JPS6348109B2

JPS6348109B2 -

Info

Publication number: JPS6348109B2
Application number: JP55065136A
Authority: JP
Inventors: Yoji Sugiura; Masaru Nishimura
Original assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Current assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Priority date: 1980-05-15
Filing date: 1980-05-15
Publication date: 1988-09-27
Also published as: JPS5623065A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は、（１、０）のデジタルデータ信号と
これに付加される制御信号とを信号反転間隔が所
定間隔となるように変調すること（例えばMFM
〔Modefied FM〕変調と称されるもの）により
得られる矩形波パルス列にて構成されたセルフク
ロツキング情報（以下SCIと称す）信号から、元
のデジタルデータ信号及び制御信号を復調する回
路に関する。コンピユータやデータ処理装置に於いては、記
憶素子に蓄えられた情報が磁気テープ等の記憶媒
体に記憶される場合、先づ、タイミングクロツク
（又は読出しクロツク）によつてゲートされて記
憶素子から情報が抜き出される。このようにして
抜き出された情報列は“１”又は“０”のデジタ
ルデータ信号であり、通常タイミングクロツクと
このデジタルデータ信号が夫々別の磁気テープト
ラツクに記録され、再生される。この方法ではデ
ジタルデータ用トラツクとタイミングクロツク用
トラツクの２トラツクを必要とする為、磁気テー
プ等の有効データ容量を増す意味から、タイミン
グクロツクとデジタルデータ信号を合せて各種の
変調方式により変調してSCI信号を作り、この
SCI信号を磁気テープに対して記録再生し、この
再生SCI信号から元のデジタルデータ信号を復調
する方法が採られている。第１図は各種変調方式によるSCI信号の記録時
の電流波形図である。図に於いて、Ｔは各データ
ビツトが記録される磁気テープの区域に対応する
時間区域である。第１図ａに示すFM変調方式で
は、データビツトが“１”の場合の中央部及びデ
ータビツトの境界で信号が反転する。第１図ｂに
示すMFM（Modefied FM）変調方式ではデータ
ビツトが“１”の場合の中央部及び“０”が続く
データビツトの境界で信号が反転する。すると、
信号反転間隔は、FM変調方式では0.5TとＴの二
通りとなり、MFM変調方式ではＴ、1.5T、2.0T
の三通りである。即ち、上記FM若しくはMFM
変調方式によれば、データ系列の如何に拘らず、
信号反転間隔は所定の間隔に特定されることにな
る。斯様に、データ信号を、信号反転間隔が所定の
間隔となるように変調してSCI信号を作成する場
合に於いて、制御信号を付加することを考える。
制御信号としては、例えば、デジタルデータ信号
を音声信号のパルスコード変調信号とした場合に
於けるフレーム同期信号が考えられる。フレーム
同期信号とは次の如き信号である。即ち、最近に
於いて音声信号をサンプリングし、このサンプリ
ング信号をパルスコード変調（PCM）して磁気
テープに記録（MFM変調記録域いはFM変調記
録）し、再生する装置が出現しているが、マルチ
トラツク・固定磁気ヘツド方式のPCM記録再生
装置にあつては、第２図に示す如く所定の個数の
デジタルデータＤ（サンプリングされた信号を
PCM変調したもの）に必要とあればエラー検
出・訂正符号Ｐを付加したものをフレーム信号と
し、このフレーム信号を複数のトラツクに記録し
ている。従つてフレーム信号間の同期をとる為の
制御信号がフレーム同期信号である。さて、斯かるフレーム同期信号FRは音声信号
をサンプリングして得られるデータとは性質が相
違するので何等かの形で両者を区別する必要があ
る。例えば、このフレーム同期信号を特定の固定
パターンとすることが考えられるが、この場合に
はフレーム同期信号のパターンとデータのパター
ンとが偶然一致する可能性があるから、このよう
な事態の発生確率を小さく抑える為にフレーム同
期信号のビツト数を多くする必要がある。従つ
て、情報がそれだけ冗長となり、また復調時に於
いて斯かる特定のパターンを検出する為の復調回
路を必要とする等の欠点がある。斯かる不都合を
解消するには、フレーム同期信号に基く信号反転
間隔をデータに基く信号反転間隔とは相違させれ
ば良い。このことをMFM変調方式の場合を例に
とつて説明する。第３図に於いて、区間８は第１図の区間８と同
一であり、データに対応する区間である。区間９
〜１３はフレーム同期信号に対応する区間であ
り、最初のビツト（CF）と最後のビツト（CF）
は“１”と同様にビツトの中央にて信号の反転を
させ、中間の３ビツト（CT）は何等反転させな
いようなSCI信号としてフレーム同期信号を磁気
テープ等に記録する構成としている。即ち、フレ
ーム同期信号の信号反転間隔は図示の実施例に於
いては（8To）となる。斯かる変調方法により、
データとは明確に区別した形で、制御信号に対応
するSCI信号を得ることが出来る。以上の説明はデータとは異なる制御信号が１種
類即ちフレーム同期信号のみの場合であつたが、
２種類以上の場合には各制御信号毎に信号反転間
隔を6To、7To、8To…と変えることが考えられ
るが、信号反転間隔が多種類となると、それだけ
復調回路の構成が複雑となる。また、SCI信号を
磁気テープに記録した場合、再生時に生じるピー
クシフト等の影響を考慮すれば、信号反転間隔を
6To、7To、8Toと接近させることは好ましくな
い。斯かる不都合を解消するには制御信号を、狭
義の制御信号と制御信号の種類を特定する特定信
号に分け、狭義の制御信号に対しては既述の如く
8Toの信号反転間隔を対応させ、そして、例え
ば、制御信号の種類が３種類の場合には、特定信
号に対して区間１４，１５，１６を対応させてこ
の区間の何れを“１”にするか（その他の区間は
“０”とする）によつて制御信号の種類を区別す
れば良い。区間１４〜１６の特定信号はデジタル
データと同様な変調方式（従つて第３図の場合は
MFM変調方法）で変調する。以上の説明に於い
ては、制御信号の３種類に対応して区間１４，１
５，１６の何れか１つを“１”としたが、特定信
号を２進数値コードとして与えれば、３つの区間
１４，１５，１６を利用して、2³＝８種類の制御
信号の区別が可能である。本発明は斯様にして構
成されたSCI信号から元のデジタルデータ信号及
び制御信号の復調回路に関する。さて、従来のSCI信号の復調方法としては例え
ば、SCI信号を位相同期ループ（P.L.L.）に与え
てクロツクを再生し、この再生されたクロツクと
SCI信号からデジタルデータ信号を復調する方法
があつた。然し乍ら、斯かる従来の復調回路にあ
つては、磁気テープからの再生時に於ける信号の
ピークシフト、ドロツプアウト等に起因する再生
SCI信号の乱れに対するP.L.L.のロツクタイム或
いは安定性等に問題があり、更にP.L.L.に含まれ
る時定数要素の温度特性、経時変化等にも問題が
あり、必ずしも良好なクロツク再生を為すことが
出来なかつた。また、再生されたクロツクを利用
してSCI信号から元のデジタルデータ信号を復調
する際には、遅延手段が必要となり、更に不安定
な要素が加わるという欠点があつた。上述した従来の欠点を第４図、第５図を参照し
て更に説明する。第４図はFM変調されたSCI信
号とこのSCI信号から再生される再生クロツクの
タイムチヤート図であり、第５図はMFM変調さ
れたSCI信号とこのSCI信号から再生される再生
クロツクのタイムチヤート図である。図に於いて
ａはデジタルデータであり、データビツトの繰返
し周期をＴとし、その半分をToとしている。ｂ
はデジタルデータａをFM変調若しくはMFM変
調することにより得られるSCI信号、ｃはこの
SCI信号より従来のP.L.L.を利用した復調方法に
より再生された再生クロツク、ｄはこのクロツク
を立下りにて２分周したものである。従来方法にてデジタルデータ信号を復調するに
は、クロツクｄの立上り近傍でSCI信号ｂの反転
があれば“１”、反転がなければ“０”である事
を利用して、SCI信号ｂの反転時より一定時間
“１”を出力するゲート信号をデータとし、クロ
ツクｄを一定時間遅延させたものをその立ち上り
で作動するクロツクとすれば良い。斯かる従来方
法によれば信号の遅延手段を必要とするものであ
るから、それだけ不安定な要素が付加されること
になり好ましくなかつた。また磁気テープ等から
再生されたSCI信号は磁気テープ走行系の不安
定、ピークシフト等により変動分を含んでおり、
その場合P.L.L.の応答速度に基因して再生SCI信
号ｂと再生クロツクｃ，ｄの位置関係がづれる事
態が生じ、この期間、誤つたデジタルデータ信号
を復調するという欠点があつた。そこで本発明に於いては、SCI信号の信号反転
間隔を測定し、この測定結果に基いてデータとク
ロツクを作成し、以つてこのデータとクロツクか
ら元のデジタルデータ信号を復調する構成とし、
且つ制御信号も信号反転間隔の測定結果に基いて
再生する構成としたものである。本発明の実施例の説明に先立つて第４図、第５
図を参照して本発明の概念を説明する。第４図に於いてSCI信号ｂの信号反転間隔を
Tsigとして Tsig＝mTo …(1)式とする。磁気テープ等から再生されたSCI信号は
既述の如くピークシフト等の影響を受けるので、
図示する如く正確な長さ（信号反転間隔）となる
ことは期待出来ないが、FM変調方式の場合には
略ｍ＝１又はｍ＝２に近い値で(1)式が成立する。
そこで、信号反転間隔（Tsig）を測定すること
により（ｍ）を１又は２に量子化し、この量子化
された（ｍ）が“１”であるならば、これに続く
信号反転間隔の期間に於いて第４図ｆに示す如く
１個のパルスを発生させると同時に第４図ｈで示
す如くデータ判定内容を“１”としてラツチす
る。一方量子化された（ｍ）が“２”であるなら
ば、これに続く信号反転間隔の期間に於いて第４
図ｆに示す如く２個のパルスを発生させると同時
に第４図ｈで示す如くデータ信号の判定内容を
“０”としてラツチする。第４図ｅはSCI信号ｂ
を論理反転したものであり、第４図ｇは第４図ｆ
に示すパルスを立下りにて２分周したものであつ
てクロツクとなる。第５図に示すMFM変調方式の場合には、前記
(1)式に於いて（ｍ）は２、３又は４に量子化さ
れ、この量子化された数に等しいパルスが次の信
号反転間隔の期間に於いて発生される（第５図ｆ
参照）。第５図ｅはSCI信号を論理反転したものであ
り、第５図ｇは第５図ｆに示すパルスを立上りに
て２分周したものであつてクロツクとなる。第５
図ｈは第５図ｂのSCI信号の信号反転時点で
“１”にセツトされ、第５図ｆにて示すパルスの
立下りでリセツトされる信号であつてデータとな
る。さて第４図及び第５図に於いて従来方法により
再生された再生クロツクｃ及びｄとSCI信号ｂと
の関係と、本発明により発生される量子化パルス
ｆ及びこれを２分周することにより得られるクロ
ツクｇとSCI信号ｂの論理反転出力ｅとの関係と
を比較すると両者は時間軸が変化しているものの
その関係は一致していることが分る。即ち、本発
明により従来方法と同様に元のデジタルデータ信
号を復調することが可能である。即ち、第４、５
図図示ｈをデータとし、ｇをクロツク（その立上
りで作動するクロツク）とすることにより元のデ
ジタルデータ信号を復調することが出来る。以下、MFM変調方式のSCI信号から元のデジ
タルデータ信号を復調する回路を例にとつて本発
明について詳述する。第６図はMFM方式にて変
調されたSCI信号の復調回路のブロツクダイヤグ
ラム、第７図、第８図、第９図は第６図図示の復
調回路の動作を説明する為のタイムチヤートであ
る。第７図は全体のタイムチヤート、第８図は
SCI信号の一つの信号反転間隔の測定区間の処理
を示すタイムチヤート、第９図は第７図図示のタ
イムチヤートの一部の詳細なタイムチヤートであ
る。第６図に於いて、入力端子１にはMFM変調さ
れたSCI信号（第７図参照）が入力される。この
SCI信号は直接排他的論理和回路２の一方の入力
になると共に、３個のナンドゲート３にて遅延・
反転せしめられた後、前記回路２の他方の入力と
なる。以つて排他的論理和回路２よりSCI信号の
信号反転時に応答して“０”となるパルスM₁（第
７図参照）が出力される。このパルスM₁により
シフトレジスタ４の出力X₁，X₂，X₃，X₄は全て
“０”にクリアされる。X₁，X₂，X₃が全て“０”
になると、ノアゲート５の出力に接続されたシフ
トレジスタ４の直列入力端子Ａ，Ｂは“１”とな
る。X₄も“０”であるので、インバータ６の出
力₄は“１”となるから、クロツク発生回路７
（例えば水晶発振器にて構成する）より発生され
るクロツクC₁はナンドゲート８にて反転された
後、シフトレジスタ４のクロツク入力端子CKに
入力される。従つて、シフトレジスタ４の出力
X₁はクロツクC₁の立下り時点で第９図に示す如
く“１”となる。以下、シフトレジスタ４の出力
X₂，X₃，X₄がクロツクC₁に同期して順次“１”
となる（第９図参照）。X₄が“１”となると、ナ
ンドゲート８の出力は継続的に“１”となるので
最早シフトレジスタ４にクロツクC₁が入力され
ることはなく再びパルスM₁が入力されるまでX₄
は“１”のままである。カウンタ１１，１２は８ビツトのバイナリ−カ
ウンタを構成しており、X₄＝１の期間に於いて
アンドゲート１３を介して入力されるクロツク
C₁を次のパルスM₁が発生されるまで計数する。
即ち、カウンタ１１，１２はSCI信号の信号反転
間隔（Tsig）の測定回路１０を構成しており、
カウンタ１１，１２の出力C₄，C₅，C₆，C₇，C₈，
C₉は第８図に示す通りである。何等からの原因
例えばドロツプアウトにより次のパルスM₁が所
定の期間内に生じない場合に於いてもカウンタ１
２の出力C₇，C₈，C₉が全て“１”になつたとき
ナンドゲート１４の出力が“０”となり以つてア
ンドゲート１３が非導通となつて計数は停止され
る。尚、カウンタ１１，１２はX₃にてリセツト
される。第８図に於いて、今ある時点H₁に於いてパル
スM₁が発生したとし、SCI信号がピークシフト
等の影響を受けずに正確に再生されたとすると、
SCI信号の信号反転間隔（Tsig）がTsig＝2Toの
場合にはH₂、Tsig＝3Toの場合にはH₃、Tsig＝
4Toの場合にはH₄に於いて次のパルスM₁が発生
する。尚、フレーム同期信号の信号反転間隔
（Tsig）は8Toであり、この場合にはH₅に於いて
次のパルスM₁が発生する。さて、現実にはピー
クシフト等の影響によりパルスM₁の発生時点は
若干づれるのである。そこで、パルスM₁が（J₁）
から（J₂）の期間に於いて発生した場合には
（Tsig）を2Toに、（J₂）から（J₃）の期間に於い
て発生した場合には（Tsig）を3Toに、（J₃）か
ら（J₄）の期間に於いて発生した場合には
（Tsig）を4Toに、（J₅）から（J₆）の期間に於い
て発生した場合には（Tsig）を8Toに夫々量子
化する。即ち、前記カウンタ１１，１２の出力
C₅，C₆，C₇，C₈，C₉に基いて、第６図図示の量
子化回路２０を利用して信号反転間隔（Tsig）
を量子化し、以つて量子化出力P₂，P₃，P₄，P_FR
を得る（第８図参照）。尚、（J′₂）から（J₂）の期間に於いては量子化
出力P₂，P₃が共に“１”となつているが、これ
は量子化出力に対応したパルスを発生する為
のパルス発生回路５０の構成を簡単化する為であ
り、この（J′₂）から（J₂）の期間に於いてパル
スM₁が発生した場合にもTsigは2Toと量子化さ
れ、この量子化に応答して、２個のパルスが
発生される。この事は後の説明で明らかにされ
る。量子化回路２０はインバータ２１，２２，２３
とナンドゲート２４とアンドゲート２５，２６，
２７，２８と排他的論理和回路２９，３０とから
構成されている。アンドゲート２５の出力は、
C₇が“１”、C₈，C₉が共に“０”であり、且つ少
なくともC₅，C₆の何れか一方が“０”のときの
み“１”となり、それ以外では“０”となる。即
ち、アンドゲート２５の出力は量子化出力P₂と
なる（第８図参照）。アンドゲート２６の出力は、
C₆，C₇が一致しており、C₇，C₈が一致しておら
ず、且つC₉が“０”のときのみ“１”となり、
それ以外では“０”となる。即ちアンドゲート２
６の出力は量子化出力P₃となる（第８図参照）。アンドゲート２７の出力は、C₈が“１”、C₉が
“０”であり、且つC₆，C₇が不一致のときのみ
“１”となり、それ以外では“０”となる。即ち、
アンドゲート２７の出力は量子化出力P₄となる。
アンドゲート２８の出力は、C₉の出力が“１”
であり、C₇，C₈の出力が不一致のときのみ“１”
となり、それ以外では“０”となる。即ち、アン
ドゲート２８の出力は量子化出力P_FRとなる（第
８図参照）。斯様にして、一つのパルスM₁が発生
してから、次のパルスM₁が発生する迄の時間即
ち信号反転間隔（Tsig）はP₂，P₃，P₄，P_FRとし
て量子化される。この量子化出力P₂，P₃，P₄，P_FRは、次のパル
スM₁の発生に対応してシフトレジスタ４の出力
X₁が“１”になつたとき、ラツチ回路４０にて
ラツチされる。ラツチされた量子化出力を夫々
L₂，L₃，L₄，L_FRとする。信号L_FRはそのまま端
子４１より取出され、フレーム同期信号R_FRとし
て利用される。ノアゲート４２には信号L₂，L₃，
L₄，L_FRが入力され、これ等の信号が全て“０”
であるとき、換言すれば信号反転が期間（J₁〜
J₄）及び期間（J₅〜J₆）に於いて生じなかつたと
き、ノアゲート４２の出力は“１”となる。即ち、SCI信号が磁気テープ等に記録され再生
される場合、磁気テープ等に付着したゴミ、ホコ
リ、傷等により所謂ドロツプアウトが生じたとす
ると、前記所定期間内に於いて信号反転を生じる
ことがなく、ノアゲート４２の出力が“１”とな
るから、結局、端子４３よりエラー検出信号
（RER）を得ることが出来る。さて、ラツチされた量子化出力は、パルス発生
回路５０に入力され、以つて量子化された信号反
転間隔に対応した数のパルスがこのパルス発
生回路５０から出力される。本実施例に於けるパ
ルス発生回路５０はナンドゲート５１，５２，５
３及びノアゲート５４より構成されている。₄
が“１”の期間はノアゲート５４の出力は“０”
となるから、ナンドゲート５３の出力は“１”の
ままで、何等変化しない。また、C₇が最初に
“１”となつた後は、C₇，C₈，C₉の何れかが
“１”となるのでノアゲート５４の出力は“０”
となるから、ナンドゲート５３の出力は“１”の
ままである（第８図参照）。従つて₄が“０”に
反転してからC₇が最初に“１”となるまでの期
間即ち、ノアゲート５４の出力が“１”の期間に
ついて、ナンドゲート５３の出力の変化状態を考
察すれば良い。 (a) L₂＝１、L₃＝L₄＝０のとき L₃＝０であるから、ナンドゲート５１の出
力は“１”のままである。従つて、ナンドゲー
ト５２，５３の出力は第１０図図示の如く変化
し、以つて、２個のパルスが得られる。 (b) L₂＝L₃＝１、L₄＝０のときこの場合、ナンドゲート５１，５２，５３の
出力は第１１図図示の如く変化するので、前述
(a)項の場合と同様に２個のパルスが得られ
る。 (c) L₃＝１、L₂＝L₄＝０のとき L₂＝０であるからナンドゲート５２の出力
は“１”のままである。従つてナンドゲート５
１，５３の出力は第１２図図示の如く変化し、
以つて３個のパルスが得られる。 (d) L₄＝１、L₂＝L₃＝０のとき L₂＝L₃＝０であるからナンドゲート５１，
５２の出力は共に“１”のままである。従つ
て、ナンドゲート５３の出力はC₄の変化に応
答して第１３図図示の如く変化し、以つて４個
のパルスが得られる。尚、ラツチされた量子化出力L_FRが“１”の場
合には、(d)項の場合と同様にして４個のパルス
NCが得られるが、この際には前述した如く端子
４１よりフレーム同期信号（RFR）が得られる
ので、斯かる４個のパルスがデジタルデータ
の復調に利用されることはない。斯様にして量子化された信号反転間隔（2To、
3To、4To）に対応して２個、３個、若しくは４
個のパルス発生回路５０より出力される。さて、パルス発生回路５０より出力されるパル
スはデータとクロツクを作成する為の回路６
０に入力される。この回路６０は３個のフリツ
プ・フロツプ回路６１，６２，６３及びナンドゲ
ート６４より構成されている。JK・フリツプ・
フロツプ回路６１のＪ・Ｋ端子はハイレベルに保
持されており、パルスがクロツクとして入力
されているので、回路６１のＱ、出力はパルス
NCの立下りに応答して夫々反転する。即ち、パ
ルスが２分周されることになる。JK・フリツ
プ・フロツプ回路６１の出力を端子６５より取
出し、これをクロツク（RCL）とする。JK・フ
リツプ・フロツプ回路６１はナンドゲート６４の
出力M₃にてリセツトされ、以つてクロツク
（RCL）の極性の初期値化が為される。即ち、ナンドゲート６４にはパルスX₃及びラ
ツチ出力L₄が入力されており、ラツチ出力L₄が
“１”となるのはデジタルデータ信号のパターン
が（１、０、１）となつたときのみであるから、
この特定パターンを利用してパルスM₃を作成し、
以つてこのパルスM₃にてJK・フリツプ・フロツ
プ回路６１をリセツトしてクロツク（RCL）の
極性を初期値化し、クロツクとデータの同期をと
るのである。一方、Ｄ・フリツプ・フロツプ回路
６２はパルスM₁にてセツトされてそのＱ出力が
“１”となる。Ｄ・フリツプ・フロツプ回路６２
のデータ入力は接地されているから、Ｑ出力はク
ロツクとして入力されるパルスの立上りに応
答して“０”にリセツトされる。従つてＤ・フリ
ツプ・フロツプ回路６２のＱ出力M₂は、第７図
に示す通りとなる。Ｄ・フリツプ・フロツプ回路
６３にはＤ・フリツプ・フロツプ回路６２のＱ出
力M₂がデータ入力として、またJK・フリツプ・
フロツプ回路６１のＱ出力がクロツク入力として
夫々印加される。従つてパルスM₂はクロツクの
立上りにてラツチされることになり、このラツチ
出力即ちＤ・フリツプ・フロツプ回路６３のＱ出
力が端子６６より導出され、これがデータ
（RDA）となる（第７図参照）。依つて第７図に
より明らかな通り、Ｄ・フリツプ・フロツプ回路
６３のＱ出力をデータ（RDA）とし、クロツク
（RCL）をその立上りで作動するクロツクとすれ
ば、元のデジタルデータ信号を復調することが出
来る。このデジタルデータ信号は時間軸は変動し
ているが、データ（RDA）とクロツク（RCL）
との関係に於いて元のデジタルデータ信号が正し
く復調されることが分る。尚、Ｄ・フリツプ・フロツプ回路６２のＱ出力
M₂をデータ（RDA）とし、クロツク（RCL）を
その立下りで作動するクロツクとするかまたは
JK・フリツプ・フロツプ回路６１のＱ出力をそ
の立上りで作動するクロツクとしても元のデジタ
ルデータ信号を正しく復調することが出来る。次に制御信号の復調について説明する。制御信
号が１種類のみ即ちフレーム同期信号のみの場合
には端子４１より取出される信号を再生フレーム
同期信号として利用出来ることは既に述べた通り
である。さて、第３図に於いて説明した如く、制御信号
の種類が３種類の場合に於ける復調回路について
説明する。今、３種類の制御信号をFL_-1，FL_-2，
FL_-3とし、FL_-1の場合には区間１６をFL_-2の場
合には区間１５をFL_-3の場合には区間１４を
夫々“１”とした場合について、制御信号の復調
回路７０を示す第１４図を参照して更に詳述す
る。端子４１，６５，６６は第６図に示す端子と
同一のものであり、端子４１より信号反転間隔
（8To）の制御信号（RFR）が、端子６５よりク
ロツク（RCL）が、端子６６よりデータ（前述
した制御特定信号も含む）が夫々出力される。
今、ラツチ信号L_FR即ち制御信号（RFR）が
“１”となると、これがインバータ７１を介して
シフトレジスタ７２のクリア端子に入力され、各
出力端子Q_A，Q_B，Q_C，Q_Dは全て“０”にクリア
される。この結果、インバータ７３の出力は
“１”となり、復調クロツク（RCL）はアンドゲ
ート７４を介してシフトレジスタ７２のクロツク
入力端子に入力される。第３図に示す如くラツチ
信号L_FRが“１”から“０”に変化した後、再生
クロツク（RCL）の立上りにて判定される再生
データ（RDA）は区間１３に対応した“１”の
データであり、このクロツク（RCL）の立上り
にてシフトレジスタ７２のQ_A出力は“１”とな
る。続いて区間１４，１５，１６のデータがクロ
ツク（RCL）の立上りに同期して順次シフトレ
ジスタ７２に入力される。区間１３に対応した
“１”のデータQ_D端子に移されたとき、アンドゲ
ート７５，７６，７７を介してシフトレジスタ７
２の各出力Q_A，Q_B，Q_Cが夫々制御信号FL_-1，
FL_-2，FL_-3として各端子７８，７９，８０に出
力される。第３図に示す実施例に於いては区間１
６が“１”であるからQ_A出力が“１”となり、
制御信号FL_-1が端子７８より復調されることに
なる。その後、次のクロツク（RCL）がシフト
レジスタ７２に印加されると、出力端子Q_Eが
“１”となり、アンドゲート７４，７５，７６，
７７が全て非駆動状態となり、初期状態に復帰す
る。以上の説明に於いては制御信号の３種類の制
御特定信号に対応して区間１４，１５，１６の何
れか１つを“１”としたが、制御特定信号を２進
数値コードとして与えた場合には当然シフトレジ
スタの出力Q_A，Q_B，Q_Cをデコード回路に入力し
てデコード化する必要がある。さて、以上の説明はMFM変調されたSCI信号
の復調回路であつたが、次にFM変調されたSCI
信号の復調回路について説明する。この場合、信
号反転間隔は（To）か（2To）の何れかであり、
（To）に量子化された場合にはラツチ信号出力L₁
に基いて１個、（2To）に量子化された場合には
ラツチ信号出力L₂に基いて２個のパルスが発
生される。第１５図はFM変調の場合に於けるク
ロツク作成回路９０であつて第６図図示の回路６
０に替わるものであり、第１６図はタイムチヤー
トである。FM変調の場合には、パルスX₃とラツ
チ信号出力L₂が入力されるナンドゲート９１の
出力を利用してJKフリツプ・フロツプ回路９２
がリセツトされ、このJK・フリツプ・フロツプ
回路９２にてパルスが２分周されて出力が
クロツク（RCL′）となる。そしてラツチ信号出力L₁をデータとし、クロ
ツク（RCL′）をその立上りで作動するクロツク
とすれば、元のデジタルデータ信号が復帰される
ことは第１６図から明らかである。以上詳細に説明した通り、本発明はSCI信号の
信号反転間隔を測定し、この測定結果に基いてデ
ータとクロツクを作成し、以つてこのデータとク
ロツクから元のデジタルデータ信号を復調する構
成としたものであり従来の如く時定数要素を含む
P.L.L.を利用しないものであるから温度変化、経
時変化、電源変動等の影響を受けることがなく、
安定な復調をすることが出来る。またピークシフ
ト等により誤動作することもなく、更に大きな外
乱に対してもその外乱がおさまれば、直ちに正常
な状態に復帰することが出来る等の多くの利点を
有する。更に、デジタルデータ信号に対する信号
反転間隔とは相違する信号反転間隔にて変調され
た制御信号も、その信号反転間隔の測定結果に基
いて簡単に再生出来、且つデジタルデータ信号と
の区別も容易なものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は各種変調方式によるSCI信号の記録時
の電流波形図、第２図はデジタルデータとフレー
ム同期信号の関係を示す図、第３図はフレーム同
期信号に関連したタイムチヤート図、第４図は
FM変調されたSCI信号とこのSCI信号から再生
される再生クロツクのタイムチヤート図、第５図
は同じくMFM変調の場合のタイムチヤート図、
第６図は本発明にかかるMFM変調されたSCI信
号の復調回路のブロツクダイヤグラム、第７図、
第８図、第９図は第６図図示の復調回路の動作の
説明に供するタイムチヤート図、第１０図、第１
１図、第１２図、第１３図はパルス発生回路の動
作の説明に供するタイムチヤート図、第１４図は
複数種類の制御信号の復調回路を示すブロツクダ
イヤグラム、第１５図はFM変調されたSCI信号
の復調回路に利用されるクロツク作成回路のブロ
ツクダイヤグラム、第１６図はFM変調された
SCI信号の復調回路の動作の説明に供するタイム
チヤート図である。１０は測定回路、４０はラツチ回路（出力回
路）、６０はクロツクとデータを作成する回路。

Claims

【特許請求の範囲】１（１、０）のデジタルデータ信号をその信号
反転間隔が複数種類の所定間隔となるMFM変調
すると共に制御信号をその信号反転間隔が前記複
数種類の所定間隔とは異なる所定間隔となるよう
に変調することにより得られる矩形波パルス列に
て構成されたセルフクロツキング情報信号の復調
回路であつて、前記矩形波パルスの信号反転間隔
を測定する測定回路と、この測定回路にて測定さ
れた信号反転間隔に対応する２、３又は４個のパ
ルスを選択的に発生するパルス発生回路と、前記
パルス発生回路から出力されるパルスを1/2分周
することにより、クロツクを作成する分周回路
と、矩形波パルスの信号反転に応答して立上り、
前記分周回路より出力されるクロツクに応答して
立下ることによりデータM₂を作成するデータ作
成回路と前記測定回路にて測定された前記制御信
号に対応する前記反転間隔に基いて再生制御信号
を出力する出力回路とよりなり、前記データM₂又は前記データM₂を前記クロツ
クにてラツチしたラツチデータ（RDA）を前記
クロツクにて読出すことにより元のデジタルデー
タ信号を得、前記出力回路より再生制御信号を得
る構成としたセルフクロツキング情報信号の復調
回路。２（１、０）のデジタルデータ信号を信号反転
間隔が１対２となるFM変調すると共に制御信号
をその信号反転間隔が前記複数種類の所定間隔と
は異なる所定間隔となるように変調することによ
り得られる矩形波パルス列にて構成されたセルフ
クロツキング情報信号の復調回路であつて、前記
矩形波パルスの信号反転間隔を測定する測定回路
とこの測定回路にて測定された信号反転間隔に対
応する１又は２個のパルスを選択的に発生するパ
ルス発生回路と、前記パルス発生回路から出力さ
れるパルスを1/2分周することによりクロツクを
作成する分周回路と、前記測定回路の出力をラツ
チすることにより前記測定回路が信号反転間隔
“１”を測定したときハイレベルとなるデータを
作成するデータ作成回路と前記測定回路にて測定
された前記制御信号に対応する前記反転間隔に基
いて再生制御信号を出力する出力回路とよりな
り、前記データを前記クロツクにて読出すことによ
り、元のデジタルデータ信号を得、前記出力回路
より再生制御信号を得る構成としたセルフクロツ
キング情報信号の復調回路。