給され゛る。“広い帯域“とは各情報チャンネルに割当てられた狭い帯域よ りはずっと広い周波数帯域にわたることを意味する。通常各情報源は別の短い導 波管を介してその各フィルタに供給される。

これらの広い帯域の信号を発生し、それらを送信されるべき情報によって変調す る方法の詳細および送信および受信の詳細はこの明細書の技術的範囲外にある。

しかしながら、受信後のデマルチプレクスに使用される手段はここでの議論の範 囲内のものである。少なくとも原理的には、大抵のマルチプレクサは即に反対方 向に接続するだけでデマルチプレクサとして動作する。しかしながら、地上局ま たは非常に大きな航行体用のデマルチプレクサは通信衛星用のデマルチプレクサ のようなシビアな重量および寸法の制限はない。以下の説明の大部分において説 明を簡単にするためにマルチプレクサだけについて説明する。

マルチプレクサ中の数個のフィルタのそれぞれは他のものとは異なった周波数帯 域を割当てられている。各フィルタは、その帯域内のマイクロ波放射がそのマニ ホルド中に通過し、その帯域外の放射（周波数スペクトラムのどちらの方向であ っても）の大部分は阻止されるように構成され、調整される一任意のフィルタに 対するこれら二つの周波数カテゴリーは時には“通過帯域”および“阻止帯域“ と呼ばれる。

小型の宇宙航行体上のマルチプレクサに対する設計の要求には組合わせて満足さ せるのが非常に困難ないくつかの制約がある。通信中継衛星および類似の装置に おける特別の問題であるけれども、これらの制約の多くは以下説明するようにマ ルチプレクサおよびフィルタに共通したものである。

第１に、全体の重量および宇宙航行装置の大きさを最小にし、かつ合理的なコス トとすることは非常に望ましいことである。この考えは、この分野の他の制約の 多くのものに対する従来の最良の解決策が完全に許容できないような大、きな全 体重量および寸法ならびにコストを必要としていたことがらも特に留意すべきも のである。

第２に、全体の電力使用量および通信部品内の電力の熱としての発生を最小にす ることは非常に好ましいことである。

通信システムに対する全体の電力は宇宙航行体の電源から供給されなければなら ず、それは制限されたものである。通信システム全体の電力はアンテナに対する 所望の出力電力のみならずフィルタを含む部品における損失を含んだものである 。

さらに各瞬間における大きな熱発生は宇宙航行体の全体の熱バランスを複雑なも のにする。これらの考察からフィルタを含む部品が非常に少ない電力損失である ことが好ましい。換言すれば、非常に高いＱｌすなわち品質係数を有するフィル タを使用することが好ましい。

第３に、電源の全てが複合信号に対して本質的に等しく電力寄与することが好ま しい。他方、アンテナに対する全電力は背景雑音に対して適切な比率で最も弱い チャンネル流を送信するのに必要な程度に増加しなければならない。これは全て の他のチャンネルにおける無駄に電力を増加させることになる。

チャンネル等化の考えは、上記、したことに関係するが、ある場合に置いてのみ 低い電力消費に密接に関係する。いくつかのフィルタの動作原理はマルチプレク サレイアウトを必要とし、それにおいては一つのフィルタの出力はアンテナへの ルートの下流の他のフィルタを通過する。このようなマルチプレクサでは、上流 のフィルタ回路からの信号には各地のフィルタが与える損失が累積される。上流 のフィルタからの信号は下流のフィルタからの信号よりも大きな電力損失を受け る。個々のフィルタが別々のチャンネルで電源の電力を消費する結果、アンテナ に接近するにしたがって異なった減衰となり等化されない。

チャンネル等化は比較的重要性が少ない。それは各信号源とアンテナの間の結合 における不均一性は全ての信号源の電力出力を調整することによって補償するこ とができるからである。それにもかかわらず、本質的に内部電力等化を生じるマ ルチプレクサシステムを使用することによっである価値の実用的な便利さが得ら れる。ある型式のフィルタは本質的にこの性質を有しているが、そうでないもの もある。

第４に、重量および熱発生の両者の対称分布は宇宙航行体にとって非常に好まし いものである。そのような対称性が無ければ、作戦行動および熱平衡の制御はも つと重要な問題である。これらの考察は、低い全体重量、低い全体の電力消費お よび低い個々の部品の発熱が要求されることを強調するだけでなく、寸法の限定 された電子部品の任意の配置の設計の自由度の利点を与えるものである。じたが って、マルチプレクサマニホルドに沿って任意にマルチプレクサフィルタを配置 することができることは望ましいことである。そのような任意の配置は以下詳細 に説明するように、ある種類のフィルタ回路では可能であるがそうでないものも ある。

第５に、互いに独立に配置し同調させることができるフィルタを設けることは非 常に好ましいことである。そうでなければ、設置および調整は非常にデリケー１ −で、調整が長引き、時には反復作業となり、装置全体のコストを大きく支配す るものとなる。またある種のフィルタ回路はその隣接するものとほとんど無関係 にマルチプレクサマニホルドに沿って配置されるが他の型式ではそうではない。

第６に、実際上全ての宇宙航行体の通信の場合に、宇宙航行体の送信機の全体の 帯域内で可能な限り多くの通信チャンネルを設けることが実際の経済性から要求 される。この条件は各チャンネルに対して幾分狭い波長帯域によるルート形成を 行なわせることとなり、極端な場合には非常に狭い“保護帯域″すなわ、ち隣接 チャンネル間の漏話を避けるためにチャンネルを分離する使用しない周波数帯域 を生じる。換言すれば、全体の周波数帯域にわたる周波数マルチプレクセ中の非 常に近接した周波数間隔が今日の固定された要求である。

結論として周波数スペクトラムの間隔が非常に小さくても隣接するチＹンネル間 の良好な分離与えられるフィルタが使用されなければならない。これはフィルタ の信号通過特性が周波数と共に変化する正確な方法を探求することが必要である ことを意味している。フィルタの伝送度が周波数に対してプロットされるならば 、その結果得られたグラフまたは曲線はフィルタの”フィルタ関数”ま゛たは“ 形状或いは“カットオフ特性′を示す。これらは決定的に重要である。

理想的には、そのようなグラフは通過帯域内では非常に高い値の伝送度を示し、 その他の領域では非常に低い値の伝送度を示す。さらに、そのようなグラフでは 、通過帯域の特性曲線の高い伝送度の部分を接続する１１ｅ０４ａ８８ｂ１３ｄ ３３の両端における線は理想的にはほとんど垂直であり、その他の部分は低い伝 送皮部分である。換言すれば、理想的なフィルタは非常に鋭いカットオフを与え る。

もちろん、同じアイディアは減衰対周波数のグラフについて表現することかでき る。理想的なフィルタ関数は両側で非常に高い減衰を示す通過帯域を決定する“ ノツチ”領域中の減衰が非常に低く、ノツチの両側で鋭いカットオフ特性を表わ す本質的に垂直な線が生じる。

ある型式のフィルタは人工衛星マイクロ波通信に適した減衰と適切な鋭いカット オフ特性を与えるが他のものではそうではない。

３、従来の技術 基本的なマイクロ波フィルタ回路は本質的には共振室、典型的には円筒、球また は平行６面体から構成され、その収容する空間に電磁波の定在波または共振を行 なわせるように構成されている。

よく知られたように任意の周波数の電磁エネルギは関連する波長を有し、大きさ が波長に関係する室中で共振する。フィルタ室または空洞は所望の共振周波数に 対してほぼ正確な寸法に構成され、室内に突出している同調スタブまたはねじを 調整して電磁的な実効的寸法を変化させることによって同調される。

単一空洞共振器は単一の電磁的共振を生じるために使用され非常に狭い周波数帯 域でのみ動作する。理想的な損失のない共振器では周波数帯域は理論的には無限 小である。しかしながら、実用的な共振器では内部空間の電磁界により壁に誘起 した電気伝導により若干の損失があり、それらの損失に関連して各共振器の周波 数帯域は非常に僅かの広がりがある。

もしも広帯域マイクロ波電力がそのような共振器中に導入されるならば（例えば 入力絞りを通って）、共振器の周波数帯域内の周波数で振動する入力電力部分が 共振器を励振する。

換言すれば、そのような電力は共振器内に電磁定在波中のエネルギとして集積で きる。このエネルギのいくらかのものは狭い帯域の電力として共振器から引き出 すことができる（例えば適当な位置の出力絞りを通って）。共振器の周波数帯域 の外側の周波数で振動する入力電力部分は共振器をほとんど励振せず、顕著な量 の出力を抽出することは不可能である。

共振器は単にそのような振動を拒否する。

このような共振器の概観（およびその２個の絞りまたは等、価な入力出力特性） から、共振器はフィルタとして動作し、狭い周波数帯域の電力だけを入力から出 力通過させる。マイクロ波フィルタの構成および調整の理論およびある程度の実 際的な方法を記載した標準的な論文はマツティ（Ｍａｔｔｈａｅｔ）。

ヤング（Ｙｏｕｎｇ）　、およびジョーンズ（Ｊ　ｏｎｅｓ）のマイクロ波フィ ルタ、インピーダンスマツチング・ネットワークおよび結合構造（マグロウヒル 社１９６４年、Ａｒｔｅｃｈ　Ｈｏｕｓｅ。

ＤｅｄｈａＩＩＩＭａｓｓ　１．９８０年再版）ある。有用な参照文献はサド（ Ｓａａｄ　）　、　ハンセン（Ｈａｎｓｅｎ　）およびウィーラー（Ｗｈｅｅｌ ｅｒ）のマイクロウェーブ・エンジニア・ハンドブック（２巻、Ａｒｔ’ｃｃｈ 　Ｈｏｕｓｅ１９７１年）である。

実際には一般に２個以上のそのような共振器が一連の共振器を形成するように組 立てられる。もしも個々の共振器が若干異なった周波数に同調されるならば、全 体の構造は幾分低下した、しかし周波数範囲が広がった共振を可能にし、それは ずっと広がり、２個以上の共振器の周波数範囲を含んでいる。この広がりは種々 の方法で利用できる。例えば、温度変化による周波数のドリフトに適応し、或い は送信機と受信機との相対運動によるドツプラー効果によるシフトに対して適応 することができる。

広げられたマイクロ波電力は例えば一連の共振器の一端に導入され、広げられた 通過帯域内のある周波数で振動する電力部分は例えば一連の共振器の他端から抽 出される。

フィルタからマニホルドまたは他の導波管に電力を結合するために使用される技 術は、マルチプレクサ特性にとって非常に重要である。１９５７年以前において は、最良の利用できる装置は短絡されたマニホルドであった。この技術は電磁的 のみならず音響その他の型式で、共振空洞のよく知られた特性を使用している。

固体の壁が共振を阻害しないようにそのような共振器を完全に横切って配置され 、壁は共振のノードに位置される。換言すれば、定在波が常にゼロである点に位 置される。

この状態は、例えば壁から４分の１波長離れた距離で共振を駆動する（ボンピン グエネルギ入力）ことによって満足される。その位置では対応する定在波は最大 である。それぞれ異なった周波数におけるいくつかの共振を端壁から対応する４ 分の１波長で駆動エネルギを供給することによって同じ共振器中に設定すること ができる。そのような多重共振は一時に一つ、またはある変形では同時に与えら れる。

マイクロ波電磁界では端壁は電気的に短絡である。したがって短絡マニホルドと 呼ばれる。この形態を使用してマルチプレクサを形成するためには、各フィルタ は実効的に短絡した端壁から４分の１波長に位置しなければならない。異なった 周波数は異なった波長に対応するから、各フィルタ回路は壁から若干具なった距 離に位置しなければならない。

この基本的な形態はいくつかの利点を有している。一つは、フィルタをマニホル ドに結合するのに余分の部品が必要ないことである。それ故、重量、大きさおよ び価格は適当であり２或いは３個の異なった共振、すなわちデュアルモード或い はトリモード空洞として各共振器を使用する新しい技術によって最小にすること ができる。

デュアルモードフィルタはラーガン（Ｒａｇａｎ）によって１９４８年に提案さ れた（マイクロウェーブ・トランスミッション・サーキット、ＭＩＴラジェーシ ョン・ラホラトリー・シリーズ９　、８７３〜７７頁）。そのようなフィルタの 最初の実用的なものはアティア（Ａｔｉａ）およびウィリアム（Ｗｉｌｌｉａｍ ｓ　）によりＣｏｓｍａｔ　Ｔｅｃｈｎｌｃａｌ　Ｒｅｖｉｅｗ　１　、２１〜 ４３頁に紹介されている。

同様に、トリモードフィルタはキュリー（Ｃｕｒｒｉｅ　）により１９５３年に 記載されている（　Ｊ　ｏｕｒｎａｌ　ｏｆ　ＡｐｐｌｉｅｄＰｈｙｓｉｃｓ２ ４．９９８〜１００３頁、　１９５３年８月）。しかしながら、実用的な２空洞 トリモードフイルタは１９８３年に公表されたヤング（Ｙ　ｏｕｎｇ）およびグ リフイン（Ｇ　ｒｉｆＴｉｎ）の米国特許第４４１０８６５号明細書に記載され ている。

短絡マニホルド技術を使用したマルチプレクサにおいては、熱の発生も低く、各 フィルタ回路からの電力は非常に僅がしか他のフィルタを通過せず、したがって 重大な内部電力の不均衡はない。

したがって、短絡マニホルド技術は前節で述べた最初の３つの考察については満 足すべきものである。

さらに、短絡マニホルド技術は各フィルタの減衰ノツチを成型する非常に複雑な 新しい方法を受入れる。これらの方法は鋭いカットオフを与え、逸れにより非常 に狭い保護帯域を許容する。

さらに詳しく説明すると、これらの方法は、一連の共振器の多重共振間の結合の 丁度一つのシーケンスではなく、一連の一つの共振から後の共振へ２個または数 個の異なったルートを与える。入力共振から出力共振まで一時に１ステツプを取 る完全な一連が通常直接結合シーケンスと呼ばれる。この新しいシステムにおけ るある結合は直接結合シーケンスの２つの共振間のショートカットと呼ばれるジ ャンプをする。これらの結合は通常ブリッジ結合と呼ばれる。

ブリッジ結合が適当に設計されるとき、直接結合により生じるのと同じ方位およ び位置であり、はとんど同じ振幅であるが位相が異なる共振を生成する。これら の２つの共振の和は非常に小さい振幅の単一の定詮波である。換言すれば、非常 に強く減衰された単一の共振である。全体の空洞構造の応答における伝送ノード 、すなわち減衰最大の点を構成するために直径的な位相差が使用される。実際に は、一つではなく２個のそのような減衰最大が最小減衰ノツチに直接隣接するあ る周波数において生じるように強制される。このようにして、非常に鋭いカット オフがノツチの各側において形成される。

これらのブリッジ結合技術の詳細は前記デュアルおよびトリモードフィルタの文 献に記載されている。得られた鋭いカットオフは一般に楕円フィルタ関数と呼ば れる。それは楕円関数として知られている数学関数が対応するグラフの構成に使 用されるからである。しかしながら、同様の特性はまた疑似楕円フィルタ関数に よっても得られる。これらは数学的方法により任意に構成された多項式である。

その係数は、それらが所望のマイクロ波フィルタの結果を生じるから、設定され た数値関数に対応するのではなく、単に選択される。

したがって短絡マニホルド技術は前節の考察の最初の３つと同様に第６の考察も 立派に遂行する。しかしながら、２つの主要な問題を提起する。

第１に、短絡マニホルドマルチプレクサ中のフィルタは短絡壁に対して位置を固 定する必要があり、実際にそれらは互に非常に接近している。一体のマルチプレ クサの重量と熱発生分布の対称性はそれ放下可能である。

さらに、面倒なことであるが、各フィルタの動作は他の全てのものの動作により 擾乱され、そのため端壁がらの各フィルタの実際の距離は実効的４分の１波長で なければならず、それはフィ、ルタ回路動作のみの場合の距離とは相違している 。

これら実効的４分の１波長は理論的解析（それは実際のハードウェア中の変化に 影響される）またはフィルタ回路の調整および再調整の反復過程のいずれかによ り行われなければならない。それが為されたとしても、いくつかのチャンネルの 信号源の相対的動作レベルの変化により実効的４分の１波長位置を変化する。結 論として、最良の解決策は典型的な、または平均の動作レベルに対する一種の妥 協である。

位置および同調の独立性、ならびに対称的な重量および熱発生分布はそれ故この 他の点では有用な技術においては利用できない。多くの研究者がこの失われた利 点を回復できる形態を捜しめている。

は新しいグループの円偏波マイクロ波空洞フィルタを紹介した。それは事実これ らの利点を保持している（ＩＲＥＴｒａｎｓａｃｔｌｏｎｓ　ｏｎ　Ｍｉｃｒｏ ｗａｖｅ　Ｔｈｅｏｒｙ　ａｎｄ　Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ１９５７年８月１３６ 〜４７頁）。

適当な電磁放射が伝播する入力導波管に関して適当な位置に配置されたとき、ネ ルソンフィルタは入力絞りを通って導波管から円偏波を受ける。ネルソンフィル タはまた出力絞りに同じセンスの円偏波を与える。

しかしながら、周波数選択方法においてそうである。一般に言えば、そのような フィルタの周波数通過帯域内にある放射はフィルタを通って結合され、出力絞り に円偏波として現イ〕れるが、他の放射は単に入力絞りに置いて排除され入力導 波管に沿って連続する。

出力導波管もまた出力絞りに適切に位置されるとき、入力導波管中の信号源放射 と同じ伝播方向を有する伝播放射バタ・−ンが出力導波管中に生じる。

したがってネルソンフ７ｆルタは３ボート装置を与える。広い帯域の放射は１方 向から（入力ボートとして動作する入力導波管の原点端）一つの導波管に沿って 入力し、同じ方向に（出力ボートとじて動作する同じ導波管の反対端）に同じ導 波管に沿って直線的に連続する阻止帯域に放射する。通過帯域中の放射は急角度 で曲がったジョグ（ｊｏｇ）を取り（あ形態ではコーナーを曲り）出力ボートと して作用する第２の導波管を通ってフィルタを出てゆく。３個の全てのボート中 の伝播方向は完全に決定されるから、そのようなフィルタはしばしば方向性フィ ルタど呼ばれる。

４・つのキー事項はネルソンのフィルタを実用的なものとする。

第１に、はとんどの方形導波管の広い方の面は導波管内の円偏波の位置を表わす 導波管の縦方向に平行な２本の線がある。これらの軌跡は導波管の狭い方の面か ら知られている容易に測定可能な距離だけ離れている。いずれかの線に沿った任 意の点における導波管の広い方の面を貫通して形成された適当な形状の絞りによ り円偏波は導波管の外部に取出される。

第２に、空洞壁の絞りを介してネルソンのフィルタに結合された円偏波放射は空 洞内に定在波構造を設定するために２つの直線偏波成分に分解することができる 。

第３に、これらの直線偏波成分は円偏波放射を合成するために空洞壁」−の別の 点で再び結合されることができる。その結合された円偏波はこの別の点にある絞 りを介して共振空洞から出力導波管に取出される。

第４に、円偏波放射は導波管に沿ったパワーの流れを表わす伝播波の波面を再構 成するために円偏波軌跡の一つに沿って別の導波管に結合されることができる。

さて、マルチプレクサ構成に関して、数個のネルソンのフィルタは全てのフィル タに共通の出力導波管として作用する単一の連続したマニホルドバイブとして構 成することができる。数個のフィルタは全てこの単一の連続した導波管を並列に 給電する。全てのフィルタからの電力は最初に結合マニホルドに集まる。したが って各チャンネルに対する電力はただ一つのフィルタを通過するだけである。

ネルソンの方向性フィルタの大部分の性質はここで興味のある用途に対して非常 に好ましいものである。特に、これらのフィルタは非常に低重量、低容積、低価 格および低電力損失（高いＱ）である。

もしも、いくつかのチャンネルに対する電力をフィルタを介して他のチャンネル に通過させることが必要であったとすれば、ネルソンの方向性フィルタを使用す るチャンネル内等化はやはり良好であろう。それはその電力損失が低いからであ る。しかしながら、ただ一つのチャンネルに対する電力が各フィルタ回路通過す るから、この小さな不平衡は治癒されない。

全てのチャンネルに対する電力は、それらがマニホルドに沿って上流であるか下 流であるかにかかわらず、大抵は単にフィルタの出力絞りによって他のチャンネ ルに通過するだけである。これらの過程においてそれら他のフィルタに対する結 合は本質的に無視できる程度であり、電力損失も無視できる。チャンネル内等化 はそれ故ネルソンの方向性フィルタの固有の効果である。

さらに、ネルソンのフィルタは入力導波管に沿った縦方向の任意の点および帯域 通過出力導波管（すなわちマニホルド）に沿った縦方向の任意の点に配置するこ とができ、各導波管に対して横断方向の補正点に位置させることだけが与えられ る。

補正点は戦術の各軌跡に沿った任意の場所であり、そこで円偏波放射は（１）入 力導波管に沿って伝播する放射から取出され、（２）出力導波管に沿一つて伝播 する放射に再構成されるために出力導波管に挿入される。この制限は、それが導 波管のいずれかの側から測った距離の結合絞りの中心を定めることが要求される だけであるから、容易に合致させることができる。

したがって、ネルソンのフィルタは前述の考察の最初の５つを非常に良好に遂行 する。しかしながら、残念なことにそれらは第６の要件に欠けている。

ネルソンの装置は楕円または疑似楕円フィルタ関数を与えるように同調されるこ とができない。それらの最良の動作はチェビシェフ（Ｔｃｈｅｂｙｃｈｅｖ　、 　Ｔｃｈｅｂｙｓｃｈｅｆｆ　、　Ｃｈｅｂｙｓｈｅｆ’）関数として知られて いるフィルタ関数を与えるように同調されるとぎに得られる。この関数は楕円ま たは疑似楕円関数よりも鋭くないカットオフを与える。

もしも、最小減衰（最大伝送度）の周波数帯域の幅だけが考慮されるならば、チ ェビシェフ関数は適当な通過帯域を与える。減衰のグラフのノツチ形状の一番底 は充分に狭く他の点では適当である。

しかしながら、若干高い減衰値（低い伝送度）におけるノツチの形状に同調する と、カットオフ特性は許容できないような広いまたは浅いプロファイルになるこ とが認められた。

チェビシェフ関数によると、過度の電力が各チャンネルから隣接する周波数領域 に漏れて、許容できないような広い保護帯域設計要求または過度の漏話が生じる 。

したがって、短絡マニホルド技術は柔軟でない、相互に依存する位置付けとなる が、ネルソンの形態ではカットオフの鋭さが不適切なものとなる。これらの各欠 点はこれらの装置の動作原理の避けることのできない固有の欠点であることが文 献に充分に示されている。

事実、楕円フィルタを行なうことに関するネルソンの概念の無能力はその大きな 効果と密接に結び付いている。入力絞りにおける入力円偏波放射は空洞内でその 成分である水平および垂直偏波成分に分解される。ネルソンの多くの設計の全て において、空洞はこれらの成分を同一に処理Ｌ２、それはそれらが出力絞りにお いて円偏波放射に再合成されるからそのような処理をされなければならないこと は明白である。再合成は純粋な円偏波が得られるように正確でなければならない 。

それによりアンテナに向かう波の伝播を再構成するために出力導波管に円偏波放 射の再結合における損失または反射を避けることが要求される。

それらの特性および厳しい再結合を破壊することなくネルソンの一体空洞内の直 線偏波成分に対してブリッジ結合を与える方法を認識できた者はない。信号源軌 跡に沿った任意の点から円偏波放射を結合するネルソンの一見便利な技術に関連 する概念のある種の落し穴があることは明白である。一度フィルタに結合されれ ば、もしも円偏波が出力絞りにおいて再合成されるべきであっても、それは到達 できず少なくとも擾乱されないようにはならない。

しかしながら、文献では、楕円または疑似楕円フィルタ関数のできる別の型式の 方向性フィルタが示されている。この装置はグルナー（Ｇ　ｒｕｎｅｒ　）およ びウィリアム（Ｗｉｌｌｉａｍｓ　）によりＣｏｃｓａｔ　Ｔｅｃｈｎｆｃａｌ 　Ｒｅｖｊｅｗ　５１５７〜７７頁（１９７５年）に紹介されたたものである。

グルナーおよびウィリアムは、ネルソンの円偏波システムの外見上の落とし穴を 避け、導波管を通って運動するとき正面に集められる直線偏波伝播放射パターン にかわってスタートする。それらはまず最初にこの波のフロントをハイブリッド またはクオードラチュアハイブリッドとして知られている装置の１ポートに向け る。このハイブリッドはグルナーおよびウィリアムのフィルタ装置の入力装置と して使用される。

ハイブリッドは２個のキー特性を有する４ポート装置である。議論の定義のため に、ハイブリッドのポートは第１乃至第４のポートとして特定する。ハイブリッ ドの第１の本質的な特性は第１のポートに入力する波のフロントが異なった位相 を有する二つの等しい波のフロントに分割され、第３および第４のポートによく 定められた位相関係で放射されることである。装置は反対に動作し、第３および 第４のポートに供給された正確な位相の二つの波の波面は単一の波の波面に合体 されて第１のポートに放射される。

もしも、しかしながら、第３および第４のポートに放射された波の波面がこれら のポートに配置された装置により反射されたならば、反射による位相反転によっ て二つの反射された波の波面の位相関係は第１のポートへの電力の復帰に対し′ で不正確である。むろ、これはハイブリッドの第２の本質的特性である。反射さ れた電力はハイブリッドの残りのポート、すなわち第２のポートを通って流れる 。

グルナーおよびウィリアムのシステムにおいては、第３および第４のポートにお いて別々にハイブリッドを出てゆく二つの等しい電力流はそれぞれ楕円または疑 似楕円関数のできる２個の各フィルタに到達する。阻止帯域における広い帯域の 電力はこれらのフィルタから反射され、第２のポートでハイブリッドを出てゆき 、そこでそのために設けられている減衰器により吸収される。しかＩ７ながら、 通過帯域における電力はフィルタを通って前進する。フィルタが同一であるため 、二つの波の波面間の位相関係は保存される。

２個のフィルタからの通過帯域波の波面はそれから別のハイブリッドの第３およ び第４のポートに入る。これを“出力バイブリッド“と呼ぶことにする。出力バ イブリッドは出力波の波面を結合して狭い周波数帯域を有する単一の波面にし、 この単一の波面を第１のポートを通って出力導波管に導き、アンテナに向かう特 定の方向に伝播させる。

グルナーおよびウィリアムのシステムは方向性であるから、短絡マニホルド技術 の位置の制限を避けるためのあるポテンシャルを有し、それ故マルチプレクサ構 造にとって興味がある。このようなマルチプレクサの各チャンネルは入力バイブ リッドと出力バイブリッドおよび二つの完全な楕円関数フィルタ構造を必要とす る。

このシステムの基本的原理はネルソンのそれに非常に概括的なセンスで類似して いる。単一信号の伝播方向は二つの成分信号の位相関係に変換され、その位相関 係は再結合信号の伝播方向に実質上戻すように変換される。しかしながら、ブリ ッジ結合フィルタ過程のための２個の変換ステップ間には、決定的な差がある。

二つの成分信号は互いに解決できないように関連しており、それ故ネルソンでは アクセス不可能である。しかしグルナーおよびウィリアムのものでは分離され、 それ故アクセス可能である。

グルナーおよびウィリアムのマルチプレクサにおいては、各出力バイブリッドか らの出力電力は、もしも幾何学的にアンテナに最も近いものに考えているハイブ リッドが生じた場合でなければ直接アンテナに向かって進行しない。上流の出力 バイブリッドからの電力はその代りにそれぞれ隣接する出力バイブリッドの第２ のポートに導かれる。この後者を“第２のハイブリッド”と呼ぶことにする。こ の電力は第２のハイブリッドと関連するフィルタ回路の阻止帯域中にあるがら、 電力はフィルタから反射され、第１のポートで第２のハイブリッドから出てゆく 。

再び後述するように、それはこの第２のハイブリッドと関係するフィルタからの 出力電力は放射される第１のポートである。結論として、２個のチャンネルから の電力は第２のハイブリッドの第１のポートにおいて結合される。この電力はさ らに第２のハイブリッドに隣接して下流にある第３の出力バイブリッドの第２の ポートに同様に向けられ、３個のチャンネルからの電力はこの第３のハイブリッ ドの第１のポートに現われる。

したがって、数個のチャンネルに対する電力の流が対応する出力バイブリッドを 通って連続する通路によって累積されるような結合マニホルドはない。このシス テムは方向性フィルタの二つの原理的な効果、すなわち数個のチャンネルに対す るハードウェアの任意の位置付けとある程度の同調の独立を達成する。

しかしながら、二つの重大な欠点がある。フィルタ空洞それ自体は前述した複数 モード技術の使用によって非常にコンパクトで軽量に形成することができるけれ ども、ハイブリッドはかさばり、重い。このためグルナーおよびウィリアムはそ れらの装置を接地端子としている。このためハイブリッドは宇宙航行体での使用 には実用的ではない。

、さらに、ハイブリッドは非常に高価であり、短絡技術またはネルソンの円偏波 結合に比較して比較的高い損失を有する。

この損失は全体の電力損失からみれば無視できるかも知れないが、熱発生の空間 的分布に関しては顕著なものである。システムが出力バイブリッドリードを通る 通路により数個のチャンネルからの信号を集める累積方法は、下流の出力バイブ リッドに最高の電力を流すことになる。それ放熱発生は非常に不均一に分布し、 下流の出力バイブリッドに集中する。

出力バイブリッド中の発熱損失はチャンネル内等化に関しても顕著である。信号 の累積的な収集は上流ハイブリッドからの信号に最大の信号損失を与える。上流 のフィルタに供給する信号源の電力レベルはそれ故補償するように調整されなけ ればならない。

以上をまとめると、グルナーおよびウィリアムのシステムは前述の第５および第 ６の考察、すなわち同調の独立およびカットオフの鋭さを満足する。純粋に理論 的には第４の考察、すなわち重量分布の一部を満足する。各チャンネルに対する バー　ドウエアは他のチャンネルに対するハードウェアから任意の距離に分離で きる。この理論的利点はしかしながら有用ではない。なぜならば分布されるべき 重量が過大であるからである。最初の３つの考察および第４の他の部分、熱分布 に関しては、グルナーどウイリ゛アムのシステムは有効な宇宙航行体の設計では 許容されない。

」二記の６個の考察の全てを満足させるような動作をする従来のシステムは存在 しない。重量、容積およびカットオフの鋭さは最高の優先度であり、最新の通信 衛星では関連する重量と発熱損失の非対称性および同調の依存性にもかがゎらず 短絡マニホルドが使用される結果となっている。

［開示の概要］ この発明は、入力導波管から出力導波管へ円偏波電磁放射を周波数選択的に結合 するための方向性フィルタに関する。

一つの好ましい形態、すなわち実施例では、この発明は入力導波管から円偏波電 磁放射を受けるように結合された入力共振空洞を備えている。この結合を行なう 便利な方法の一つは、前述の軌跡に沿った点で導波管に画定された適当な形状の 絞り（ｉｒｉｓ）を通って入力導波管から円偏波電磁放射を分岐して取出すこと である。この入力共振空洞は円偏波放射を第１と第２の相互に直交する直線偏波 成分に分解するように構成されている。

この発明のこの形態はまた第１および第２の中間共振空洞を具備し、それらは互 いに物理的に異なっている。これらの空洞は第１と第２の相互に直交する直線偏 波成分をそれぞれ入力空洞から受けるように結合されている。

恐らくこの点において、この発明はネルソンの形態からまず突然に出発し、この 発明の部分はネルソンのフィルタの概念的な落とし穴は実際にはないという認識 から成立っている。

以下認識できるように、この認識は従来の技術の教えるところと反対の方向に走 るものである。事実、入力空洞への円偏波放射の結合およびその放射の第１と第 ２の相互に直交する直線偏波成分への分解にすぐ続いてそれら二つの成分の分離 過程が行われる。しかしながら、もしも後で円偏波を再び合成することが望まれ るならば、分離処理の出力点における必“要な振幅と位相関係を保存する注意が 払われなければならない。

この発明のこの形態はまた、受取った成分に対して直交する変形成分を形成する よ・）に各中間空洞中に受けた放射成分のいくらかを結合する手段を備えている 。この作業を行なうハードウェアを″結合手段２と呼ぶことにする。

各中間空洞中の変形成分は受取った成分の直線偏波の方向に対して直交する方向 の直線偏波であってよい。しかしながら、これは意図される直交変形成分のただ 一つの型式ではない。その代りに変形成分は受取った成分の実質上同調可能なハ ーモニックまたはサブハーモニックであってもよく、また別の共振モード（例え ば横断電界ではなく横断磁界）であってもよい。さらに別の種類の直交変形成分 も可能であり、それらは全てこの発明の技術的範囲に入るものと考える。一般に “直交成分″、“直交モード″または”直交“という用語を前述の、およびその 他の特定的な３つの可能性に対して使用する。（入力および出力空洞中のように “直交する直線偏波成分″に特定して述べるとき、単に幾何学的な直交をいみす る。換言すれば、相互に垂直な方向に偏波された直線偏波成分を言う。） 前記の結合手段はこの発明のこの形態では第１および第２の中間空洞のそれぞれ と関係している第１および第２の結合手段を含んでいる。これらの結合手段は第 １および第２の変形放射成分をそれぞれ形成するためにそれらの中間空洞のそれ ぞれに受信された放射成分のいくらかのものを結合するためのものである。これ らの変形成分は各中間空洞内で形成され、すでに述べたように各受取った直線偏 波成分に対して垂直である。

この発明のこの形態はまた、出力共振空洞を備えている。

それは第１および第２の中間空洞からの第１および第２の変形放射成分、または 等価的にはそれら変形放射成分がらそれぞれ発展した成分を入力させるように結 合されている。

後に明らかにされるように、中間空洞と直列の追加の空洞の挿入もまたこの発明 の技術的範囲に含まれ、さらに制御可能なフィルタ関数或いは空洞当りの少ない 共振の利用のいずれかを可能にする。そのような場合には、出力空洞は変形成分 直接よりはむしろ変形成分から発展した成分を入力させる。

この限定された意味において、変形成分から発展した成分の入力は変形成分それ 自身の入力に等価なものである。

出力空洞は出力導波管に結合するために入力した成分がら円偏波放射を合成する ように構成されている。そのような出力結合は前述の軌跡に沿った点における出 力導波管中に形成された絞りにより行われるのが便利である。

上記の各種空洞は入力導波管と出力導波管との間で順次他の共振を構成するため にいくつかの種類の追加の結合手段を有することが好ましい。そのような追加の 結合手段およびその結果の共振はこの明細書の後の部分で詳細に説明する。しか しながら、一般にこれらの共振は“直接結合”シーケンスを形成１−なければな らず、結合手段はある共振間の“ブリッジ結合”を備えることが好ましい。その ようなシステムは、楕円または疑似楕円関数のような鋭いカットオフのフィルタ 回路関数を形成するために伝送ノー　ド、ずなわち減衰極の生成に使用される。

二つの並列共振シーケンスの設計において、前述のように入力位相および振幅を 出力において保持することが本質的なことである。しかしながら、通路に沿った 各ステップにおいて二つのシーケンス間で位相と振幅を等化することは全く必要 ない。事実この発明の最も好ましい実施例では、そのようなステップ的な等化は 行われていない。後で示すように、全体の等化を行う一つの有用な方法は互いに 直接のコピーではなく反対の２個の通路を形成することである。

この発明は、多くの方法で実現できる。しかしながら、一般にはこの発明の第１ の形態では入力および出力空洞は二つの異なった結合通路に共通であり、それら 結合通路は入力円偏波放射の二つの相互に直交する直線偏波成分を有してスター トシ、出力円偏波放射の二つの相互に直交する直線偏波成分を有して終わる。

この発明のこの形態は重量、容積および価格の効率が非常によい。それは入力お よび出力空洞がそれぞれ二つの通路の一部であり、共振器として作用し、また、 円偏波入力放射を成分部分に分解し、成分部分から円偏波出力放射を再合成する 作用をするからである。分解または再合成のために通路のいずれの端部におい一 部も追加のハードウェアは必要がない。

同様にこの発明のこの形態ではどこにも顕著な電力の損失や熱発生がない。マル チブレクザ結合なしに等価なフィルタだけを考慮するためである。こわはネルソ ンの装置と同様のこの発明の効果であり、この発明も同様の導波管結合原理を使 用するからである。同じ理由でチ°ヤンネル内電力等化がこの発明のこの形態の 固有の特徴である。

この発明のこの形態の方向性のために、各チャンネルに対するハードウェアは結 合マニホルドに沿って任意の位置に配置でき、重量および熱分布を最良にするこ とができる。動作において、隣接するフィルタはほとんど完全に他のフィルタ特 に」二液のフィルタと独立しており、その結果同調はほとんど独立でありシステ ムの上流端でスタートすることにより非反復で行われる。

最後に二つの別の通路中の信号の別々の処理により、この発明のこの形態は楕円 または疑似楕円フィルタ関数を得ることを可能にする。したがって、この発明は 前に述べた６個の考察の全てを満足させる最初のものである。

この発明は他の形態を取ることも可能であり、それは前の説明と重複する。特に 、この発明の別の実施例は人力空洞、出力空洞および少なくとも第１および第２ の中間空洞の少なくとも４個の共振空洞配列を備えている。これらの各空洞はフ ィルタの動作なかそれぞれ３個の互いに直交するモードの電磁共振を行なう。

入力および出力空洞は第１の中間空洞（および空洞間のモード選択絞り）と共に 入力空洞から出力空洞への放射の伝送のための第１の通路を定める。同様に、入 力および出力空洞は第２の中間空洞（および絞り）と共に対応する第２の通路゛ を定める。この第２の通路は第１の通路と同じ入力空洞から同じ出力空洞へ放射 を伝送するためのものである。第１および第２の通路中の放射は動作中に出力空 洞において結合される。第１および第２の通路のそれぞれは入力空洞中の放射と 出力空洞中の放射との間のフィルタ関数を与えるように構成されている。

この発明者の最良の知識においても、入力空洞と出力空洞の両者を別々の通路に 対して共用して使用するトリモード、デュアル分離通路マイクロ波フィルタは存 在しない。これに関連して、２個の通路が別であることを特定することについて は、少なくとも各通路の何等かの部分が他の通路と共通でない限りはそれぞれ入 力または出力空洞内にあるいずれかの共振シーケンスにおいて開始ステップまた は終了ステ・ノブの単なる使用を除外することを意味するものではない。

この発明の第２の形態では、第１および第２の通路のそれぞれに設けられたフィ ルタ関数は楕円または疑似楕円関数であることが好ましい。二つの関数は実質上 同じであることが好ましい。

この発明のこの形態は正確に４個の空洞だけを、すなわち、入力および出力空洞 および正確に２個の中間空洞を備えていることがみのましい。この形態は、絶対 的な最小の７１−ドウエアを有する真に全ての新１７い要求に完全に適合し２て いる楕円または疑似楕円応答特性形状を与えるから、特に好ましい。

この発明のさらに別の好ましい形態は少なくとも４個の空洞の実質的に方形の配 列を具備している。この配列は配列の対角線上の反対のコーナーを占める入力お よび出力空洞を備えている。これら２個の空洞は入力導波管から放射を受け、出 力導波管に放射を導くのにそれぞれ特に適合されている。

この発明のこの第３の形態はまた、方形配列の残りのコーナーを占める第１およ び第２の中間空洞を備えている。

この発明のこの形態の４個の空洞の全ては３個の相互に直交するモードで動作す る。入力および出力空洞は第１の中間空洞と共に入力空洞から出力空洞への放射 の伝送の第１の通路を定める。同様に、入力および出力空洞は第２の中間空洞と 共に第２のそのよ・うな通路を定める。

この発明のこの形態では、第］および第２のフィルタ関数はそれぞれ第１および 第２の通路に沿って放射に対して与えられる。そして第１フイルタ関数は第２の フィルタ関数と実質上同じであることが好ましい。両者共に楕円関数または疑似 楕円関数であることが好ましい。

この発明のこの形態の実施例では、別の特性形成に対して、フィルタ回路構造の “第２のスト−１ルー（ｓｔｏｒｙ　）″が出力空洞に隣接する追加の共振空洞 を配置することによって与えられる。この追加の共振空洞は方形配列の方形に垂 直な方向に出力空洞から変位され、追加の空洞から放射を受ける第２の方形配列 に対する入力空洞と１７で動作する。第２の方形配列、すなわち第２のスト−リ ーは追加の空洞から対角線的に変位した第２の出力空洞を備えてもよい。

この発明のさらに別の形態は、少なくとも４個の空洞の実質」三方形の配列を備 えている。それは入力および出力空洞が対角線的に対向するコーナーに配置され 、第１および第２の中間空洞が残りのコーナーを占めＣいる。４個の空洞のそれ ぞれは３個の互いに垂直な方向のそれぞれにおける直線偏波である電磁放射また はエネルギの共振を行なわせるのに適している。

さらにこの発明のこの形態は、入力空洞から第１の中間空洞へ２個の互いに垂直 な方向のそれぞれに直線偏波された放射を結合するための第１の絞りを備えてい る。それはまた第１の中間空洞から出力空洞へ実質的に排他的な１方向に直線偏 波された放射を結合するための第２の絞りを備えている。

この発明のこの形態はまた、入力空洞から第２の中間空洞へ実質的に排他的な１ 方向に直線偏波された放射を結合するだめの第３の絞りを備えている。また、第 ２の中間空洞から出力空洞へ２の相互に垂直方向のそれぞれで直線偏波された放 射を結合するための第４の絞りを備えている。

以上のこの発明の全ての動作原理および効采は、添附図面を参照にした以下の詳 細な説明によりさらに明瞭になるであろう。

図案の簡単な説明 第１図はこの発明の１実施例の簡略化した平面図である第２図は、第１の中間空 洞を通って第１の通路に沿って構成されているシーケンスの各共振の方向および 極性を示す第１図の実施例の概略図である。

］図の実施例の概略図である。

第４図は、第１および第２の通路の両者に対する直接およびブリッジ結合シーケ ンスを示す図である。

第５図は、請求の範囲のあるもので使用されている用語と第１図乃至第４図に示 された共振および結合との間の関係を追加的に示した第４図を写した図である。

第６図は、この発明の別の好ましい実施例の第２図および第３図に類似した図で ある。

第７図は、第６図の実施例に対する直接およびブリッジ結合を示す第４図に類似 した結合シーケンス図である。

第８図は、第゛６図および第７図に示した共振および結合と、特許請求の範囲の 用語との関係を示す第５図に類似した図である。

第９図は、第６図の実施例の別の形態の第２図、第３図および第６図に類似した 図である。

第１０図は、第９図の実施例の結合を示す第４図および第７図に類似した結合シ ーケンス図である。

［好ましい実施例の詳細な説明］ 第１１図乃至第３図に示されるように、この発明の１つの好ましい実施例は、入 力導波管ＩＷＧ中の縦に伝播する電磁波面から得られる入力円偏波放射ＩＣＰを 受ける。六方空洞Ａ直および水平成分ＨおよびＶへと放射ＩＣＰを分解する（第 １図）。

２つの直交直線偏波成分への円偏波放射の分解は、円形通路が９０度位相差を有 する共通周波数の２つの直線振動ベクトルの合成によって記述されるという既知 の事実に依存している。この同じ関係は出力絞りでの２つの直線偏波成分からの 円偏波放射の再合成を説明する。

実質上の問題とし、て、特定の所望された方向を有する直線偏波への円偏波の分 解は、Ｈおよび■成分の所望された方向に対応して、２つの相互に直角を為す方 向での共振のため入力空洞Ａの同調の結果として起る。空洞が第２図および第３ 図に図示されたように球形であるとき、このような同調は入力空洞Ａへと内側に 突出す同調スクリューまたはスタブの調整によって影響される。

このようなスクリューの位置付けおよび調整は一般に、マ・イクロ波フィルタお よびその他のマイクロ波装置の製造設計と同調において知られている。過度の混 乱を避けるため、このようなスクリューの図はここでは示されていないが、存在 するものとする。同調スクリューおよびスタブは４つの全ての空洞においての各 共振のため同様に要求され、同じ理由で全て図から省略されている。他の信号源 の間の、先に述べられたヤングおよびグリフインの特許は、同調スクリューおよ びスタブの装置を詳細に説明する。

空洞Ａ乃至りは第２図および第３図に示されるように球であることを必要とぜず 立方体であってもよい。立方体の空洞が用いられるとき、直線偏波成分への円偏 波放射の分解は立方体入力空洞の方向によって部分的に制御される。同調スクリ ューはそれ故、この技術の当業者によって理解されるように、立方体の空洞に関 して適切に位置を定められなければならない。

入力空洞Ａ中で誘導された２つの直線偏波成分ＨおよびＶは各々、第１および第 ２の中間空洞ＣおよびＢを経て出力空洞りへと別々の路を通り抜け、そこではそ れらは出力円偏波放射ＯＣＰを再合成するため再結合する。後者は出力絞りｇを 経て出力導波管ＯＷＧへと結合され、そこでは円偏波放射ＯＣＰから導波管ＯＷ Ｇ中に縦に伝播する電磁波面が得られる。

入力導波管ＩＷＧ中の初期波面の伝播の方向は入力放射ＩＣＰの円偏波の方向に 変換され、それは次に入力空洞Ａ中の直線偏波成分ＨおよびＶの間の位相の代数 符号へと変換される。逆に、出力空洞中のこれらの成分ＨおよびＶの間の位相の 符号は出力放射ＯＣＰの円偏波の方向へ変換され、次に出力導波管ＯＷＧ中の波 面の伝播の方向へ変換される。従って、入力導波管ＩＷＧおよび出力導波管ＯＷ Ｇ中の伝播方向は、もし直線偏波成分ＨおよびＶによって通り抜けられた２つの 路がこれらの成分の間の位相関係を保つように形成されるなら、独特に関係づけ られる。

２つの別々の中間路の第１のものを通過することにおいて、狭いスロット絞りｆ を経て出力空洞りへ達するところから、放射は交差したスロット絞りＣを経て第 １の中間空洞Ｃへ通り抜ける。２つの通路の第２のものを通過することにおいて 、放射は狭いスロット絞りｈを経て第２の中間空洞Ｂへと通り抜け、それから交 差したスロット絞りｋを経て出力空洞りへと進む。

も［７第１図の図が反転されるなら・・・出力導波管ＯＷＧが左手下角にあるの で・・・２つの通路が反転によって交換されているけれども細部は変えられない ことを明らかにする。この意味において、各通路は他方の“反転”と見なされる 。

２つの通路の間の関係を概念化するためのもう１つの方法は、図面の左手下の角 から右手上の角へ引かれたラインは互いに鏡像である２つの半分へ図を分割する が、順序は逆である。この意味で、各通路はもう１つの“反転鏡像″と見なされ る。

これらの様々な方法において表された関係は、２つの成分の間の最初の位相付は 中に保たれた２つの通路中の放射によって処理がなされるという制約・・・すな わち、水平成分Ｈと垂直成分■の間の入力位相は出力空洞り中で再生成されると いう制約を果たすための１つの方法を示すので、重要である。

第１図の入力絞りａの平面はその紙面に対して直角を成すが、第２図および第３ 図で確認されるようなｘ−ｙ平面である。従って円偏波入力放射ＩＣＰはｘ−ｙ 平面中の円偏波であり、その直線偏波成分へと分解されるとき、これらの成分は ｘ−ｙ平面中の直線偏波である。特に第１図の“水平″成分ＨはＡＹとして現わ れ（第２図）、“垂直“成分ＶはＡｘとして現われる（第３図）。

１８五Ｈ肪３−５０１９１３　（１４）第２図および第３図はまた人力導波管Ｉ ＷＧおよび出力導波管導管ＯＷＧが分りられる大きさを、２方向として明白に以 下の論議において、概説するため、最初にわずかに単純化された２つの通路中の 共振のつ／−ゲンスに従う。見られる連しており、“直接″結合鎖はかなり長い 。

第１図乃至第５図の実施例においで、第１および第２の物理的に区別される中間 共振空洞ＣおよびＢは、入力空洞Ａから各々第］および第２の相互に直角の直線 偏波成分ＣＹとしてのＡＹ、およびＢｘとしてのＡＸを受けるため各々絞りＣお よびｈで結合される。

図面において受取られた成分ＣＹおよびＢＸは各信号源成分Ａ）−およびＡＸと 整列して示され、信号源成分と同じ位相、極性または代数符号を有する。マイク ロ波結合技術においてよく知られているように、第３図の１１のような細いスロ ット絞りを通り抜け、または第２図のＣのような交差したスロット絞りのいずれ の直線スロットを通過すると位相の反転が生じる。しかしながら、この明細書の 図面の描写において、本発明の目的のため、その位相反転は、意識的にそして更 に重要なものとされる位相の変化に注目するため、無視された。

従って、この図は、絶対的な位相を示すのではなく、むしろ相対的な位相、また はこのシステムのいくつかの穴を通過するときに遭遇する本質的位相に関連して 位相を与えることである。

この実施例はまた、各々第１および第２の中間空洞ＣとＢの各々に関連した第１ および第２の結合袋ｆｆ１ｅおよび１を含む。これらは典型的に各々の空洞の内 側へ突出した結合スタブまたはスクリューである。初めの方で議論された同調ス タブまたはスクリュー（図示されていない）とは区別されなければならないこれ らの装置は、第１および第２の変形された放射成分−Ｃｘおよび−ＢＹを形成す るため、それらの各中間空洞で受取った放射成分ＣＹおよびＢＸの部分の結合の ための装置として作動する。これらの変形成分は各中間空洞ＣおよびＢ中にあり 、各受取られた直線偏波成分ＣＹおよびＢｘに対して直角である。

第２の変形成分−ＢＹが第３図で明らかに現われると同時に、第１の修正された 成分−Ｃｘは“±Ｃｘ“の記号で示された２頭矢印の左方向すなわち負方向のポ インティング端として示される。このような表記法は後述する理由で、図面のい くつかの点で示される。説明は第４図および第５図の参照によって得られ、そこ では同じシーケンスが異なる様式で図式化される。第４図および第５図において 、空洞内結合絞りおよび内部モード結合スタブは進路矢印として表され、“かっ こ”中の小文字によって第２薗および第３図の対応する特徴に合せられる。

特に第４図および第５図においては、円偏波入力放射ＣＰｉｎの分解は、入力空 洞Ａ中の各成分ＡＹおよびＡＸへと導く路または結合ＩおよびＨによって表され る。。第４図および第５図の通路６および１２はすでに記述された第１および第 ２の“受取られた”成分ＣＹおよびＢＸを生じるため、各々絞りＣおよびｈを経 る結合である。これらの共振から第１および第２の“変形された”成分−ｅｘお よび−ＢＹへのエネルギの結合は第４図および第５図に各々通路７−８および通 路１３として現われる。２つのステップのため、通路７−８これらの特徴を達成 するため、結合スタブは一般に、第２図および第３図で最も良く見られるように 、受取られ変形成分の偏波方向によって定められた平面・・・すなわち検討中の ２つの場合においてのｘ−ｙ平面において、受取られた成分ＣＹおよびＢｘの直 線偏波の方向に対して４５度で位置を定められる。言替えると、これらの図面か られかるように、第１ＣＸによって定められた平面中にあり、・・・そしてこれ ら２つのベクトルの方向の間の回転的な中央である。

同様に第２の中間空洞Ｂ中の結合スタブ１は受取られた偏波ベクトルＢＸと所望 された変形ベクトル−ＢＹによって定められた平面中にある。

これらの図面に示された全てのベクトルの極性は非常に重要な考慮すべき問題で ある。スタブ０およびｊの両方は、座標系が定めるように、変形ベクトルが負に されることを引起こすｘ−ｙ面の象限中に置かれた。

勿論この座標の定義は任意であるが、この座標系中で、あるベクトルの負の値は 既に指摘された理由でその他の結合シ−ゲンスによって生成された正の値と反対 である。特に示された結合スクリューまたはスタブの位置づけのため、このよう な極性の差異は採用された座標系に関係なく保存される。

理論において、同じ効果が示された位置から空洞を直径的に横切って結合スクリ ューまたはスタブの交互の配置を通して展開され得る。しかしながら、実際、最 適のフィルタ動作のため、直径的に反対の再位置で、対で結合スクリューまたは スタブを設げることは望ましい。

先に述べられたように、変形成分は図示された実施例において幾何学的に直角で あるけれども、これは用いられ得る様々な種類の直角の単なる一例である。

出力共振空洞りは、各々第１および第２の中間空洞ＣおよびＢから、第１および 第２の変形放射成分−Ｄｘとしての一部Ｘ１および−ＤＹとしての−ＢＹを導く ためそれぞれｆおよびｋで結合される。第４図および第５図において、これらの 結合は通路９および通路１８として示される。（先に述べられたように、一般的 な言葉でこの発明を考えると、第１およ付加的な共振モードまたは付加的な空洞 の挿入によって。）出力空洞りは、ｇでの出力導波管への結合のため、結合路１ ゜および１９−２０によって第４図および第５図に表されるように、第１および 第２の変形放射成分−ＤＸおよび−ＤＹがら円偏波放射を合成するように構成さ れる。

結合１９−２０の２ステツプ特性は、前述された結合７−８のそれと同じように 、これらの結合の各々中の中間共振±ｃＹおよび±ＤＹが、また図で示された“ 直接”結合シーケンスによって既に論議された“ブリッジ”結合シーケンスの付 加から生じる。表記法±ＣＹ％±ＣＸおよび同様の言い方は正または負のいずれ かであってもよい共振を表すためこの明細書に用いられるが、反対の極性または 位相のほぼ等しい２つの成分の結合によって極度に小さくされる。

前述の“概説”セクションはブリッジ結合に集中された。

る。

いかにして直接結合が生じるかを見るため、まず、第２の中間空洞Ｂに関連して 、論議のもとの好ましい実施例はまた第３の結合装置を有することが記述されな ければならない。

これらの第３の結合装置は第２の中間空洞中で得られる成分ＢＺを形成するため 、第２の中間空洞中の第２の変形成分−ＢＹの一部を結合するために設けられる 。典型的に、第３の結合装置は、前述のそれらのように、結合スクリューまたは スタブｊであり、第４図および第５図中に１４として示される。

それらの図示のように、得られた成分ＢＺのこの構成は第２の中間空洞Ｂのため の“直接”結合シーケンスの第１のステップである。

結果的に導出された成分ＢＺは受けた成分ＢＸおよび第２の変形成分−ＢＹに両 者に対して直角にされる。それは典型び（２）所望される導出された成分ＢＺに よって決定された平面において結合スタブｊを位置付ける前述の技術による。

スタブはこれらベクトルの両者に対して４５度、すなわち、それらの回転的半分 であり、前に論じた場合には第２の変形成分−ＢＹと導出された成分ＢＺとの間 に位相反転または極性シフトを生じる象限にある。しかしながら、二つの位相反 転後節２の変形成分−ＢＹと導出された成分ＢＺとの間の相対位相はゼロである ことに注意する必要がある。

この実施例において、出力空洞りもまたｋにおいて第２の中間空洞ＢからＤＺの ような導出された成分Ｂ２を入力するように結合される。第４図および第５図に おいては、このステップは結合１５として示されている。この実施例はさらに、 出力共振空洞り内にある第４の出力空洞成分ＢＹ中に出力空洞内の入力された導 出された成分ＤＺを結合するため典型的には別のスタブ「のような出力空洞結合 手段を備えている。

この場合に、結合スタブｍは位相反転を生じないように位置され、したがって、 第２の受信成分ＢＸと第４の出力空洞成分ＤＹとの間の相対位相はゼロである。

第４の出力空洞成分ＤＹは第２の入力された変形成分−ＤＹと平行に偏波される が、前述の結合スタブ１、ｊ、ｍの位置のためにこれら二つの成分は反対方向で ある。これら二つの成分は、それらが同じモードにある、すなわち同じ直線偏波 状態にあるために、実際には独立に共存すること、はできないことを理解すべき である。

所望ならば、これらの成分ＤＹおよび−ＤＹの両者は実際の成分と見なすことも できる。いずれにせよ、実際に存在しなければならないものは、第２の入力した 変形成分−ＤＹと第４の出力空洞成分ＤＹの合成±ＤＹである。この合成はそれ を生成する成分のいずれよりもはるかに小さい。それは二つの成分はほとんど等 しい振幅であり符号または位相が反対であるからである。ｇにおいて出力導波管 ＯＷＧ結合するため円偏波放射に合成するために第１の入力変形成分−ＤＸと結 合される第２の入力変形成分−ＤＹのみではなくこの合成である。もちろん、両 成分の効果は結合において感じられる。

次に第１の中間空洞Ｃを横断する第２の通路の直接結合シーケンスに戻ろう。こ の実施例はまた入力空洞Ａ内の第１の直線偏波成分ＡＹの一部を第３の直線偏波 成分Ａｚに結合するための入力空洞結合手段すを備えている。この結合は第４図 および第５図の通路２に示される。合成成分ＡＺもまた入力空洞内にあり、第１ と第２の成分ＡＹ、！：ＡＸの両者に対して互いに垂直である。

さらに、入力空洞内の第３の直線偏波成分ＡＺもまた絞りＣにおいて第１の中間 空洞Ｃに結合されてそこに第３の受信成分ＣＺを形成する。このステップは第４ 図および第５図の通路３に示される。第３の受信成分Ｃ２は第１の受信成分ＣＹ および第１の中間空洞内の第１の変形成分−Ｃｘの両者に垂直である。

この実施例はさらに第５の結合手段を備え、それは第１の中間空洞Ｃ内にあり第 １の受信成分ＣＹに平行に偏波された第３の変形成分−ＣＹに第３の受信成分Ｃ ２を結合するために第１の中間空洞Ｃと関連している。この第５の結合手段は、 存在する第３の受信成分と、所望されるしかし位相が反対の第３の変形成分によ り決定される平面に位置する典型的には別の結合スタブｄである。第４図および 第５図において第５の結合手段は通路４に示されている。位相反転により、第３ の変形成分−ＣＹは第］の受信成分ＣＹと平行であるが、極性は反対である。

すでに示唆したように、この実施例では、第１の受信成分ＣＹと第３の変形成分 −ＣＹは第１の中間空洞Ｃ内で結合される。それらのずっと小さい合成値±ｃＹ は第１の結合手段ｅにより第１の変形成分±ＣＸを形成するように結合され、そ れから第１の入力変形成分±Ｄｘが形成される。

この装置により得られるフィルタ関数は、“６次のもの“として理論的に説明さ れる。この技術の意味の詳細な議論をせずに、高次のフィルタ関数は熟練した同 調により鋭いカットオフの形成により適していることを理解すべきである。この 実施例の“６次″の特性はグルナーおよびウィリアムにより記載されたハイブリ ッドフィルタと比較される。そのようなハイブリッドフィルタは両側に２個の室 を備え、全体で４個の室プラス２個のハイブリッドであるが、４次に過ぎない。

グルナーおよびウィリアムにより紹介された型式のハイブリッドフィルタは６次 になるようにも形成されることができるが、もつと多くの室が必要であり、一般 に両側に３個の室が必要で、全体では６個の室プラス２個のハイブリッドが必要 である。

この発明は６次の特性をただ４個の室だけでハイブリッドを必要としないで得る ことができる。さらに、この発明は、各フィルタの出力絞りｇを通過する上流信 号に対して０．０２乃至０．０３　ｄＢの損失を与えるに過ぎない。そのため１ ０チヤンネルのシステムの最もに流のチャンネルに対する累積損失は０．２乃至 ０．３　ｄＢに過ぎない。これに対してグルナーおよびウィリアムのシステムに おいては、各ハイブリッド通過の損失は典型的には０．１　ｄＢであり、１０チ ヤンネルのシステムの最も上流のチャンネルに対する累積損失はｌｄＢまたはそ れ以上である。

第６図はこの発明の別の好ましい実施例を示している。これは前記第１の実施例 のような最低のハードウェアの点では完全な利点ではないが、第１の実施例に比 較していくつかの実用的な利点を有している。

この実施例は関連する相互結合絞りおよび結合スタブを有する６個の円筒空洞Ａ 乃至Ｆの集合体である。多くの部品が含まれている第６図および第７図に使用さ れる記号は第１図乃至第５図で使用された多くの部品については同じであり、特 に入力空洞Ａおよび第１および第２の中間空洞ＣおよびＢ１ならびらそれに関連 する絞りおよびスタブならびに出力空洞りに対しては同じ記号が使用されている 。したがって第１図の実施例で論じたブリッジ結合を中心とする概観的部分は次 の二つの例外を除いて第６図の実施例にも適用できる。まず第１に、第６図にお いて、第１の変形成分ＣＸは正であり、第２に、それはブリッジ結合の結果では なく、それ故付属するマイナスまたはプラス符号は示されていない。それ数箱６ 図の詳細な議論は前の概観の議論の終ったところからピックアップされる。

（請求の範囲のある部分においては、図示の特許請求の範囲の言葉のキーを与え るために“かつこ″で示されている。

これらの記号は主題がむづかしく多数の電磁放射成分が含まれているために請求 の範囲を理解するための単なる例示に過ぎないものであることを理解すべきであ る。これらの記号は請求の範囲を限定する意図は全くなく、単に例示であるに過 ぎない。第１図乃至第５図に対応する第６図および第７図中の記号の使用の観点 で、請求の範囲のかっこを付した読者のための参照記号はその請求の範囲が両方 の実施例に対応するものであれば両方の実施例に同様に適用可能である。）第６ 図の実施例は、少なくとも第３および第４の中間空洞ＥおよびＦを備え、それら はそれぞれ第１および第２の中間空洞ＣおよびＢから第１および第２の変形放射 成分ＥＸとしてのＣＸおよび−ＦＹとしての−ＢＹを受けるように結合されてい る。これらのステップは第７図および第８図に通路１０４および１１４として示 され、勿論システムの両側のシーケンスの前の部分は第７図および第８図に通路 １０１乃至１０３および１１１乃至１１３として示されている。

第３および第４の中間空洞ＥおよびＦはまた変形成分ＥＸおよび−ＦＹから二つ の追加の成分−ＥＹおよび−ＦＸを生成するように構成されている。第６図にお いて、これらの生成した成分−ＥＹおよび−ＦＸはそれぞれ±ＥＹおよび±ＦＸ とマークされた両頭のベクトルの左を向いた端部として特定される。システムの 両側におけるシーケンス中のこのステップは１０５および１１５に見ることがで きる。

第１図の概観的部分の議論において、出力空洞は変形成分直接ではなく、変形成 分から発展した成分を入力できることを前述した。これは第１図の実施例におい て、発展した成分−ＥＹおよび−ＦＸが絞りｆおよびｋを通ってそれぞれ＝ＤＹ および−Ｄ×としてて出力空洞りに入力される場合である。

第７図および第８図において、これらの結合は１０８〜１０９および１１６〜１ １９に示されている。第１図のシステムの図において、これらの結合は干渉結果 ±ＥＹおよび±ＦＸのために２段階の形態で示されている。結果は交差したスロ ット絞りｒおよびｐを通るブリッジ結合通路１０７〜１０ｇおよび１１７〜１１ ８により生じる。これらのブリッジ結合は正の実際の成分ＥＹおよびＦｘを生成 し、それらは同じ空洞であり、前に述べた発展した成分−ＥＹおよび−ＦＸと同 じ方位を有している。

このようにしてモードを共用する成分は結合され゛Ｃ比較的小さな振幅の結果± Ｅ１・および±ＦＸを生成する。これらは楕円または疑似楕円関数の所望の方法 で全体の装置の鋭いカットオフ特性を与える最大の減衰を与えるために使用され る。

第６図の実施例において、６個の空洞Ａ乃至Ｆはそれぞれフィルタの動作中小な くとも二つの相互に直交するモードにおける電磁共振を行なわせる。さらに詳し く説明すると、この実施例の図示の形態におけるモードの数は正確に二つであり 、それらモードは互いに直交する偏波方向Ｘおよびｙである。

第６図の実施例は、第１図の実施例に比較して４つの利点がある。これらのいく つかはこの実施例の球状空洞の使用に関連する利点であり、他のものは直方体空 洞に関するものであり、さらに他のものは両者に関するものである。最初にフィ ルタ内の全体の電力損失は所定の電力の流れに対して円筒共振器を使用するより も減少させることができる。

共振マイクロ波空洞における発熱損失は空洞壁中に誘起される電流に対する抵抗 のために主として生じる。一般的に言えば、そのような損失は壁の面積と関係し 、非常に一般的には壁全体の面積に比例する。しかしながら、フィルタを通る電 力の流れは空洞に含まれることのできるエネルギの量に関係しており、これは一 般的に空洞の容積に比例している。電力の流れと損失との比ならびにフィルタの Ｑすなわち品質比はそれ故その共振器の容積と面積との比に比例している。この 後者の比の増加手段は低損失フィルタを生じる。

全ての共振器形状の中で球状空洞は一般に最高のＱであり、基本モードにおける 共振のための全ての閉じた３次元形態の最小損失を示す。しかしながら、この最 後の強制で基本モードの使用は必要ない。他のモードの使用を考えるとき、１方 向に伸びる容器の使用に選択が移行する。そのような空洞の容積と面積の比にお いては、端壁の比較的言っていしまた面積が任意に増加可能な容積にわたって実 際上分布される。

したがって、球の表面に対する容積の比はＤ／６−０．１７Ｄ（Ｄは直径を表わ す）に固定され、立方体ではＳ／６−０．１７Ｓ　（Ｓは立方体の側面を表わす ）に固定されるが、直径のｎ倍に等しい高さを有する円筒における同じ比はｎＤ ／（４ｎ＋２　）である。ｎの比較的大きな値に対しては、この比はＤ／２−０ ．２５に近付く。

したがって第６図の円筒共振器は例えばＴ　Ｅ　１１３モードで、すなわち１／ ２波長に等しい円筒直径と１／２波長の３倍に等しい電気的実効高で共振するよ うに構成することができる。

ここ゛で高さは直径の３倍であり（ｎ−３）、容積対面積比は３　Ｄ／１４また は０．２１Ｒであり、３デユアルモード共振器に対する実用的Ｑはほぼ１８００ ０である。後者の図はトリモード共振器のほぼ１２０００のＱと比較されること ができる。

第６図の実施例の第２の利点は、第１図乃至第３図に示された球の使用と比較さ れる。この利点は空洞製造の経済性である。マイクロ波の作業では、球状空洞は 中心のないグラインダで形成しなければならないが、円筒ならばドリルで形成で きる。中心のないグラインダによるコストはドリルのコストの何倍もする。

第３の利点は球の代りにやはり第１図乃至第３図の方位を有する立方体空洞を使 用することに関係する。立方体空洞は球状空洞よりもずっと経済的に製造できる 。しかし、実際問題として、立方体空洞の方形配列に必要な同調および結合スタ ブを設けることは厄介なことである。それはそのような方形配列は余分なスペー スがないからである。

球状空洞の方形配列においては、スタブの設置および調整は多少厄介であるけれ ども、いれつの中心にはある程度の自由空間がある。立方体空洞の方形配列では そのＪ−ラな自由空間はぞんざいしない。最良の調整能力を与えるためには１空 洞室当り８個のスタブが必要であり、立方体空洞配列では５個以上設けることは 非常に困難である。第６図の円筒形態では、スタブの設置および調整ははるかに 容易である。

第６図の形態の第４の利点は、さらに高度の制御可能なフィルタ関数が、別の結 合絞りを、例えば入力および出力空洞Ａお゛よびＤの間に付加することによって 得られることである。

この手段は第９図にＳで示されている。その結果のブリッジ結合の追加の対は第 １，０図に２２１〜２２２および２２４〜２２５で示されている。第９図および 第１０図のフィルタは前の図のものと同じオーダーのものであるが、例えばより 鋭いカットオフのためのもつと大きな数の最大減衰、または位相等化に使用する ための減衰最小の発生するように調整することができる。

説明を簡単にするために、円偏波絞りａおよびｇは円形絞りとして示されている が、マイクロ波ハードウェア設計の当業者によく知られたいくつかの形状を採用 することができる。そのような形状の４種が前記のＭ　ａｔｔｈａｉ、　Ｙ　ｏ ｕｎｇおよびＪ　ｏｎｅｓの図書の８５３および８５４頁に示されている。絞り ａまたはｇとして使用することのできるさらに別の形状は十字スロット絞りであ り、それは事実方向性結合器に特に適合している。

以上の説明は、マイクロ波通信構造および動作分野の当業者にこの発明による装 置を構成させ動作させることができるようにするために充分詳細な程度にこの発 明の好ましい実施例を説明したものであり、少なくともルーチンデザインレベル でマイクロ波通信設計エンジニアのガイダンスとして述べたものである。

前述の詳細な説明の全ては単なる例示に過ぎないものであり、請求の範囲に記載 されているこの発明の技術的範囲を制限するものではないことを理解すべきであ る。

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Ｈ×ト　況りの將スリツし熱心 →；つ−壇−の巧ｆ／北＾ｈ名 肪表昭６３−５０１９１３　（１Ｂ） 、ＦＩＧ、　６ ト一 国際調査報告

Claims (50)

【特許請求の範囲】
1. １．入力導波管から出力導波管へ電磁放射の周波数選択的結合を行なうためのフ ィルタにおいて、 フィルタの動作中３個の相互に直交するモード（偏波方向ｘ，ｙ，ｚ）のそれぞ れにおいてそれぞれ電磁共振を行なわせる入力空洞（Ａ）と、出力空洞（Ｄ）と 、少なくとも第１および第２の中間空洞（ＣおよびＢ）とを具備した４個以上の 空洞配列を具備し、 入力空洞（Ａ）と出力空洞（Ｄ）は第１の中間空洞（Ｃ）およびそれらの間のモ ード選択絞り（ｃおよびｆ）と共に入力空洞（Ａ）から出力空洞（Ｄ）への電磁 放射の伝送のための第１の通路（Ａ−ｃ−Ｃ−ｆ−Ｄ）を定め、入力空洞（Ａ） と出力空洞（Ｄ）は第２の中間空洞（Ｂ）およびそれらの間のモード選択絞り（ ｈおよびｋ）と共に入力空洞（Ａ）から出力空洞（Ｄ）への電磁放射の伝送のた めの第２の通路（Ａ−ｈ−Ｂ−ｋ−Ｄ）を定め、第１および第２の通路（Ａ−ｃ −Ｃ−ｆ−ＤおよびＡ−ｈ−Ｂ−ｋ−Ｄ）中の電磁放射はフィルタの動作中に出 力空洞（Ｄ）において結合され、 第１および第２の通路（Ａ−ｃ−Ｃ−ｆ−ＤおよびＡ−ｈ−Ｂ−ｋ−Ｄ）のそれ ぞれは特に独立に入力空洞（Ａ）における電磁放射と出力空洞（Ｄ）における電 磁放射との間のフィルタ関数を与えるように構成されていることを特徴とする電 磁放射の周波数選択的結合を行なうためのフィルタ。
2. ２．第１および第２の通路（Ａ−ｃ−Ｃ−ｆ−ＤおよびＡ−ｈ−Ｂ−ｋ−Ｄ）の それぞれにおいて与えられるフィルタ関数は楕円または疑似楕円関数である請求 の範囲第１項記載のフィルタ。
3. ３．第１の通路（Ａ−ｃ−Ｃ−ｆ−Ｄ）において与えられる楕円または疑似楕円 フィルタ関数は第２の通路（Ａ−ｈ−Ｂ−ｋ−Ｄ）において与えられる楕円また は疑似楕円フィルタ関数と実質的に同じである請求の範囲第２項記載のフィルタ 。
4. ４．入力空洞（Ａ）は円偏波放射を入力導波管から受取り、円偏波放射を二つの 相互に直交する方向（ｘおよびｙ）に直線偏波された二つの入力成分（Ａｘおよ びＡｙ）に分解するように入力絞り（ａ）において入力導波管に対して位置し、 構成されており、 直線偏波された二つの入力成分（ＡｘおよびＡｙ）は入力空洞（Ａ）における相 互に直交するモード共振を形成し、直線偏波された二つの入力成分（Ａｘおよび Ａｙ）およびそれから導出された成分（Ａｚ，Ｃｚ，±ＣｙおよびＡｘからの± Ｃｘ；Ｂｘ，−Ｂｙ，ＢｚおよびＡｙからのＤｚ）はそれぞれ第１および第２の 通路を介して結合されて二つの相互に直交する方向（ｘおよびｙ）に直線偏波さ れた出力空洞（Ｄ）における二つの出力成分（±Ｄｘおよび±Ｄｙ）を形成し、 二つの直線偏波された出力成分（±Ｄｘおよび±Ｄｙ）は出力空洞（Ｄ）におけ る前記３個の相互に直交するモード共振の二つを形成し、 出力空洞（Ｄ）は二つの出力成分（±Ｄｘおよび±Ｄｙ）を出力空洞（Ｄ）にお いて結合して円偏波放射を形成し、円偏波放射を出力絞り（ｇ）において出力導 波管に結合するように出力導波管に対して配置され、構成されており、第２の通 路（Ａ−ｈ−Ｂ−ｋ−Ｄ）は実質上第１の通路（Ａ−ｃ−Ｃ−ｆ−Ｄ）の反転で あり、それによつて出力空洞における結合された電磁放射は円偏波であつて、入 力絞り（ａ）で受けた放射と同じ偏波方向であり、出力絞り（ｇ）の位置は入力 絞り（ａ）の位置と実質上反対である請求の範囲第１項記載のフィルタ。
5. ５．第１または第２の通路（Ａ−ｃ−Ｃ−ｆ−ＤまたはＡ−ｈ−Ｂ−ｋ−Ｄ）に おいて与えられるフィルタ関数は楕円または疑似楕円関数であり、 第１の通路（Ａ−ｃ−Ｃ−ｆ−Ｄ）において与えられる楕円または疑似楕円フィ ルタ関数は第２の通路（Ａ−ｈ−Ｂ−ｋ−Ｄ）において与えられる楕円または疑 似楕円フィルタ関数と実質上同じである請求の範囲第４項記載のフィルタ。
6. ６．アレイは正確に４個の共振空洞（Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ）を具備し、前記中間空洞 は正確に２個の中間空洞、すなわち前記第１および第２の中間空洞（ＣおよびＢ ）である請求の範囲第１項記載のフィルタ。
7. ７．アレイは正確に４個の共振空洞（Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ）を具備し、前記中間空洞 は正確に２個の中間空洞、すなわち前記第１および第２の中間空洞（ＣおよびＢ ）である請求の範囲第２項記載のフィルタ。
8. ８．アレイは正確に４個の共振空洞（Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ）を具備し、前記中間空洞 は正確に２個の中間空洞、すなわち前記第１および第２の中間空洞（ＣおよびＢ ）である請求の範囲第４項記載のフィルタ。
9. ９．各空洞により行われる前記３個の相互に直交する共振モードはそれぞれ３個 の相互に直交する直線偏波方向である請求の範囲第１項記載のフィルタ。
10. １０．各空洞により行われる前記３個の相互に直交する共振モードはそれぞれ３ 個の相互に直交する直線偏波方向である請求の範囲第２項記載のフィルタ。
11. １１．各空洞により行われる前記３個の相互に直交する共振モードはそれぞれ３ 個の相互に直交する直線偏波方向である請求の範囲第４項記載のフィルタ。
12. １２．各空洞により行われる前記３個の相互に直交する共振モードはそれぞれ３ 個の相互に直交する直線偏波方向である請求の範囲第６項記載のフィルタ。
13. １３．入力導波管から出力導波管へ電磁放射の周波数選択的結合を行なうための 方向性フィルタにおいて、４個以上の共振空洞（Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ）の実質上方形 の配列を具備し、 対角線上の反対の位置にある配列の各コーナーを占め、それぞれ入力導波管から 電磁放射を受取り、出力導波管に電磁放射を導くように構成されている入力空洞 （Ａ）および出力空洞（Ｄ）と、 配列の残りの２個のコーナーを占めている第１および第２の中間空洞（Ｃおよび Ｂ）とを具備し、４個の空洞（Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ）はフィルタの動作においてそれ ぞれ３個の互いに直交するモード（偏波方向ｘ，ｙ，ｚ）においてそれぞれ電磁 共振を行なわせ、入力空洞（Ａ）と出力空洞（Ｄ）は第１の中間空洞（Ｃ）およ びそれらの間のモード選択絞り（ｃおよびｆ）と共に入力空洞（Ａ）から出力空 洞（Ｄ）への電磁放射の伝送のための第１の通路（Ａ−ｃ−Ｃ−ｆ−Ｄ）を定め 、入力空洞（Ａ）と出力空洞（Ｄ）は第２の中間空洞（Ｂ）およびそれらの間の モード選択絞り（ｈおよびｋ）と共に入力空洞（Ａ）から出力空洞（Ｄ）への電 磁放射の伝送のための第２の通路（Ａ−ｈ−Ｂ−ｋ−Ｄ）を定めていることを特 徴とする電磁放射の周波数選択的結合を行なうためのフィルタ。
14. １４．第１の周波数選択フィルタ関数は第１の通路（Ａ−ｃ−Ｃ−ｆ−Ｄ）に沿 った経路の電磁放射に対して与えられ、第２の周波数選択フィルタ関数は第２の 通路（Ａ−ｈ−Ｂ−ｋ−Ｄ）に沿った経路の電磁放射に対して与えられ、第１の フィルタ関数は第２のフィルタ関数と実質上同−である請求の範囲第１３項記載 のフィルタ。
15. １５．両方のフィルタ関数が楕円または疑似楕円関数である請求の範囲第１４項 記載のフィルタ。
16. １６．配列は正確に４個の共振空洞を備え、両方のフィルタ関数が楕円または疑 似楕円関数である請求の範囲第１４項記載のフィルタ。
17. １７．配列は正確に４個の共振空洞を備え、フィルタは受取つた放射と導く放射 との間で楕円または疑似楕円フィルタ関数を生成する請求の範囲第１３項記載の フィルタ。
18. １８．第２の通路（Ａ−ｈ−Ｂ−ｋ−Ｄ）が実質上第１の通路（Ａ−ｃ−Ｃ−ｆ −Ｄ）の反転したものである請求の範囲第１３項記載のフィルタ。
19. １９．方形配列の方形に直角方向に出力空洞から変位して出力空洞から結合され た放射を受取る追加の空洞と、この追加の空洞からの放射を受取り、追加の空洞 から対角線方向に変位した第２の出力空洞を備えている第２の共振空洞の方形配 列とを具備している請求の範囲第１３項記載のフィルタ。
20. ２０．入力導波管から受ける放射と出力導波管へ導く放射が円偏波である請求の 範囲第１３項記載のフィルタ。
21. ２１．出力導波管へ導く放射の円偏波の方向が入力導波管から受ける放射の円偏 波の方向と同じである請求の範囲第２０項記載のフィルタ。
22. ２２．入力導波管から出力導波管へ電磁放射の周波数選択的結合を行なうための 方向性フィルタにおいて、４個以上の共振空洞（Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ）の実質上方形 の配列を具備し、 対角線上の反対の位置にある配列の各コーナーを占め、それぞれ入力導波管から 電磁放射を受取り、出力導波管に電磁放射を導くように構成されている入力空洞 （Ａ）および出力空洞（Ｄ）と、 配列の残りの２個のコーナーを占めている第１および第２の中間空洞（Ｃおよび Ｂ）とを具備し、４個の空洞（Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ）はそれぞれ３個の互いに直交す る方向（ｘ，ｙ，ｚ）における直線偏波である電磁放射を行なわせるように構成 され、 入力空洞（Ａ）から第１の中間空洞（Ｃ）へ２個の互いに直交する方向（ｙおよ びｚ）の直線偏波である放射（ＡｙおよびＡｚ）を結合する第１の絞り（ｃ）と 、第１の中間空洞（Ｃ）から出力空洞（Ｄ）に実質上１方向（ｘ）の直線偏波で あるの放射（±Ｃｘ）を結合する第２の絞り（ｆ）と、 入力空洞（Ａ）から第２の中間空洞（Ｂ）へ実質上１方向（ｘ）の直線偏波であ るの放射（Ａｘ）を結合する第３の絞り（ｈ）と、 第２の中間空洞（Ｂ）から出力空洞（Ｄ）に２個の互いに直交する方向（ｙおよ びｚ）の直線偏波である放射（ＢｙおよびＢｚ）を結合する第４の絞り（ｋ）と を具備していることを特徴とする電磁放射の周波数選択的結合を行なうための方 向性フィルタ。
23. ２３．第２の絞り（ｆ）の結合のただ一つの偏波方向（ｘ）および第３の絞り（ ｈ）の結合のただ一つの偏波方向（ｘ）は同じ方向である請求の範囲第２２項記 載のフィルタ。
24. ２４．第１の絞り（ｃ）の結合の二つの偏波方向（ｙおよびｚ）および第４の絞 り（ｋ）の結合の二つの偏波方向（ｙおよびｚ）は同じ２方向である請求の範囲 第２２項記載のフィルタ。
25. ２５．第１の絞り（ｃ）の結合の二つの偏波方向（ｙおよびｚ）および第４の絞 り（ｋ）の結合の二つの偏波方向（ｙおよびｚ）は同じ２方向である請求の範囲 第２３項記載のフィルタ。
26. ２６．入力導波管から入力空洞（Ａ）に円偏波されたマイクロ波放射を結合する 入力絞り（ａ）と、出力空洞（Ｄ）から出力導波管に円偏波されたマイクロ波放 射を結合する出力絞り（ｇ）とを具備している請求の範囲第２２項記載のフィル タ。
27. ２７．入力導波管から入力空洞（Ａ）に円偏波されたマイクロ彼放射を結合する 入力絞り（ａ）と、出力空洞（Ｄ）から出力導波管に円偏波されたマイクロ波放 射を結合する出力絞り（ｇ）とを具備している請求の範囲第２５項記載のフィル タ。
28. ２８．第１および第４の絞り（ｃおよびｋ）が共に十字スロット絞りであり、 第２および第３の絞り（ｈおよびｆ）が共にスロット絞りであり、 入力および出力絞り（ａおよびｇ）が共に円形絞りである請求の範囲第２７項記 載のフィルタ。
29. ２９．入力空洞は入力絞り（ａ）から受取つた円偏波放射を相互に直交する偏波 方向（ｙおよびｘ）を有する２個の直線偏波放射成分（ＡｙおよびＡｘ）に分解 するように構成され、前記２個の直線偏波放射成分（ＡｙおよびＡｘ）の特定の 一つ（Ａｙ）は第１の絞り（ｃ）により結合された２個の偏波方向の一つに偏波 され、 この２個の直線偏波放射成分の特定の一つ（Ａｙ）の部分を前記２個の直線偏波 方向の他方（ｚ）の直線偏波である放射成分（Ａｚ）に結合するための結合スク リュー（ｂ）を具備している請求の範囲第２６項記載のフィルタ。
30. ３０．入力空洞は入力絞り（ａ）から受取つた円偏波放射を相互に直交する偏波 方向（ｙおよびｘ）を有する２個の直線偏波放射成分（ＡｙおよびＡｘ）に分解 するように構成され、前記２個の直線偏波放射成分（ＡｙおよびＡｘ）の特定の 一つ（Ａｘ）は第３の絞り（ｈ）により結合された一つの偏波方向（ｘ）に偏波 されている請求の範囲第２６項記載のフィルタ。
31. ３１．前記２個の直線偏波放射成分（ＡｙおよびＡｘ）の他方の特定のもの（Ａ ｘ）は第３の絞り（ｈ）により結合された一つの偏波方向（ｘ）に偏波されてい る請求の範囲第２９項記載のフィルタ。
32. ３２．入力導波管から出力導波管に円偏波電磁放射を周波数選択的に結合するた めの方向性フィルタにおいて、入力導波管から円偏波放射を受けるように結合（ ａ）され、第１および第２の互いに直交する直線偏波成分（ＡｙおよびＡｘ）に 円偏波放射を分解するように構成されている入力空洞（Ａ）と、 入力空洞（Ａ）からそれぞれ第１および第２の互いに直交する直線偏波成分（Ｃ ｙとしてのＡｙおよびＢｘとしてのＡｘ）を受けるために結合された（ｃおよび ｈ）第１および第２の物理的に別個の中間共振空洞（ＣおよびＢ）と、第１およ び第２の中間空洞（ＣおよびＢ）のそれぞれと関連して、各中間空洞（Ｃおよび Ｂ）内にあり、各受取つた直線偏波成分（ＣｙおよびＢｘ）に垂直である第１お よび第２の変形放射成分（−Ｃｘおよび−Ｂｙ）を形成するようにそれらの中間 空洞中で受取った放射成分（ＣｙおよびＢｘ）部分を結合する第１および第２の 結合手段（ｅおよびｉ）と、第１および第２の変形放射成分（−Ｄｘとしての− Ｃｘおよび−Ｄｙとしての−Ｂｙ）を各第１および第２の中間空洞（ＣおよびＢ ）から入力するように結合され（ｆおよびｋ）、出力導波管に結合する（ｇ）た めに第１および第２の変形放射成分（−Ｄｘおよび−ＤＹ）から円偏波放射を合 成する出力空洞（Ｄ）とを具備していることを特徴とする方向性フィルタ。
33. ３３．第２の中間空洞（Ｂ）と関連して第２の中間空洞内の第２の変形放射成分 （−Ｂｙ）の部分を結合して第２の中間空洞内に導出された成分（Ｂｚ）を形成 する第３の結合手段を備え、 前記導出された成分（Ｂｚ）は受取つた成分（Ｂｘ）と第２の変形放射成分（− Ｂｙ）の両者に対して垂直である請求の範囲第３２項記載の方向性フィルタ。
34. ３４．出力空洞（Ｄ）もまた第２の中間空洞（Ｂ）から導出された成分（Ｄｚと してのＢｚ）を入力するように結合され、出力共振空洞（Ｄ）内にあり、第２の 入力された変形成分（−Ｄｙ）に平行であるが反対方向に偏波されている第４の 出力空洞成分（Ｄｙ）に出力空洞内に導出された成分（Ｄｚ）を結合する出力空 洞結合手段を備え、 それは第２の変形成分（−Ｄｙ）と、出力導波管へ結合する（ｇ）ための円偏波 電磁放射を合成するために第１の変形成分（−Ｄｘ）と結合される第４の出力空 洞成分（Ｄｙ）の合計である請求の範囲第３３項記載の方向性フィルタ。
35. ３５．入力空洞（Ａ）内の第１の直線偏波成分（Ａｙ）の部分を、同様に入力空 洞内にあり、第１および第２の成分（ＡｙおよびＡｘ）の両者に対して垂直であ る第３の直線偏波成分（Ａｚ）に結合する入力空洞結合手段（ｂ）を備えている 請求の範囲第３４項記載のフィルタ。
36. ３６．入力空洞（Ａ）内の第３の直線偏波成分（Ａｚ）はまた第１の中間空洞（ Ｃ）に結合されて第１の受取った成分（Ｃｙ）および第１の中間空洞中の第１の 変形成分（−Ｃｘ）の両者に対して垂直である第３の受取った成分（Ｃｚ）を形 成し、 第１の中間空洞（Ｃ）に関連して第３の受取った成分（Ｃｚ）を第１の中間空洞 （Ｃ）内にあり第１のの受取った成分（Ｃｙ）と平行であるが反対方向である第 ３の変形直線偏波成分（−Ｃｙ）に結合する第５の結合手段（ｄ）を備えている 請求の範囲第３５項記載のフィルタ。
37. ３７．第１の受取った成分（Ｃｙ）および第３の変形成分（−Ｃｙ）は第１の中 間空洞（Ｃ）中で結合され、それらの合計は第１の変形成分（±Ｃｘ）およびそ れから第１の入力された変形成分（±Ｄｘ）を形成するために第１の結合手段（ ｅ）により結合されたものである請求の範囲第３６項記載のフィルタ。
38. ３８．入力導波管から出力導波管に円偏波電磁放射を周波数選択的に結合するた めの方向性フィルタにおいて、入力導波管から円偏波放射を受けるように結合（ ａ）され、第１および第２の互いに直交する直線偏波成分（ＡｙおよびＡｘ）に 円偏波放射を分解するように構成されている入力空洞（Ａ）と、 入力空洞（Ａ）からそれぞれ第１および第２の互いに直交する直線偏波成分（Ｃ ｙとしてのＡｙおよびＢｘとしてのＡｘ）を受けるために結合された（ｃおよび ｈ）第１および第２の物理的に別個の中間共振空洞（ＣおよびＢ）と、第１およ び第２の中間空洞（ＣおよびＢ）のそれぞれと関達して、各中間空洞（Ｃおよび Ｂ）内にあり、各受取つた直線偏波成分（ＣｙおよびＢｘ）に垂直である第１お よび第２の変形放射成分（第２図乃至第５図の−Ｃｘまたは第６図乃至第１０図 のＣｘおよび−Ｂｙ）を形成するようにそれらの中間空洞中で受取った放射成分 （ＣｙおよびＢｘ）部分を結合する第１および第２の結合手段（ｅおよびｉ）と 、第１および第２の変形放射成分（第２図乃至第５図の−Ｄｘとしての−Ｃｘお よび−Ｄｙとしての−Ｂｙ）またはそれから発展した成分（第６図乃至第１０図 の±Ｄｙとしての±Ｅｙおよび±Ｄｘとして±Ｆｘ）を各第１および第２の中間 空洞（ＣおよびＢ）から入力するように結合され（ｆおよびｋ）、出力導波管に 結合する（ｇ）ために入力された成分（第２図乃至第５図の−Ｄｘおよび−Ｄｙ または第６図乃至第１０図の±Ｄｘおよび±Ｄｙ）から円偏波放射を合成する出 力空洞（Ｄ）とを具備していることを特徴とする方向性フィルタ。
39. ３９．第２の中間空洞（Ｂ）と関連して第２の中間空洞内の第２の変形放射成分 （−Ｂｙ）の部分を結合して第２の中間空洞内に導出された成分（Ｂｚ）を形成 する第３の結合手段を備え、 前記導出された成分（Ｂｚ）は受取つた成分（Ｂｘ）と第２の変形放射成分（− Ｂｙ）の両者に対して垂直である請求の範囲第３８項記載の方向性フィルタ。
40. ４０．出力空洞（Ｄ）もまた第２の中間空洞（Ｂ）から導出された成分（Ｄｚと してのＢｚ）を入力するように結合され、出力共振空洞（Ｄ）内にあり、第２の 入力された変形成分（−Ｄｙ）に平行であるが反対方向に偏波されている第４の 出力空洞成分（Ｄｙ）に出力空洞内に導出された成分（Ｄｚ）を結合する出力空 洞結合手段（ｍ）を備え、その合計は、第２の変形成分（−Ｄｙ）と、出力導波 管へ結合する（ｇ）ための円偏波電磁放射を合成するために第１の入力された変 形成分（−Ｄｘ）と結合される第４の出力空洞成分（Ｄｙ）の合計（±Ｄｙ）で ある請求の範囲第３９項記載の方向性フィルタ。
41. ４１．入力空洞（Ａ）内の第１の直線偏波成分（Ａｙ）の部分を、同様に入力空 洞内にあり、第１および第２の成分（ＡｙおよびＡｘ）の両者に対して垂直であ る第３の直線偏波成分（Ａｚ）に結合する入力空洞結合手段（ｂ）を備えている 請求の範囲第４０項記載のフィルタ。
42. ４２．入力空洞内の第３の直線偏波成分（Ａｚ）はまた第１の中間空洞（Ｃ）に 結合されて第１の受取った成分（Ｃｙ）および第１の中間空洞中の第１の変形成 分（−Ｃｘ）の両者に対して垂直である第３の受取った成分（Ｃｚ）を形成し、 第１の中間空洞（Ｃ）に関連して第３の受取った成分（Ｃｚ）を第１の中間空洞 （Ｃ）内にあり第１のの受取った成分（Ｃｙ）と平行であるが反対方向である第 ３の変形直線偏波成分（−Ｃｙ）に結合する第５の結合手段（ｄ）を備えている 請求の範囲第３５項記載のフィルタ。
43. ４３．第１の受取った成分（Ｃｙ）および第３の変形成分（−Ｃｙ）は第１の中 間空洞（Ｃ）中で結合され、それらの合計（±Ｃｙ）は第１の変形成分（±Ｃｘ ）およびそれから第１の入力された変形成分（±Ｄｘ）を形成するために第１の 結合手段（ｅ）により結合されたものである請求の範囲第４２項記載のフィルタ 。
44. ４４．各第１および第２の中間空洞（ＣおよびＢ）から第１および第２の変形放 射成分（ＥｘとしてのＣｘおよび−Ｆｙとしての−Ｂｙ）を取入れるためにそれ ぞれ結合され、出力空洞（Ｄ）に入力させるためにそれから前記発展した成分（ −Ｅｙおよび−Ｆｘ）を発展させる少なくとも第３および第４の中間共振空洞を 具備している請求の範囲第３８項記載のフィルタ。
45. ４５．６個の空洞（Ａ乃至Ｆ）のそれぞれはフィルタの動作中少なくとも二つの 互いに直交するモード（偏波方向ｘおよびｙ）で電磁共振を行なわせる請求の範 囲第４４項記載のフィルタ。
46. ４６．６個の空洞（Ａ乃至Ｆ）のそれぞれはフィルタの動作中正確に二つの互い に直交するモード（偏波方向ｘおよびｙ）で電磁共振を行なわせる請求の範囲第 ４４項記載のフィルタ。
47. ４７．入力導波管から出力導波管に円偏波電磁放射を周波数選択的に結合するた めのフィルタにおいて、少なくとも６個の円筒共振空洞を具備し、入力導波管か ら円偏波放射を受けるように結合（ａ）され、第１および第２の互いに直交する 直線偏波成分（ＡｙおよびＡｘ）に円偏波放射を分解するように構成されている 入力空洞（Ａ）と、 入力空洞（Ａ）からそれぞれ第１および第２の互いに直交する直線偏波成分（Ｃ ｙとしてのＡｙおよびＢｘとしてのＡｘ）を受けるために結合された（ｃおよび ｈ）第１および第２の物理的に別個の中間共振空洞（ＣおよびＢ）と、少なくと も第３および第４の中間共振空洞（ＥおよびＦ）と、 出力共振空洞（Ｄ）と、 第１および第２の中間空洞（ＣおよびＢ）のそれぞれと関連して、各中間空洞（ ＣおよびＢ）内にあり、各受取つた直線偏波成分（ＣｙおよびＢｘ）に垂直であ る第１および第２の変形放射成分（ＣｘおよびＢｙ）を形成するようにそれらの 中間空洞中で受取った放射成分（ＣｙおよびＢｘ）部分を結合する第１および第 ２の結合手段（ｅおよびｉ）とを具備し、 前記第３および第４の中間空洞（ＥおよびＦ）はそれぞれ第１および第２の中間 空洞（ＣおよびＢ）から第１および第２の変形放射成分（ＥｘとしてのＣｘおよ び−Ｆｙとしての−Ｂｙ）を取込むように結合され、それから第１および第２の 発展した成分（±Ｅｙおよび±Ｆｘ）を発生させるように横成され、 前記出力空洞は、第１および第２の発展した放射成分（±Ｄｙとしての±Ｅｙお よび±Ｄｘとしての±Ｆｘ）を各第３および第４の中間空洞から入力するように 結合され（ｆおよびｋ）、出力導波管に結合する（ｇ）ために入力された成分（ ±Ｄｙおよび±Ｄｘ）から円偏波放射を合成するように構成されていることを特 徴とする方向性フィルタ。
48. ４８．６個の空洞が二つのモードで動作される請求の範囲第４７項記載のフィル タ。
49. ４９．入力導波管から出力導波管に円偏波電磁放射を周波数選択的に結合するた めのフィルタにおいて、少なくとも４個の円筒共振空洞を具備し、入力導波管か ら円偏波放射を受けるように結合され、第１および第２の互いに直交する直線偏 波成分に円偏波放射を分解するように構成されている入力空洞と、第１および第 ２の成分を受けるようにそれぞれ結合された第１および第２の中間共振空洞通路 と、出力導波管に結合するためにそこに形成された第３および第４の互いに直交 する直線偏波から円偏波放射を合成するように構成されている出力空洞と、 出力空洞にそれぞれ前記第３および第４の成分を形成するためにそれぞれ中間通 路を横切って相互に直交する共振の第１および第２のシリーズをそれぞれ通って 第１および第２の成分を結合するための空洞と共同して動作する結合手段とを具 備していることを特徴とするフィルタ。
50. ５０．前記第１および第２のシリーズのそれぞれは共振の少なくとも一つの直接 結合シリーズと共振の少なくとも一つのブリッジ結合シリーズとを有しており、 それら第１および第２のシリーズのそれぞれにおいて直接結合シリーズとブリッ ジ結合シリーズとは合成の共振を支配し、それらのそれぞれの支配は位相が互い に反対である請求の範囲第４９項記載のフィルタ。