JPS63263470A - フアラデー効果により交流を測定する装置のスケール係数の更新方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 免ｉへ１【た１ 本発明は、交流の測定に係り、特に電力を粘送及び分配
する送ｔ１ｉｌに適用され、ファラデー効果（光波に基
づく）を使用することにより、測定回路の電気導体を高
圧のすぐ近傍に配置する必要をなくすものである。

発１ｆｆｉと１Ｆ− ファラデー効果は磁場の存在下で電磁波及び材料媒体の
間の相互作用によって生じる磁気−光字効果である。

所定の材料媒体は、電磁波と同一方向の磁場に置かれる
と、ノンレシプロカルな誘導円形複屈折の形態の光学活
性をボし、即ち電磁波は右旋性偏光であるか左旋性偏光
であるかによって異なる速度で媒体中を伝播する。

ファラデー効果を利用して電流を測定するには、一方が
右旋性であり他方が左旋性である２つの円偏光波の和と
見なされ得る直線偏光波を使用し、偏光計又は干渉計に
より偏光面の方向の位相ずれを測定するか、あるいは両
方とも左旋性又は右旋性円偏光である２つの逆伝播光波
を使用し、所謂サニヤック干渉計により位相ずれを測定
する。

単−直線偏光波又は２つの逆伝播円偏光波のどちらの場
合も、ファラデー効果による位相ずれ角度δΦは、以下
の文中ではファラデー効果効率係数と呼称されるに１を
比例係数として、測定すべき電流の瞬間値Ｉに比例する
。

δΦ−ｋｌ　ｌ　＝　ａＶＮＩ 式中、ａは直線偏光波のときｌ、逆伝播円偏光波のとき
２であり、■はヴエルデ定数であり、Ｎは測定すべき電
流が流れる導体の周囲を光波が回転する巻数を表す。

２つの光波の間のうなりを使用する干渉計では、測定す
べき電流は２つの光波を加えることにより得られる光学
出力Ｐ、即ち Ｐ＝Ｐ１＋Ｐ２＋２／’ｎＰ２　ｃｏｓδΦ（ここでＰ
ｉ及びＰ２は２つの光波の夫々の光学出力である）、換
言するなら Ｐ＝Ｐ１＋［’２＋２ｒＦ丁ＴＦｉｃｏｓ　ｋｌｌに比
例するので、該電流の瞬間値の余弦関数である信号が光
検出器の出力に得られる。

この出力信号は一般形： ｋｏ＋に２°ｃｏｓｋｌｌ （ｋｏは定数であり、ｋ２’はスクール係数と呼称され
る係数である）で表される。従って小電流範囲では、実
際には最高の精度が所望されるのも拘わらず、変化法則
の感度はゼロである。この欠点を解消するために、正弦
法則に従う出力信号を得るように干渉計条件を変（ヒさ
せる試みが為されている。

具体的には仏国特許公開明細書第２４６１９５６号を参
照することができ、この明＃ｊＩ書は、測定すべき電流
の瞬間値の正弦関数である振幅を有する成分を含む出力
信号を有するサニヤック干渉計でファラデー効果により
電流を測定するための装置について記載している。出力
信号のこの特性は、干渉ｚ１に複屈折現象を生じて干渉
計ループを流れる２つの逆伝播光波の間の位相ずれ角度
を変調することにより得られ、該複屈折現象は（補助巻
線を流れる電流を変調することにより）ノンレシプロカ
ルとしてもよいし、あるいは弾性−光学効果又は弾性−
音響効果により２つの逆伝播波に大きさが等しく且つ異
符号の瞬間位相ずれを生じるように、干渉計ループの共
鳴周波数の２分の１（干渉計の固有周波数と呼称する）
でパルスされるレシプロカルでもよい。

これらの複屈折現象（レシプロカルであるかないかに拘
わらず）を加えると、干渉計から発生される２つの光波
により与えられる光学出力Ｐの式を次のように変形する
効果がある。

Ｐ　＝　ｒ’ｌ　＋　ｒ’２　＋　り「而ｃｏｓ［δΦ
＋２αｃｏｓ（２πｆＬ＋β）］この光学出力Ｐは多く
の成分を含む周波数スペクトルを有しており、これらの
成分には特に直流成分、小さい電流範囲で最大の変化を
有するｓｉｎδΦに比例する変調周波数ｆの成分、及び
ｃｏｓδΦに比例し且つ測定すべき電流を相殺する変調
周波数ｆの２倍の成分が含まれる。

干渉計からの出力信号の周波数ｆの成分は他の成分から
分離され、 ｋ２５ｉｎ（ｋｌ　Ｉ） （ｋ２は新しいスケール係数である）の形を有する信号
を午えるために同期的に復調される。このスケール係数
に２は面述のスケール係数に２’と同様に、測定ループ
の各種の要素のドリフト、特に干渉計ループを通る２つ
の逆伝播波を誘導するビームを発生ずる光源により発生
された光学出力の変化に怒受性であり、従って測定精度
が著しく不正確であるという欠点がある。

この問題を解決するために上記仏国特許公開明細書は、
ファラデー効果により測定すべき電流に２７Ｎ導される
位相ずれδΦを相段するように調整可能な参照電流を補
助コイルに流し、補助コイルにより発生される参照磁場
に干渉計ループを置くことにより、ゼロ方法を使用する
ことを提案している。

このゼロ方法は、補助コイルの作成が困難であるため、
測定すべき高圧電流用電流測定逓減装置で実施するのは
非常に困難であるという欠点がある。光ファイバーの巻
数に補助コイルの電気導体巻数を乗じた積は、測定すべ
き電流と参照電流との間にあるべき約１０００００の逓
減比に比例する。

本発明の目的は高圧電流を測定するための逓減測定装置
を法外でない費用で作成できるように、ゼロ方法を使用
せずにスケール係数による測定の不正確さを解消するこ
とである。

免１へ１法 本発明は、干渉計で利用されるファラデー効果により交
流を測定する電流測定装置のスケール係数を行進する方
法に係り、該干渉計は干渉計を通る光波にファラデー効
果により生じる位相差の正弦又は余弦にスケール係数に
２の比で比例する周波数スペクトル成分を含む光学出力
を有する出力光ビームを発生し、該位相差自体はファラ
デー効果効率因子に１の比で測定すべき電流の瞬間値に
比例し、光ビームは光検出器により受け取られ、該成分
は関連する電子回路により光検出器から抽出され、干渉
計からの出力信号５（ｔ）を構成し、該方法は、干渉計
の出力信号５（ｔ）、測定すべき交流のファラブー効果
効率係数に１の値及びスケール係数に２の値から、測定
すべき交流電流のピーク値！１を決定し、ゼロ以外の連
続する２つの別個の値Ｉ２１及び１２２をとる試験直流
により生成される補助ファラデー効里を、ファラデー効
果効率係数に３で測定すべき交流によるファラデー効果
に加えることにより、振幅の異なる２つの連続的摂動を
形成し、該２つの摂動に応答して干渉計からの出力信号
の直流成分ｓｏｌ及びｓｏ２を記憶し、式（３０１−ｓ
ｏ２）バＪＯ（ｋｌ。

１１＞［５ｉｎ（ｋ３Ｉ２１）−ｓｉｎ（ｋ３Ｉ２２）
］）（ここでＪＯは第一種のゼロ次のベッセル関数であ
る）により与えられる新しいスケール係数に２を採用す
ることから成る。

好ましくは、この方法はファラデー効果により生じる角
位相差ｋｌ　１１を約１０°以下にするように、測定す
べき交流が十分隊際間だけ使用される。

ファラデー効果により交流を測定するある種の装置は、
測定すべき交流よりも高い周波数の線を含む変調スペク
トルを有する光学出力を有する出力光ビームを発生する
変調光波干渉計を備えており、語線はスケール係数と呼
称される比例係数でファラデー効果による位相差の正弦
に比例する振幅を有しており、干渉計の出力信号を提供
するべく関連する電子回路により光検出器の出力で抽出
される。このような装置では、スケール係数更新法、よ
り一般には測定すべき電流を決定する度に、干渉計の出
力信号をもたらす線を消滅させるように変調を周期的に
中断し、該出力信号の残留値３干渉計の出力信号のゼロ
ドリフトの修正項として使用すると有利である。

以下、添付図面を参考にして本発明の詳細な説明する。

１肘匠 以下に説明する装置は、高圧設備で交流を測定するため
に使用するように構成されている。

第１図は原理図を表す。高円形複屈折を有する単一モー
ド光ファイバー１０は測定すべき交流■１ｓｉｎ　ｗｔ
が流れる電気導体１１に１回以上巻き付けられている。

コヒーレント光源１２は２分の１波長板１３により偏光
角の調整が可能な直線偏光ビーム２０を発生する。この
直線偏光ビームはビームスプリッタ−１５、偏光子１６
を通り、ビームスプリッタ−１７により夫々直線偏光を
有する２つの光波２１及び２２に分割される。

光波２１は位相変ｍ　Ｗ”ｉｔ　１８．４分の１波長板
２３を通り。

レンズ２４により光ファイバー１０に注入される円偏光
を有する光波２１°を形成し、導体１１の周囲を伝播後
、別のレンズ２５を通って光ファイバーから出、ファラ
デー効果の不在下にビーム２１及び２２と同一、の偏光
面を有する直線書目光を再現するように配置された４分
の１波長板２６を通る。４分の１波長板２６を離れた後
、ビームは変調器１８に対して逆位相に動作するように
制御された位相変調器１９を通り、次にビームスプリッ
タ−１７、偏光子１６を通り、ビームスプリッタ−１５
により゛反射されて光検出器１４の３知表面にあたる。

光波２２は同一通路をたどるがその方向は逆であり、換
言するなら変調器１９．４分の１波長板２６、ファイバ
ー１０．４分の１波長板２３、変調器１８を順次通り、
ビームスプリッタ−１７で反射され、偏光子１６を通り
、最後にビームスプリッタ−１５により反射された後、
光検出器１４に到達して上記光波と干渉する。

こうして単一ビーム２０は２つの円偏光波を生じ、これ
らの波は場合によって両名とも右旋性又は左旋性であり
、光ファイバー１０により構成される材料媒体中を導体
１の周囲に逆方向に１回以上回転する。

光ファイバー１０はまず第一に非常に高い円形複屈折を
備え、第二に機械的振動を３受しないように構成される
。このためには、ファイバーを撚合わせ、これにシリコ
ーンゲルを被覆する。ファイバーの曲率半径は曲げ応力
に関連する直線複屈折効果を最小にするようにできるだ
け大きくする。

光フアイバー１０以外の光学素子は、測定すべき電流の
高電位からなれて配置されたコンパクトな光学サボー１
〜に物理的に配置されている。光ファイバー１０は接続
部又は溶接部をもたず且つ測定すべき電流の電気導体の
周囲及び導体と光学サポートとの間の通路に円偏光を良
好に維持するのに適した連続伝播媒体を構成する。

導体１１を流れる電流Ｉｔ　ｓｉｎ　ｗｔは、逆伝播光
波が電流に比例する相対位相ずれδΦ： δΦ＝ｋｌ　Ｈｓｉｎ　ｗｔ を受けるように光フアイバー１０中にノンレシプロカル
複屈折を生じる。

これらの２つのビームは同一の光＋通路をたどるため、
光検出器１４で干渉し、電流及び変調の不在下で最大の
光学出力を発生する。

位相変調器１８及び１９は干渉計の固有周波数を越える
ことなくこの周波数にできるだけ近い値に選択された周
波数ｆ２の正弦的に変化する電圧により逆位相に制御さ
れる。

こうして変調器１８及び１９は大きさが等しいが異符号
で周期的振幅を有する位相ずれを２つの逆伝播波に常に
生じ、これらのずれはファラデー効果による位相ずれδ
Φに加えられる。これらの位相ずれは形成されるビーム
の光学出力Ｐの式を次のように変形する。

（２）　　Ｐ＝ＰｌモＰ２＋２４１］可ｃｏｓ［δΦ十
αｃｏｓ（２πｆ２ｔ＋β）］ここでαは位相変調の深
さを表す係数である同時に、コヒーレンＩ・光源１２か
らの光字出力はｒ２よりやや大きい周波数ｒ１で正弦的
に振幅変調され、干渉計に入射する光ビームの出力Ｐ１
及びＰ２を次のように変化させる。

Ｐ１＝Ｐｏｌ（１＋ｍ　ｓｉｎ　２πｆｌｔ）Ｐ２＝Ｐ
ｏ２（１＋ｍ　ｓｉｎ　２πｆｌｔ）ここでＰｏｔ及び
Ｐｏ２は定数、鴨は干渉計からの出力ビームの光学出力
Ｐが関係式： ％式％ ）］） を満足するような振幅変調の深さである。

この式をベッセル関数により数学的に分析すると、干渉
計からのビームの出力Ｐは、Ｐ波及び復調により分配さ
れ得且つファラデー効果による位相ずれδΦの正弦に比
例する出力Ｐ′：（４）　Ｐ’　＝１／２　ｍＰｏＪｌ
（α）ｓｉｎδΦｓｉｎ［２π（［１−［２）ｔ＋φ］
（Ｊｌは第一種の一次のベッセル関数である）を有する
周波数Ｎ−［２の線を含む調波が非常に多い周波数スペ
クＩ・ルを有することが理解されよう。

周波数合成発生器３０は光源１２により発生された出力
を振幅変調する周波数ｒ１の制御卸信号、位相変調器１
８及び１９を制御する周波数ｆ２の制ｔｉ信号、並びに
同期検出回路３２の周波数ｒｔ−ｒｚのクロック信号を
発生する。

光学検出器１４からの出力信号は増幅及びＰ波後、同期
検出回路３２の入力に注入され、該回路に続いて配置さ
れた増幅及びｒ波回銘３３は、小さい電流範囲で最大の
感度で測定すべき電流を搬送する出力信号５（ｔ）を発
生するが、これは信号の振幅がファラデー効果により形
成される位相ずれ角度の正弦、従って、測定すべき電流
１１の正弦に比例するからである。

（５）　　５（ｔ）＝に２５ｉｎ（ｋｌ　ｒｌ　ｓｉｎ
　ｗｔ）（６）　　Ｉｌ　ｓｉｎ　ｗｔ＝　（１／ｋｌ
）＾ｒｃ　ｓｉｎ　（ｓ（Ｌ）／に２）二重変調法によ
り、干渉計の固有周波数よりも著しく低い周波数Ｎ（２
で同期復調を実施することができ、従って、検出器の物
理的横道を単純にすることができ、またファイバーは伝
播モード結合の原因となる機械的摂動に感受性であるの
で干渉計ループの単一モード光ファイバー１０の長さを
最小にすることができるという二重の利点が得られる。

この結果、ファイバーの長さが１つの装置と別の装置の
間で異なり、干渉計の固有周波数が変化する場合でも、
位相変調周波数ｆ２の変化を生じるこの変化は振幅変調
周波数ｒ１の対応する変化により相殺され得るので、中
間周波数ｆＯを一定に維持することにより、同期検出回
路３２の下流に配置された信号処理困難部分を原型化す
ることも可能になる。

第２図は、高圧交流電力線に適用される電流測定装置の
構成要素の好適配置を示している。第２図は、絶縁基４
１により支持された測定ヘッド４０及び底部サポート４
２を示している。

測定ヘッド４０及び絶縁基４１は高圧設備に必要な高度
の電気的絶縁を提供するように設計された中空内部容積
を規定しており、例えば六フッ化硫黄ＳＦ６のようなガ
スを充填され得、絶縁基４１自体は磁器又は合成材料か
ら形成される。

絶縁基４１の底部サポート４２は光学サポート４３、以
下にコト明するような機能を有する２つの補助電気コイ
ル４４及び４５、並びに電子回路４６を含んでいる。

塔４１は本質的に、両端が底部サポート４２に１１１達
するように光ファイバーを含む絶縁ケーブル４７が螺旋
状に巻き付けられた中心絶縁ポール４９と、補助電気コ
イル４４及び４５の静電遮蔽を構成するコロナ防止金属
隔壁４８とを含んでいる。

測定ヘッド４０は、測定すべき交流が流れる電気導体１
１を包囲するスリーブを含んでおり、光ファイバーを含
む絶縁ケーブル４７の中央部分がこれに巻き付けられて
いる。スリーブ５０は振動を機械的に濾過する１街装置
５１により測定ヘッドのハウジングに固定されている。

絶縁ケーブル４７は非常に低い真性複屈折を有する！ｉ
ｉ−モード光ファイバーを含んでおり、該ファイバーは
非常に高い円形複屈折を得るように撚合わせられており
、優れた誘電体及びｉ械的振動の良好な榎街体を構成す
るシリコーンゲルで被覆することにより一定状態に維持
されている。サニヤック干渉性ループを構成するこの光
ファイバーは底部サポート４２に配置された光学サポー
ト４３を離れると補助電気コイル４４を直線状に通り、
絶縁基４１の中心ポール４９に螺旋状に巻き付けられ、
測定ヘッド４０に到達して絶縁スリーブ５０に数回巻き
付けられた後、絶縁基４１の中心ポール４９に再び巻き
１寸けられ、底部サポート４２に戻り、補助電気巻ｔｊ
Ａ４５を直線状に通り、光学サポート４３に戻る。

光学サポート４３は光源５５と、直ｍ偏光単一モード方
向性結合器５６と、′偏光子、方向性結合器及び位相変
調器の機能を行う集積光学技術回路５７と、４分の１波
長板として機能する２つの光フアイバーループ５８及び
５８′とを含んでいる。光学サポートは気候及び機械的
保護を提供する熱安定的に制御゛された囲障内に収容さ
れており、方向性結合器からの２つの出力分岐５９及び
６０を構成するマルチモード光ファイバーを介して電子
回路４６に光学的に結合されており、これらのリンクは
伝播される唯一の有効な情報が光学出力情報であるので
マルチモードファイバーにより構成される。集積光学技
術回路５７及び光源５５の電気制御を電子口Ｆ！？１４
６に接続するためには、電気コネクタを使用する。

第３図は、電子回路４６及び該電子回路と光サポート４
３との接続を示す。

電子回路４６は、干渉計を通る２つの逆伝播光波の振幅
変調及び位相変調を提供するために必要な電気信号を発
生する送信部分、干渉計からの２つの逆伝播光波の間の
うなりから測定すべき電流の正弦に比例する信号を抽出
するための受信部分、自動較正部分、受信信号をディジ
タル処理して自動較正部分を制御し、電流測定値を装置
の外部に伝送し、場合によっては該測定値を外部時間基
準に同期させる部分、電子回路４６の電源６５及び光学
サポート４３の温度調節を含むサービス部分から構成さ
れる。

電子回路４６の電源６５はチョッパー型である。該電源
は必要な種々のバイアス電圧を発生し、電子回路４６と
外部直流電源からの電気ケーブル６６との間に顕著な金
属絶縁を提供する。

光学サポート４３の温度制御は光学サポート４３に集積
された温度測定素子及び加熱禦子６８に結合された調節
ブロック６７により確保される。

送信部分は光源５５の出力を変調するための変調器７０
と、周波数合成発生２５７１とを含んでいる。変コｑｇ
：；７０は光源５５に結合された方向性結合器５６から
の出力を構成する光ファイバー５９に接続された光検出
器７２を含む帰還ループにより安定化される。

該変調器は周波数合成発生器７１の出力に結合された変
調搬送波入力と、受信部分の信号をディジタル処理する
ための部分のプロセッサ８３に結合された阻止入力とを
備えている。

周波数合成発生器７１は周波数ｆ１を発生し且つ出力変
調器７０に結合された第１の出力と、集積光学技術回路
５７の光位相変調器を制御するべく周波数ｒ２を発生す
る第２の出力と、受信部分の同期復調回路７４に周波数
（［１（２）を発生する第３の出力とを有している。該
発生器は受信信号をディジタル処理するための部分のク
ロック回路８５により制御される同期入力を有している
。

受信部分は同期復調回路７４を含んでおり、該復調器の
前には干渉３Ｉに結合された方向性結合器５６の出力を
構成する光ファイバー６０に結合された光検出器７６の
出力に接続された増幅及びフィルター回路７５が配置さ
れており、その後には別の増幅及びフィルター回路７７
並びにアナログ−ディジタル変換器７８が配置されてい
る。

干渉３Ｉからの２つの逆伝播光ブームの間のうなりを受
け取る光検出器７６は、受け取った光学出力に比例する
出力信号を発生するが、これは、式（３）に示したよう
に周波数ｆ１の振幅変調及び周波数ｆ２の位相変調によ
り式： ％式％［ ）］） この信号は回路７５によりｒ波及び増幅され、次式（式
４）： ％式％） に比例する周波数Ｎ−［２の成分を抽出し、同期復調回
路７４に加えて回路７７によりｒ波及び増幅し、次式（
式５）： ％式％ の電流測定信号５（ｔ）を発生する。

この信号は、受信信号をディジタル処理するための部分
の制（１下のサンプルアンドホールド回路と、従来技術
に従って例えば連続近似により動作するアナログ−ディ
ジタル変換装置とを含むアナログ−ディジタル変換器６
７によりサンプリング及びディジタル化される。

自動較正部分は補助コイル４４及び４５に給電し、ディ
ジタル−アナログ変換器８１を介してディジタル処理部
分から直流基準信号を受け取り、ディジタル処理部分の
制御下のサンプルアンドホールド回路を含むアナログ−
ディジタル変換器８２を介してディジタル処理部分に電
流の測定値を送るための直流発生器８０を含んでいる。

受信信号をディジタル処理するための部分は、信号処理
プロセッサ８３、通信プロセッサ８４及びクロック回路
８５を備えている。

信号処理プロセッサ８３は受信部分により提供された信
−号から測定すべき電流の測定明示値Ｉｆ　ｓｉｎｗｔ
を抽出し、自動較正部分の動作を制御し、周期的修正を
スケール係数に２に加える。

通信プロセッサ８４は例えばＩＩＤＬｃ型の高安定性標
準化プロトコールを使用して信号処理プロセッサ８３に
より発生される電流の瞬間測定値をコード化し、シリア
ル形に変換し、ディジタル形で伝送する。外部への伝送
は発光ダイオード８６、及び測定装置の出力を構成する
単一モード又はマルチモード光ファイバー８７を介して
実施される。

クロック回路８５は光ファイバー８８ｆ−介して外部同
期信号を受け収る。該回路は信号処理プロセッサ８３及
び通信プロセッサ８４の動作、及びアナログ−ディジタ
ル変換器７８及び８２により実施されるサンプリングを
外部同期信号で同期化し、従って各位相で電流の瞬間測
定を同時に行うことが重要な多相送電網に適用する場合
に、複数の測定装置をパラレルに使用することができる
。該回路はまた、送信部分の周波数合成発生器７１によ
り使用される安定なりロック信号を発生し、周波数ｆ１
及びｆ２の変調ｍ送波、並びに同期復調回路７４を適正
に動作させるように適当な位相位置に配置された周波数
ｆ１−１２の復調搬送波を生成する。

信号５（ｔ）から測定すべき交流の瞬間値を明示的に抽
出するために、信号処理プロセッサ８３は、逆正弦関数
の定義表、係数値に１及びに２、並びに適当なアルゴリ
ズムにより、次の計算を実施する。

（１／ｋｌ）＾ｒｃ　ｓｉｎ　（ｓ（ｔ）／に２）測定
すべき電流のファラデー効果効率係数ｋｌの値は、上述
のように基本パラメーターＶ（ヴエルデ定数）及びＮ（
測定すべき電流が流れる導体周囲を回転する光波の巻数
）に依存し、これらの基本パラメーターは変化してもよ
い。係数の６αは測定ループの初期較正により設定され
る。

スケール係数に２の値は、測定ループの各種の要素のド
リフＩ・、特に光源５５により発生される光学出力の変
化に応じて変化する。この値はゼロドリフト誤差ε０及
び比のドリフト誤差ε１を受けるので、測定すべき瞬間
電流の正確な値は実際には（１／ｋｌ）　　＾ｒｅ　　
ｓｉｎ　　［（ｓ（ｔ）−ε０）／（ｋ２−　ｅ　１）
コとなる。

ゼロドリフト誤差ε０は交流が直流成分を含まない限り
受信部分の信号Ｓ（【）の直流成分と見なされ得る。ｆ
ｆｊってゼロドリフト誤差は、測定すべき交流が直流成
分を含まないと仮定される短い時間（例えば１．２　Ｉ
ｎより小さいとき、高圧電流逓減システムで）信号５（
Ｌ）をディジタルＰ波することにとより信号処理プロセ
ッサ８３により決定され、測定すべき交流の周波数に比
較して低い速度で更新される。上記例では、ゼロドリフ
ト誤差は交流胴の５０１１ｚ又は６０Ｉｌｚの周波数に
比較して非常に低い０．００１１１ｚの回帰周波数で約
１〜２秒の開信号５（ｔ）をディジタルＰ波することに
より決定される。

ゼロドリフト誤差ｔｏを決定するこの方法は、誤差εＯ
の振幅を監視することにより測定すべき交流の障害直流
成分を監視するためには好適であるが、上記測定装置の
場合、より御飯的には干渉３Ｉを通る光波を変調する装
置の場合では、存在し得る直流成分の影響を受けない別
の方法を使用するほうが好ましい。このような測定装置
では、出力ｆ３号は測定すべき交流よりも高い周波数の
線から発生され、語線は干渉計からのビームの光学用カ
スベク１−ルから分離されている。変調を中断すること
によりこの線を除去すると、測定ループの要素のゼロド
リフトのみによる残留値を出力に出現させることができ
る。

ゼロドリフト誤差ε０を決定するこの別の方法によると
、信号処理プロセッサ８３は測定すべき電流の瞬間値の
測定を短時間停止し、振幅変調２＝７０を３Ｉ！断し、
こうしてこの信号が振幅変調指数用（式４〉に比例する
信号５（ｔ）を受信部分から消滅させ、測定ループの各
要素のゼロドリフト誤差ε０に対応する残留値を出現さ
せる。この短かい時間、信号処理プロセッサ８３は先行
時間の間記すされていた測定すべき交流の瞬間電流値を
通信プロセッサ８４に伝送する。この短時間の測定の停
止は、測定すべき交流の周期に比較して非常に低い回帰
周波数で実施され、また検出される電流に高い値がない
ためライン障害の出現の危険が最小化するような正規条
件でしか実施されないので、許容できる。

比の誤差ε１を除去するには、測定すべき電流の平均値
が臨界値（例えば公称値の１，２倍であり、この臨界値
はファラデー効果による位相差角ｋｉｌｌが約１０°を
越えないように選択される）を越える時間を除き、測定
すべき電流の瞬間値の計算と同時に信号処理プロセッサ
８３を動作させる周期的更新方法を使用する。

スケール係数に２が更新される毎に、信号処理プロセッ
サ８３は測定すべき交流のピーク値１１を決定し、次に
自動較正部分を使用し、２つの異なる電流値！２１及び
１２２の試験直流を補助コイル４４及び４５に注入する
ことにより振幅の異なる２つの連続的摂動を形成する。

その後、該プロセッサはこれらの２つの摂動に応答して
出現する受信部分の出力信号から直流成分ｓｏｌ及びｓ
ｏ２を抽出し、これらの直流成分ｓｏｌ及びｓｏ２の値
、前のスケール係数の値に２で計算した測定すべき電流
のピーク値■１、並びに試験直流の２つの電流１２１及
び１２２から、スケール係数の更新値に２−ε０を推算
する。

信号処理プロセッサ８３は、例えば測定すべき交流の数
周期での最大の電流検出値を平均化することにより、ピ
ーク値■１を決定する。

補助コイル４４及び４５は干渉計ループに付加的なノン
レシプロカル複屈折効果を生じるように直列に接続され
ており、そのファラデー効果効率係数は巻数の関数であ
る。スケール係数の値を周期的に更新するために使用さ
れる時以外は、コイルは電流を流さず、信号処理プロセ
ッサ８３は直流のゼロ参照値を加えることにより自動較
正部分の直流発生器８０を遮断する。

受信部分の信号５（Ｌ）の成分ｓｏｌをディジタルＰ波
するに十分長い時間Ｔ１に相当するスケール係数更新サ
イクルの第１の摂動の間、信号処理プロセッサ８３は自
動較正部分の電流発生器８０に電流参照値を加え、第４
図に示すように補助コイル４４及び４５に値１２１の直
流が流れる。この電流はファラデー効果により、干渉Ｊ
１ループを□通る２つの逆伝播波の間に位相差δ′Φを
形成し、この位相差は測定すべき交流による位相差δΦ
に加えられ、δΦ＋δ°Φ＝ｋｌ　ＩＩ　ｓｉｎ　ｗｔ
　＋　ｋ３Ｉ２１に等しい合計位相差を与える。

受信部分即ちアナログ−ディジタル変換器７８の出力に
は、 ５（ｔ）＝εＯ＋（ｋ２−ε１）ｓｉｎ［ｋｌ　　Ｉｆ
　　ｓｉｎ　　ｗｔ＋ｓｉｎ　　１２１コの形態の信号
５（ｔ）が発生され、この信号の直流成分は ｓｏｌ＝　ｔ　Ｏ＋　（ｋ２−　ｅ　１）ＪＯ（ｋｌ　
Ｉｔ）ｓｉｎ（ｋ３Ｉ２１）（式中、ＪＯは第一種のゼ
ロ次のベッセル関数である）で表される。

同様に受信部分の信号５（ｔ）の直流成分ｓｏ２をディ
ジタルＰ波するに十分な時間Ｔ２に相当するスケール係
数更新サイクルの第２の摂動の間、信号処理プロセッサ
８３は自動較正部分の電流発生器８０に別の電流参照値
を加え、第４図に示すように第１の摂動の電流１２１と
逆方向に流れ且つ異なる絶対値（正確に等しくすること
は困難であり、またそうする必要もない）を有する値１
２２の直流が補助コイル４４及び４５に流れる。第２の
直流１２２は第１の直流１２１と同様に、 ｓｏ２＝　ｅ　Ｏ＋　（ｋ２−　ε１）ＪＯ（ｋｌ　１
１）　５ｉｎ（ｋ３Ｉ２２）で表される直流成分ｓｏ２
を受信部分のアリルログ−ディジタル変換器の出力に出
現させる。

２つの直流成分ｓｏｌ及びｓｏ２の差はゼロドリフト誤
差ε０によって変化せず、式： ％式％）］） によりスケール係数の正確な値に関連づけられる。

信号処理プロセッサは適当なアルゴリズムによりこのＳ
Ｌ算を行う。

大きさｋｌ　１１の値が約１０°を越えない限り第一種
のゼロ次のベッセル関数□は勾配が小さいので、この大
きさの決定精度はほとんど変化しないことが認められよ
う、直流試験電流１２１及び１２２の決定精度について
は同じことが言えず、これは信号処理プロセッサ８３が
該プロセッサにより発生された参照値を使用するのでな
く、アナログ−ディジタル変換器から該プロセッサに送
られる実際の測定値を使用するためである。

上記自動較正部分は、同様の構造及び機能を有するが感
度が異なり、即ち異なる電位で異なる巻数の光ファイバ
ーを使用する２つの電流測定装置により構成される逓減
測定装置の場合に特に有利である。この場合、該方法は
ゼロリセットに必要な時間一方の装置から他方の装置の
出力に瞬間電流測定値を伝送することが可能であり、ま
たこの逆も可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の方法を実現する交流測定装置のブロッ
ク図、第２図は第１図の測定装置の要素の実際の配置図
、第３図は第１図の測定装置の信号処理電子部分の詳細
ブロック図、第４図は第３図に示した信号処理電子部分
の自動較正部分の動作を示すグラフである。 １０・・・・・・光ファイバー、１１・・・・・・電流
導体、１２・・・・・・光源、１３・・・・・・２分の
１波長板、１４・・・・・・光検出器、１５゜１７・・
・・・・ビームスプリッタ、１６・・・・・・偏光子、
１８・・・・・・位相変調器、３０・・・・・・周波数
合成発生器、３２・・・・・・同期検出回路、３３・・
・・・・Ｐ波回路。

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. （１）干渉計で利用されるファラデー効果により交流を
   測定する電流測定装置のスケール係数を更新する方法で
   あって、該干渉計はこれを通る光波にファラデー効果に
   より形成される位相差の正弦又は余弦にスケール係数に
   ２の比で比例する周波数スペクトル成分を含む光学出力
   を有する出力光ビームを発生し、該位相差自体はファラ
   デー効果効率係数ｋ１の比で測定すべき電流の瞬間値に
   比例し、光ビームは光検出器により受け取られ、該成分
   は関連する電子回路により光検出器から抽出され、干渉
   計からの出力信号ｓ（ｔ）を構成し、該方法は、干渉計
   の出力信号ｓ（ｔ）、測定すべき交流のファラデー効果
   効率係数の値ｋ１及びスケール係数の値ｋ２から、測定
   すべき交流のピーク値Ｉ１を決定し、ゼロ以外の連続的
   に異なる２つの別個の値Ｉ２１及びＩ２２をとる試験直
   流により発生される補助ファラデー効果を、ファラデー
   効果効率係数ｋ３で測定すべき交流によるファラデー効
   果に加えることにより、振幅の異なる２つの連続的摂動
   を形成し、該２つの摂動に応答して干渉計の出力信号の
   直流成分ｓｏ１及びｓｏ２を記憶し、式（ｓｏ１−ｓｏ
   ２）／（Ｊ０（ｋ１、Ｉ１）［ｓｉｎ（ｋ３　Ｉ２１）
   −ｓｉｎ（ｋ３　Ｉ２２）］）（ここでＪ０は第一種の
   ゼロ次のベッセル関数である）により与えられる新しい
   スケール係数ｋ２を採用することから成る方法。
2. （２）干渉計ループに作用する磁場を変更し且つ測定す
   べき交流が流れる導体から電気的に絶縁された少なくと
   も１つの補助電気コイルを流れる２つの別個の電流値Ｉ
   ２１及びＩ２２を連続的にとる試験直流電流により形成
   される補助ファラデー効果を、測定すべき交流によるフ
   ァラデー効果に加えることにより該連続的摂動を生じる
   請求項１に記載の方法。
3. （３）測定すべき交流の周波数よりも高い周波数を該成
   分に与える光波変調器を備える干渉計電流測定装置に適
   用される方法であり、該変調器を周期的に切断して該成
   分を中断し、干渉計の出力信号ｓ（ｔ）のゼロドリフト
   誤差ε０に対応する残留値を該出力信号に出現させ、こ
   の出力信号を各使用前に取り出して修正する段階を更に
   含んでいる請求項１に記載の方法。
4. （４）干渉計を通る波をもたらす光ビームを発生する光
   源による発生された光出力に作用し且つ測定すべき交流
   の周波数よりも高い周波数を該成分に与える振幅変調器
   を備える干渉計電流測定装置に適用される方法であり、
   該振幅変調器を周期的に切断して該成分を中断し、干渉
   計からの出力信号にゼロドリフト誤差ε０に対応する残
   留値を該出力信号中に出現させ、この出力信号を各使用
   前に取り出して修正する段階を更に含んでいる請求項１
   に記載の方法。