JPS63501837A - 周波数二倍化発振器とこの発振器を内蔵するヘテロダイン回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 周波数二倍化発振器とこの発振器を内蔵するヘテロダイン回路 技術の分野 本発明は、発振器の設計の改善又は設計関連事項、特にしかし専属的にではなく ヘテロゲイン応用に適した発振器の設計に関する。

本発明の実施は、以下に論ぜられるように、たとえば、衛生通信受信機の同調回 路内の使用に適している。

技術の背鎖 発振器の動作周波数は、使用するトランジスタの特性と発振器の実施に適用され る技術によって限定される。

したがって、たとえば、従来の３マイクロメートル寸法形状、シリコン材料、バ イポーラ技術に基づ〈実施は、Ｓ−帯域（すなわち、２〜４ＧＨ２）の最低端に ほとんど相当する低さの動作周波数に限定される。いままで、この限定を超える 進歩は、かなり複雑な回路、高要素数、又は現在その揺藍期にある代替的かつ進 歩した技術、すなわちより小形かつ／又は高速（高速電子移動度半導体、たとえ ば、ガリウムーヒ素）材料技術への依存、のいずれかを必要とする。

同調回路の構成において、発振器を二つの目的と役割、すなわち、局部発振器と して及び混合器としての両様に使用することは周知である。このような応用は、 適用される発振器の周波数限界によって制約される。

特に注目されることは、Ｃ−帯域が衛生通信用国際標準に指定されているという ことである。これに応用する発振器及び混合器−発振器のために、できるだけ複 雑でなく、低経費で以って製造されることができる、及び充分に確立されかつ信 頼の置ける処理技術を使用して実現されることのできるデバイスについて差し迫 った必要性が唱えられている次第である。

（凡里豊夏ｊ ここに開示される発明は、前掲の必要性を満すことを意図している。発振器が配 設されこの発振器において、基本周波数の第二周波数における信号が発生され、 基本周波数における信号に対して強化されて、有効信号として抽出される。した がって、本発明は、同じ技術を使用して実現された、しかし基本周波数における 有効信号だけを発生する能力の発振器を超えて進歩している。

本発明によれば、発振器が配設され、この発振器は平衡のとれた構造を有しかつ 次を含むニー整合する１対のトランジスタ、 各トランジスタの入力端子に各々が接続された１対の整合電流源； 各トランジスタの制御端子間に接続された第１インピーダンス装置； −ダンス装置； 前記インピーダンス装置の一つは共振インピーダンス回路網であること： 他のインピーダンスＩＩはりアクタンスであること：これらのトランジスタ、共 振回路網及びリアクタンスの選択は、リアクタンスが共振回路の両端間の負抵抗 分流器として現れ、かつ共振回路網の共振周波数を維持するように、及び各トラ ンジスタの出力端子に接続された加算出力接続点が共振周波数の第二調波におけ る有効な強化信号を抽出するように、行われる。

共振時、かつ完全整合の場合、これらのトランジスタのからの出力信号は、大き さが等しくかつ逆相の基本共振周波数の成分を有する。したがって、これらの成 分は、接続点において打ち消し合う。各トランジスタの特性は非線形であり、高 調波も発生される。奇数高調周波数における信号成分は、同様に大きさ等しくか つまた逆相である。これらもまた加算節続点において打ち消し合う。

しかしながら、第二調波及びその他の偶数調波における信号成分は、同相であっ て加算し合う。したがって、第二調波信号は、強化されて、有効出力として発生 される。

実際の環境においては、整合はほとんど完全であることはない。しかしながら、 出力接続点においては、共振周波数における信号は有意に減衰され、また第二調 波周波数における信号は結果として実質的に強化される。

上に定義された共振器においては、共振周波数の二倍の信号を有効信号として抽 出できることが相当に有利である。したがって、たとえば、３μｍのシリコンバ イポーラ処理技術を使用して、簡単な設計の、低構成要素数の発振器を製作する ことが、いまや、可能であって、この発振器は、より複雑でかつ高構成要素数の 基本波発振器によってこれまで発生されていた周波数における信号を発生する。

特に、従来のバイポーラデバイスを使用してＣ−帯域周波数で動作する発振器を 設計することが、いまや、可能である。

本発明の他の利点、及びその特定の実施例の利点は、以下に与えられる説明から 明らかになるであろう。

注目されるのは、採用されるトランジス４夕はバイポーラ型が最も都合がよく、 これは、このデバイスの動作の高速度と特性を利用することができるからである 。しかしながら、他の型式のトランジスタ、たとえば、ＭＯ８電界効果トランジ スタ、接合形電界効果トランジスタ等採用可能であって、また上に定義された本 発明は容、易に到達することのできる有効周波数範囲を拡張するのが常である。

上に引用された共振回路網は、並列、直列又は複合同調される。この回路は、ま た、一つ又は二つ以上の連続的又は階段状可変インピーダンス要素を含み、これ によって発振器を周波数範囲にわたって同調させるか、又はひと組の離散到達可 能周波数の各−周波数を選択するかのいずれかを可能とする。共振回路網は、浮 動させられても、又は基準電位に固定されてもよい。後者の場合、発振器の平衡 が過度に擾乱されないように平衡設計のものであることが重要であり、そうでな ければ必要な信号強化が達成されない。

注目されるのは、電流源が理想的である必要がないということである。最も簡単 な実施においては、整合抵抗器が電流源として使用される。

電流源は、直流電流だけを供給するようなものでよい。

この場合、出力信号は、第二調波と他の偶数調波だけにおける信号を含む。

代替高に、電流源は、交流変ｌｌＩ電流を供給するようなものでもよい。この場 合、出力信号が第二調波と他の偶数調波における信号のみでなく、交流変調電流 信号から導出された側波帯信号を含むということに特に意義がある。したがって 、この変形によって、発振器を二重の目的と役割に、すなわち、発振源として及 び混合器として使用できることが判かる。

したがって、定義された発振器を、局部発振器として、又はヘテロダイン同調回 路の発振器−混合器として採用することができる。この発振器のさらに優れた特 長は、共振基本周波数における信号が回路の簡単な変形によって得られる、すな わち、この信号が一方又は両方のトランジスタの制御端子又は入力端子への簡単 な接続によって抽出されるということである。発振器に非対称負荷を掛け′るの を回避するために、両方のトランジスタに、がつ平衡態様において接続を行うこ とが好ましい。多くの受信回路においては、局部発振器信号の−Ｎスケリーング が必要である。第二調波信彼数信号及び÷２周波数信号、すなわち、基本周波数 信号が双方とも得られるから、いかなる場合においても２６Ｈ２１，：おいては 実施困難な第一÷２プレスケーラを省略することができ、したがって経費と構成 要素数の両方を低減する。

インピーダンス装置を参照すると、共振回路網は複数のトランジスタの制御端子 間に接続されるのが好ましい。

リアクタンスは、この場合、コンデンサ又は容量性回路網である。適当な値のコ ンデンサは、チップ上構造によって実現可能である。

余り好適とは云えない代替実施例においては、共振回路網は複数のトランジスタ の入力端子間に接続される。

この後者の場合においては、リアクタンスは、誘導子又は誘導性回路網である。

しかしながら、チップ上構造によって適当な値の誘導子を実現することは実際的 ではない。発振器がチップ上構造の所では、外部誘導子への接続のためにビンが 配設されなければならず、この代替実施例を総体的に魅力に欠けたものとする。

図面の簡単な説明 本明細書の付図においてニー 第１図は、本発明により構成された発振器の概略ブロック回路図、 第２図及び第３図は、前回に示された発振器の二つの代替実施例の回路図、 第４図は、共振回路網と負荷の等価回路図、第５図は、第２図の実施例に対して 実用的な詳細を示す回路図、 第６図及び第７図は、本発明により構成された混合器−発振器の、それぞれ、概 略ブロック図及び回路図、である。

好適実施例の説明 本発明の実施例を、これから、付図を参照して、単なる例として、説明する。

平衡設計の発振器が、第１図に示されている。これは１対の整合トランジスタＴ １．Ｔ２を含み、その入力端子ｉｐは電流源Ｓ１．Ｓ２に接続される。第１イン ピーダンスＺ・１．は、二つのトランジスタＴ１．Ｔ２の制Ｗ端子Ｃｐ間に接続 される。第２インピーダンスＺ２は、二つのトランジスタＴ１．Ｔ２の入力端子 １０間に接続される。これらのトランジスタＴ１．Ｔ２の出力端子ｏｐは、−緒 に共通接続点、すなわち、加算接続点Ｎに接続され、この接続点から出力信号が 抽出される。

この回路のバイポーラトランジスタの実施例が、第２図に示されている。ここで 、共振インピーダンス回路網Ｒが二つのトランジスタＴ１．Ｔ２のベース６間に 接続されかつコンデンサＣがトランジスタＴ１．Ｔ２の二つのエミッタ端子０間 に接続される。コレクタ出力端子Ｃは、加算接続Ｎに接続される。

動作中、コンデンサＣは、共振回路網Ｒの“両端間°′の負抵抗分流器−ＲＣと して現れる（第４図参照）。このインピーダンス変換は、トランジスタの動作か ら結果し、ここに直角位相遅れが各トランジスタのエミッタとベース間に導入さ れるニー ・・・方程式１゜ 上掲の方程式において、Ｂは各トランジスタのインピーダンス変換係数、ωは角 周波数、及びω■は各トランジスタの可変換周波数（２πｆ□）［、ここにｆｌ はトランジスタ電流利得が１であるときの周波数として定義される］ 発振を成立させるためには、共振回路網の共振インピーダンス（純抵抗項、Ｒ） は次の負抵抗値を超えてはなこの不等式の満足するところでは、電力が負抵抗Ｒ ｃによって有効に発生され、過剰電力は共振回路網Ｒ内で消散されかつ共振周波 数ｆ、における信号が成立する。

信号レベルが上昇するに従ってトランジスタＴ、Ｔ２の大きな信号利得は低下し て、電力発生が電り消散と整合する点に到達し、発振の定常状態レベルが成立す る。

トランジスタＴ１．Ｔ２のベースｂに加えら机る信号は、共振回路網Ｒによって 逆相に維持される。これらのトランジスタのコレクタ出力端子Ｃにおける共振周 波数信号は、したがって逆相である。発振器は平衡段重のものであるから、これ らの信号は等しい大きさである。したがって、これらの信号は、加算接続点Ｎに おいて打ち消し合う。しかしながら、第二調波及びこれより高次の偶数調波にお ける信号は、同相に維持される。これらは、接続点Ｎにおいて加算される。こう して、基本波の消去と第二調波の強化の結果、正味の周波数が二倍になる。

この発振回路のさらに詳細が、第５図に示されている。

出力信号は、コレクタ電圧供給線■　に接続されたインＣ ビーダンス負荷Ｚ、の両端間から取り出される。共振回路網Ｒは、コンデンサＣ ′及び各校がインダクタンスＬ′のセンタタップ付き誘導子を含む。電流源は二 つの整合抵抗器Ｒ８によって与えられかつ直流バイアス電流ｆＢがこれらの各々 を通して流れることが示されている。

代表的な実ｗＡ値は、次の表に掲げられているニー表　■ 出力周波数　２ｆＲ：２ＧＨ７ 共振周波数　’　ｆ　：１ＧＨ２ トランジスタ変換周波数　ｆ　二６ＧＨ１■ 共振静電容量　Ｇ’　：０．８ｐＦ 共振インダクタンス　Ｌ’　：８ｎＨ 結合静電容量　Ｃ：１１）Ｆ 電流源（直流）　ｉ９　：６ｍＡ コレクタ線電圧　■、Ｃ：５ｖ 電源基＋１！電圧　ＶＥ　ニー２Ｖ。

注目されるのは、共振回路網の代わりに、トランジスタのベース６間にそう人さ れたインダクタンスＬ′を使用し、かつこの共振回路網Ｒを第３図に示されたよ うにエミッタ０間にそう人することによって等価な性能を得ることができるとい うことである。この構成においては、インダクタンスが、同様に、共振回路網Ｒ の両端間に負インピーダンスの分流器として現れる。

周知の合成ループ配置が、第６図の部分に示されている。この場合、入力信号は 利得段Ａの入力端子１／Ｐに送られ、ここでこの信号は増幅又は電圧／電流変換 のいずれかに付される。信号は、次いで共通混合器−発振器ＭＯに送られて、局 部発振器（ＬＯ）で混合され（Ｍ）る結果、中間周波数（ＩＦ）の側帯波を発生 する。上に論じられた発振器は、この応用においては、混合器−発振器として利 用される。実際の回路は、第７図に示されれている。

示されている相互フンダクタンス利得段Ａは、エミッタホロアであって、従来態 様配置におけるバイアス及び負荷インピーダンス２ｂ、２．を含む。この相互コ ンダクタンス利得段からの出力信号は、その後、電流源を変調するように加えら れる。発振器ＭＯの各電流源Ｓ１゜Ｓ２は、１対のトランジスタ（Ｔ４．Ｔ６及 びＴ５゜Ｔ７）及びバイアスインピーダンスＺ′、を含む。トランジスタＴ　及 びＴ７のベースは、デバイス接地に接続される。信号は、次いで二つの他のトラ ンジスタＴ４及びＴ５のベースに加えられかつこのようにしてｆｆｉ［電流を入 力周波数ｆ１で変調する。したがって、周波数（，２ｆ　−ｆｌ）の信号が、発 振器の接続点Ｎに発生−される。共振周波数ｆＲにおける信号は、この回路内の 他の箇所、たとえば、図に示されるようにベース端子から抽出され、またブレス ケーリングに利用されることも可能である。入力信号は、たとえば、次のようで あることができるニー ｉ）　直接放送衛星（ＤＢＳ）システムからのＩＦ周波数（代表的には９５０か ら１７５０ＨＨ２）　：ｉｉ）　直接Ｃ帯域伝送（すなわち、４ＧＨｚ）：１ｉ ｉ）　１／２分周回路によってプレスケールされたＣ帯域伝送（すなわち、２Ｇ Ｈｚ）。

ｉ Ｘ′ 浄書（内容に変更なし） ２−発明の名称 プレツシー　オーバーシーズ　リミテッド４−代理人 ６、補正により増加する請求項の数 ７−補正の対象 国際調査報告 Ａｌｅ：工Ｘ　”ＯＴ：：三　工）：：三Ｒ二：Ａτ工Ｃ：：ＡＬ　ＳＥ？、Ｒ ＣＨＲ＝ｐＣＲＴ　ＣＮＵＳ−Ａ−３３８４８３６Ｎｏｎｅ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．平衡構成を持つ発振器であつて：−１対の整合トランジスタ（Ｔ１，Ｔ２） と；１つが各トランジスタ（Ｔ１，Ｔ２）の入力端子（ｉｐ；ｅ）に接続された １対の整合電流源（Ｓ１，Ｓ２；Ｒｓ）と， 各トランジスタ（Ｔ１，Ｔ２）の制御端子（ＣＰ；ｂ）間に接続された第１イン ピーダンス装置（Ｚ１）と；各トランジスタ（Ｔ１，Ｔ２）の入力端子（ｉｐ； ｅ）間に接続された第２インピーダンス装置（Ｚ２）と；前記インピーダンス装 置（Ｚ１，Ｚ２）の一つは共振インピーダンス回路網（Ｒ）であることと；他の インピーダンス装置（Ｚ２；Ｚ１）はリアクタンス（Ｃ；Ｌ）であることと； トランジスタ（Ｔ１，Ｔ２）、共振回路網（Ｒ）及びリアクタンス（Ｃ；Ｌ）の 選択はリアクタンス（Ｃ；Ｌ）が共振回路網（Ｒ）の両端間に負抵抗（−Ｒｃ） の分流器として現れ、かつ共振周波数（ｆＲ）において振動を維持するように； 及びトランジスタ（Ｔ１，Ｔ２）の出力端子（ＯＰ，Ｃ）に接続された加算接続 点Ｎが共振周波数（ｆＲ）の第二調波における有効な強化信号を抽出するように 、行われることと を包含することを特徴とする前記発振器。 ２．請求の範囲第１項記載の発振器（第２，５又は７図）において、第１インピ ーダンス装置（Ｚ１）は共振インピーダンス回路網（Ｒ）であり、かつ第２イン ピーダンス装置（Ｚ２）はコンデンサ（Ｃ）であることを特徴とする前記発振器 。 ３．請求の範囲第１項記載の発振器（第３図）において、第１インピーダンス装 置（Ｚ１）はインダクタンス（Ｌ）でありかつ第２インピーダンス装置（Ｚ２） は共振インピーダンス回路網（Ｒ）であることを特徴とする前記発振器。 ４．請求の範囲第１項から第３項記載の発振器にむいて、共振周波数（ｆＲ）は 連続的又は階段状可変であることを特徴とする前記発振器。 ５．請求の範囲第１項から第４項記載の発振器において、前記トランジスタＴ１ ，Ｔ２は各々バイポーうであることを特徴とする前記発振器。 ６．請求の範囲第１項から第５項記載の発振器（第７図）において、出力装置が 周波数（ｆＲ）の信号を抽出するために配設されていることを特徴とする前記発 振器。 ７．請求の範囲第１項から第６項記載の発振器（第５図）において、前記電流源 （Ｓ１，Ｓ２）は各々整合抵抗器（Ｒｓ）を含むことを特徴とする前記発振器。 ８．請求の範囲第１項から第６項記載の発振器において、前記各電流源（Ｓ１， Ｓ２）は電源電流（ｉ）を変調するために入力信号（ｆＩ）に応答性であること を特徴とする前記発振器。 ９．請求の範囲第８項記載の発振器（Ｌｏ）であつて、同調回路（第６図）内の 混合器−発振器（Ｍｏ）として使用されることを特徴とする前記発振器。 ５１０．特許請求の範囲第６項記載の発振器であつて、共振周波数（ｆＲ）にお ける信号を受信するように接続されたプレスケーラと組合わされることを特徴と する前記発振器。