JP2562829B2 - フアラデー効果により交流を測定する装置のスケール係数の更新方法 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 発明の技術分野 本発明は、交流の測定に係り、特に電力を輸送及び分
配する送電網に適用され、ファラデー効果（光波に基づ
く）を使用することにより、測定回路の電気導体を高圧
のすぐ近傍に配置する必要をなくすものである。

発明の背景 ファラデー効果は磁場の存在下で電磁波及び材料媒体
の間の相互作用によって生じる磁気−光学効果である。

所定の材料媒体は、電磁波と同一方向の磁場に置かれ
ると、ノンレシプロカルな誘導円形複屈折の形態の光学
活性を示し、即ち電磁波は右旋性偏光であるか左旋性偏
光であるかによって異なる速度で媒体中を伝播する。

ファラデー効果を利用して電流を測定するには、一方
が右旋性であり他方が左旋性である２つの円偏光波の和
と見なされ得る直線偏光波を使用し、偏光計又は干渉計
により偏光面の方向の位相ずれを測定するか、あるいは
両方とも左旋性又は右旋性円偏光である２つの逆伝播光
波を使用し、所謂サニャック干渉計より位相ずれを測定
する。

単一直線偏光波又は２つの逆伝播円偏光波のどちらの
場合も、ファラデー効果により位相ずれ角度δФは、以
下の文中ではファラデー効果効率係数と呼称されるk1を
比例係数として、測定すべき電流の瞬間値Ｉに比例す
る。

δФ＝k1 I＝aVNI 式中、ａは直線偏光波のとき１、逆伝播円偏光波のと
き２であり、Ｖはヴェルデ定数であり、Ｎは測定すべき
電流が流れる導体の周囲を光波が回転する巻数を表す。

２つの光波の間のうなりを使用する干渉計では、測定
すべき電流は２つの光波を加えることにより得られる光
学出力Ｐ、即ち （ここでP1及びP2は２つの光波の夫々の光学出力であ
る）、換言するなら に比例するので、該電流の瞬間値の余弦関数である信号
が光検出器の出力に得られる。

この出力信号は一般形： ko＋k2′ cosk1I （koは定数であり、k2′はスケール係数と呼称される係
数である）で表される。従って小電流範囲では、実際に
は最高の精度が所望されるのも拘わらず、変化法則の感
度はゼロである。この欠点を解消するために、正弦法則
に従う出力信号を得るように干渉計条件を変化させる試
みが為されている。

具体的には仏国特許公開明細書第2461956号を参照す
ることができ、この明細書は、測定すべき電流の瞬間値
の正弦関数である振幅を有する成分を含む出力信号を有
するサニャック干渉計でファラデー効果により電流を測
定するための装置について記載している。出力信号のこ
の特性は、干渉計に複屈折現象を生じて干渉計ループを
流れる２つの逆伝播光波の間の位相ずれ角度を変調する
ことにより得られ、該複屈折現象は（補助巻線を流れる
電流を変調することにより）ノンレシプロカルとしても
よいし、あるいは弾性−光学効果又は弾性−音響効果に
より２つの逆伝播波に大きさが等しく且つ異符号の瞬間
位相ずれを生じるように、干渉計ループの共鳴周波数の
２分の１（干渉計の固有周波数と呼称する）でパルスさ
れるレシプロカルでもよい。

これらの複屈折現象（レシプロカルであるかないかに
拘わらず）を加えると、干渉計から発生される２つの光
波により与えられる光学出力Ｐの式を次のように変形す
る効果がある。

この光学出力Ｐは多くの成分を含む周波数スペクトル
を有しており、これらの成分には特に直流成分、小さい
電流範囲で最大の変化を有するsinδФに比例する変調
周波数ｆの成分、及びcosδФに比例し且つ測定すべき
電流を相殺する変調周波数ｆの２倍の成分が含まれる。

干渉計からの出力信号の周波数ｆの成分は他の成分か
ら分離され、 k2 sin（k1 I） （k2は新しいスケール係数である）の形を有する信号を
与えるために同期的に復調される。このスケール係数k2
は前述のスケール係数k2′と同様に、測定ループの各種
の要素のドリフト、特に干渉計ループを通る２つの逆伝
播波を誘導するビームを発生する光源により発生された
光学出力の変化に感受性であり、従って測定精度が著し
く不正確であるという欠点がある。

この問題を解決するために上記仏国特許公開明細書
は、ファラデー効果により測定すべき電流に誘導される
位相ずれδФを相殺するように調整可能な参照電流を補
助コイルに流し、補助コイルにより発生される参照磁場
に干渉計ループを置くことにより、ゼロ方法を使用する
ことを提案している。

このゼロ方法は、補助コイルの作成が困難であるた
め、測定すべき高圧電流用電流測定逓減装置で実施する
のは非常に困難であるという欠点がある。光ファイバー
の巻数に補助コイルの電気導体巻数を乗じた積は、測定
すべき電流と参照電流との間にあるべき約100000の逓減
比に比例する。

本発明の目的は高圧電流を測定するための逓減測定装
置を法外でない費用で作成できるように、ゼロ方法を使
用せずにスケール係数による測定の不正確さを解消する
ことである。

発明の要約 本発明は、干渉計で利用されるファラデー効果により
交流を測定する電流測定装置のスケール係数を行進する
方法に係り、該干渉計は干渉計を通る光波にファラデー
効果により生じる位相差の正弦又は余弦にスケール係数
k2の比で比例する周波数スペクトル成分を含む光学出力
を有する出力光ビームを発生し、該位相差自体はファラ
デー効果効率因子k1の比で測定すべき電流の瞬間値に比
例し、光ビームは光検出器により受け取られ、該成分は
関連する電子回路により光検出器から抽出され、干渉計
からの出力信号ｓ（ｔ）を構成し、該方法は、干渉計の
出力信号ｓ（ｔ）、測定すべき交流のファラデー効果効
率係数k1の値及びスケール係数k2の値から、測定すべき
交流電流のピーク値I1を決定し、ゼロ以外の連続する２
つの別個の値I21及びI22をとる試験直流により生成され
る補助ファラデー効果を、ファラデー効果効率係数k3で
測定すべき交流によるファラデー効果に加えることによ
り、振幅の異なる２つの連続的摂動を形成し、該２つの
摂動に応答して干渉計からの出力信号の直流成分so1及
びso2を記憶し、式（so1−so2）／（JO（k1.I1）［sin
（k3 I21）−sin（k3 I22）］）（ここでJOは第一種の
ゼロ次のベッセル関数である）により与えられる新しい
スケール係数k2を採用することから成る。

好ましくは、この方法はファラデー効果により生じる
角位相差k1 I1を約10゜以下にするように、測定すべき
交流が十分隊際間だけ使用される。

ファラデー効果により交流を測定するある種の装置
は、測定すべき交流よりも高い周波数の線を含む変調ス
ペクトルを有する光学出力を有する出力光ビームを発生
する変調光波干渉計を備えており、該線はスケール係数
と呼称される比例係数でファラデー効果による位相差の
正弦に比例する振幅を有しており、干渉計の出力信号を
提供するべく関連する電子回路により光検出器の出力で
抽出される。このような装置では、スケール係数更新
法、より一般には測定すべき電流を決定する度に、干渉
計の出力信号をもたらす線を消滅させるように変調を周
期的に中断し、該出力信号の残留値を干渉計の出力信号
のゼロドリフトの修正項として使用すると有利である。

以下、添付図面を参考にして本発明の具体例を説明す
る。

具体例 以下に説明する装置は、高圧設備で交流を測定するた
めに使用するように構成されている。

第１図は原理図を表す。高円形複屈折を有する単一モ
ード光ファイバー10は測定すべき交流I1 sin wtが流れ
る電気導体11に１回以上巻き付けられている。コヒーレ
ント光源12は２分の１波長板13により偏光角の調整が可
能な直線偏光ビーム20を発生する。この直線偏光ビーム
はビームスプリッター15、偏光子16を通り、ビームスプ
リッター17により夫々直線偏光を有する２つの光波21及
び22に分割される。

光波21は位相変調器18、４分の１波長板23を通り、レ
ンズ24により光ファイバー10に注入される円偏光を有す
る光波21′を形成し、導体11の周囲を伝播後、別のレン
ズ25を通って光ファイバーから出、ファラデー効果の不
在下にビーム21及び22と同一の偏光面を有する直線偏光
を再現するように配置された４分の１波長板26を通る。
４分の１波長板26を離れた後、ビームは変調器18に対し
て逆位相に動作するように制御された位相変調器19を通
り、次にビームスプリッター17、偏光子16を通り、ビー
ムスプリッター15により反射されて光検出器14の感知表
面にあたる。

光波22は同一通路をたどるがその方向は逆であり、換
言するなら変調器19、４分の１波長板26、ファイバー1
0、４分の１波長板23、変調器18を順次通り、ビームス
プリッター17で反射され、偏光子16を通り、最後にビー
ムスプリッター15により反射された後、光検出器14に到
達して上記光波と干渉する。

こうして単一ビーム20は２つの円偏光波を生じ、これ
らの波は場合によって両者とも右旋性又は左旋性であ
り、光ファイバー10により構成される材料媒体中を導体
１の周囲に逆方向に１回以上回転する。

光ファイバー10はまず第一に非常に高い円形複屈折を
備え、第二に機械的振動を感受しないように構成され
る。このためには、ファイバーを撚合わせ、これにシリ
コーンゲルを被覆する。ファイバーの曲率半径は曲げ応
力に関連する直線複屈折効果を最小にするようにできる
だけ大きくする。光ファイバー10以外の光学素子は、測
定すべき電流の高電位から離れて配置されたコンパクト
な光学サポートに物理的に配置されている。光ファイバ
ー10は接続部又は溶接部をもたず且つ測定すべき電流の
電気導体の周囲及び導体と光学サポートとの間の通路に
円偏光を良好に維持するのに適した連続伝播媒体を構成
する。

導体11を流れる電流I1 sin wtは、逆伝播光波が電流
に比例する相対位相ずれδФ： δФ＝k1 I1 sin wt を受けるように光ファイバー10中にノンレシプロカル複
屈折を生じる。

これらの２つのビームは同一の光学通路をたどるた
め、光検出器14で干渉し、電流及び変調の不在下で最大
の光学出力を発生する。

位相変調器18及び19は干渉計の固有周波数を越えるこ
となくこの周波数にできるだけ近い値に選択された周波
数f2の正弦的に変化する電圧により逆位相に制御され
る。

こうして変調器18及び19は大きさが等しいが異符号で
周期的振幅を有する位相ずれを２つの逆伝播波に常に生
じ、これらのずれはファラデー効果による位相ずれδФ
に加えられる。これらの位相ずれは形成されるビームの
光学出力Ｐの式を次のように変形する。

ここでαは位相変調の深さを表す係数である 同時に、コヒーレント光源12からの光学出力はf2より
やや大きい周波数f1で正弦的に振幅変調され、干渉計に
入射する光ビームの出力P1及びP2を次のように変化させ
る。

P1＝Po1（１＋m sin 2πf1t） P2＝Po2（１＋m sin 2πf1t） ここでPo1及びPo2は定数、ｍは干渉計からの出力ビー
ムの光学出力Ｐが関係式： を満足するような振幅変調の深さである。

この式をベッセル関数により数学的に分析すると、干
渉計からのビームの出力Ｐは、波及び復調により分離
され得且つファラデー効果による位相ずれδФの正弦に
比例する出力Ｐ′： （４）Ｐ′＝1/2mPoJ1（α）sinδФsin［２π（f1−f
2）ｔ ＋φ］ （J1は第一種の一次のベッセル関数である）を有する周
波数f1−f2の線を含む調波が非常に多い周波数スペクト
ルを有することが理解されよう。

周波数合成発生器30は光源12により発生された出力を
振幅変調する周波数f1の制御信号、位相変調器18及び19
を制御する周波数f2の制御信号、並びに同期検出回路32
の周波数f1−f2のクロック信号を発生する。

光学検出器14からの出力信号は増幅及び波後、同期
検出回路32の入力に注入され、該回路に続いて配置され
た増幅及び波回路33は、小さい電流範囲で最大の感度
で測定すべき電流を搬送する出力信号ｓ（ｔ）を発生す
るが、これは信号の振幅がファラデー効果により形成さ
れる位相ずれ角度の正弦、従って、測定すべき電流I1の
正弦に比例するからである。

（５）ｓ（ｔ）＝k2 sin（k1 I1 sin wt） （６）I1 sin wt＝（1/k1）Arc sin（ｓ（ｔ）/k2） 二重変調法により、干渉計の固有周波数よりも著しく
低い周波数f1−f2で同期復調を実施することができ、従
って、検出器の物理的構造を単純にすることができ、ま
たファイバーは伝播モード結合の原因となる機械的摂動
に感受性であるので干渉計ループの単一モード光ファイ
バー10の長さを最小にすることができるという二重の利
点が得られる。

この結果、ファイバーの長さが１つの装置と別の装置
の間で異なり、干渉計の固有周波数が変化する場合で
も、位相変調周波数f2の変化を生じるこの変化は振幅変
調周波数f1の対応する変化により相殺され得るので、中
間周波数foを一定に維持することにより、同期検出回路
32の下流に配置された信号処理困難部分を標準化するこ
とも可能になる。

第２図は、高圧交流電力線に適用される電流測定装置
の構成要素の好適配置を示している。第２図は、絶縁塔
41により支持された測定ヘッド40及び底部サポート42を
示している。

測定ヘッド40及び絶縁塔41は高圧設備に必要な高度の
電気的絶縁を提供するように設計された中空内部容積を
規定しており、例えば六フッ化硫黄SF₆のようなガスを
充填され得、絶縁塔41自体は磁器又は合成材料から形成
される。

絶縁塔41の底部サポート42は光学サポート43、以下に
説明するような機能を有する２つの補助電気コイル44及
び45、並びに電子回路46を含んでいる。

塔41は本質的に、両端が底部サポート42に到達するよ
うに光ファイバーを含む絶縁ケーブル47が螺旋状に巻き
付けられた中心絶縁ポール49と、補助電気コイル44及び
45の静電遮蔽を構成するコロナ防止金属隔壁48とを含ん
でいる。

測定ヘッド40は、測定すべき交流が流れる電気導体11
を包囲するスリーブを含んでおり、光ファイバーを含む
絶縁ケーブル47の中央部分がこれに巻き付けられてい
る。スリーブ50は振動を機械的に過する緩衝装置51に
より測定ヘッドのハウジングに固定されている。

絶縁ケーブル47は非常に低い真性複屈折を有する単一
モード光ファイバーを含んでおり、該ファイバーは非常
に高い円形複屈折を得るように撚合わせられており、優
れた誘電体及び機械的振動の良好な緩衝体を構成するシ
リコーンゲルで被覆することにより一定状態に維持され
ている。サニャック干渉性ループを構成するこの光ファ
イバーは底部サポート42に配置された光学サポート43を
離れると補助電気コイル44を直線状に通り、絶縁塔41の
中心ポール49に螺旋状に巻き付けられ、測定ヘッド40に
到達して絶縁スリーブ50に数回巻き付けられた後、絶縁
塔41の中心ポール49に再び巻き付けられ、底部サポート
42に戻り、補助電気巻線45を直線状に通り、光学サポー
ト43に戻る。

光学サポート43は光源55と、直線偏光単一モード方向
性結合器56と、偏光子、方向性結合器及び位相変調器の
機能を行う集積光学技術回路57と、４分の１波長板とし
て機能する２つの光ファイバーループ58及び58′とを含
んでいる。光学サポートは気候及び機械的保護を提供す
る熱安定的に制御された囲障内に収容されており、方向
性結合器からの２つの出力分岐59及び60を構成するマル
チモード光ファイバーを介して電子回路46に光学的に結
合されており、これらのリンクは伝播される唯一の有効
な情報が光学出力情報であるのでマルチモードファイバ
ーにより構成される。集積光学技術回路57及び光源55の
電気制御を電子回路46に接続するためには、電気コネク
タを使用する。

第３図は、電子回路46及び該電子回路と光サポート43
との接続を示す。

電子回路46は、干渉計を通る２つの逆伝播光波の振幅
変調及び位相変調を提供するために必要な電気信号を発
生する送信部分、干渉計からの２つの逆伝播光波の間の
うなりから測定すべき電流の正弦に比例する信号を抽出
するための受信部分、自動較正部分、受信信号をディジ
タル処理して自動較正部分を制御し、電流測定値を装置
の外部に伝送し、場合によっては該測定値を外部時間基
準に同期させる部分、電子回路46の電源65及び光学サポ
ート43の温度調節を含むサービス部分から構成される。

電子回路46の電源65はチョッパー型である。該電源は
必要な種々のバイアス電圧を発生し、電子回路46と外部
直流電源からの電気ケーブル66との間に顕著な金属絶縁
を提供する。

光学サポート43の温度制御は光学サポート43に集積さ
れた温度測定素子及び加熱素子68に結合された調節ブロ
ック67により確保される。

送信部分は光源55の出力を変調するための変調器70
と、周波数合成発生器71とを含んでいる。変調器70は光
源55に結合された方向性結合器56からの出力を構成する
光ファイバー59に接続された光検出器72を含む帰還ルー
プにより安定化される。該変調器は周波数合成発生器71
の出力に結合された変調搬送波入力と、受信部分の信号
をディジタル処理するための部分のプロセッサ83に結合
された阻止入力とを備えている。

周波数合成発生器71は周波数f1を発生し且つ出力変調
器70に結合された第１の出力と、集積化学技術回路57の
光位相変調器を制御するべく周波数f2を発生する第２の
出力と、受信部分の同期復調回路74に周波数（f1−f2）
を発生する第３の出力とを有している。該発生器は受信
信号をディジタル処理するための部分のクロック回路85
により制御される同期入力を有している。

受信部分は同期復調回路74を含んでおり、該復調器の
前には干渉計に結合された方向性結合器56の出力を構成
する光ファイバー60に結合された光検出器76の出力に接
続された増幅及びフィルター回路75が配置されており、
その後には別の増幅及びフィルター回路77並びにアナロ
グ−ディジタル変換器78が配置されている。

干渉計からの２つの逆伝播光ブームの間のうなりを受
け取る光検出器76は、受け取った光学出力に比例する出
力信号を発生するが、これは、式（３）に示したように
周波数f1の振幅変調及び周波数f2の位相変調により式： で現される。

この信号は回路75により波及び増幅され、次式（式
４）： Ｐ′＝1/2mPoJ1（α）sinδФsin［２π（f1−f2）ｔ ＋φ］ に比例する周波数f1−f2の成分を抽出し、同期復調回路
74に加えて回路77により波及び増幅し、次式（式
５）： ｓ（ｔ）＝k2 sin k1 I1 sin wt の電流測定信号ｓ（ｔ）を発生する。

この信号は、受信信号をディジタル処理するための部
分の制御下のサンプルアンドホールド回路と、従来技術
に従って例えば連続近似により動作するアナログ−ディ
ジタル変換装置とを含むアナログ−ディジタル変換器67
によりサンプリング及びディジタル化される。

自動較正部分は補助コイル44及び45に給電し、ディジ
タル−アナログ変換器81を介してディジタル処理部分か
ら直流基準信号を受け取り、ディジタル処理部分の制御
下のサンプルアンドホールド回路を含むアナログ−ディ
ジタル変換器82を介してディジタル処理部分に電流の測
定値を送るための直流発生器80を含んでいる。

受信信号をディジタル処理するための部分は、信号処
理プロセッサ83、通信プロセッサ84及びクロック回路85
を備えている。

信号処理プロセッサ83は受信部分により提供された信
号から測定すべき電流の測定明示値I1 sin wtを抽出
し、自動較正部分の動作を制御し、周期的修正をスケー
ル係数k2に加える。

通信プロセッサ84は例えばHDLC型の高安定性標準化プ
ロトコールを使用して信号処理プロセッサ83により発生
される電流の瞬間測定値をコード化し、シリアル形に変
換し、ディジタル形で伝送する。外部への伝送は発行ダ
イオード86、及び測定装置の出力を構成する単一モード
又はマルチモード光ファイバー87を介して実施される。

クロック回路85は光ファイバー88を介して外部同期信
号を受け取る。該回路は信号処理プロセッサ83及び通信
プロセッサ84の動作、及びアナログ−ディジタル変換器
78及び82により実施されるサンプリングを外部同期信号
で同期化し、従って各位相で電流の瞬間測定を同時に行
うことが重要な多相送電網に適用する場合に、複数の測
定装置をパラレルに使用することができる。該回路はま
た、送信部分の周波数合成発生器71により使用される安
定なクロック信号を発生し、周波数f1及びf2の変調搬送
波、並びに同期復調回路74を適正に動作させるように適
当な位相位置に配置された周波数f1−f2の復調搬送波を
生成する。

信号ｓ（ｔ）から測定すべき交流の瞬間値を明示的に
抽出するために、信号処理プロセッサ83は、逆正弦関数
の定義表、係数値k1及びk2、並びに適当なアルゴリズム
により、次の計算を実施する。

（1/k1）Arc sin（ｓ（ｔ）/k2） 測定すべき電流のファラデー効果効率係数k1の値は、
上述のように基本パラメーターＶ（ヴェルデ定数）及び
Ｎ（測定すべき電流が流れる導体周囲を回転する光波の
巻数）に依存し、これらの基本パラメーターは変化して
もよい。係数の値は測定ループの初期較正により設定さ
れる。

スケール係数k2の値は、測定ループの各種の要素のド
リフト、特に光源55により発生される光学出力の変化に
応じて変化する。この値はゼロドリフト誤差ε０及び比
のドリフト誤差ε１を受けるので、測定すべき瞬間電流
の正確な値は実際には （1/k1）Arc sin［（ｓ（ｔ）−ε０）／（k2−ε
１）］ となる。

ゼロドリフド誤差ε０は交流が直流成分を含まない限
り受信部分の信号ｓ（ｔ）の直流成分と見なされ得る。
従ってゼロドリフト誤差は、測定すべき交流が直流成分
を含まないと仮定される短い時間（例えば1.2Inより小
さいとき、高圧電流逓減システムで）信号ｓ（ｔ）をデ
ィジタル波することにとより信号処理プロセッサ83に
より決定され、測定すべき交流の周波数に比較して低い
速度で更新される。上記例では、ゼロドリフト誤差は交
流網の50Hz又は60Hzの周波数に比較して非常に低い0.00
1Hzの回帰周波数で約１〜２秒の間信号ｓ（ｔ）をディ
ジタル波することにより決定される。

ゼロドリフト誤差ε０を決定するこの方法は、誤差ε
０の振幅を監視することにより測定すべき交流の障害直
流成分を監視するためには好適であるが、上記測定装置
の場合、より一般的には干渉計を通る光波を変調する装
置の場合では、存在し得る直流成分の影響を受けない別
の方法を使用するほうが望ましい。このような測定装置
では、出力信号は測定すべき交流よりも高い周波数の線
から発生され、該線は干渉計からのビームの光学出力ス
ペクトルから分離されている。変調を中断することによ
りこの線を除去すると、測定ループの要素のゼロドリフ
トのみによる残留値を出力に出現させることができる。

ゼロドリフト誤差ε０を決定するこの別の方法による
と、信号処理プロセッサ83は測定すべき電流の瞬間値の
測定を短時間停止し、振幅変調器70を遮断し、こうして
この信号が振幅変調指数ｍ（式４）に比例する信号ｓ
（ｔ）を受信部分から消滅させ、測定ループの各要素の
ゼロドリフト誤差ε０に対応する残留値を出現させる。
この短かい時間、信号処理プロセッサ83は先行時間の間
記憶されていた測定すべき交流の瞬間電流値を通信プロ
セッサ84に伝送する。この短時間の測定の停止は、測定
すべき交流の周期に比較して非常に低い回帰周波数で実
施され、また検出される電流に高い値がないためライン
障害の出現の危険が最小化するような正規条件でしか実
施されないので、許容できる。

比の誤差ε１を除去するには、測定すべき電流の平均
値が臨界値（例えば公称値の1.2倍であり、この臨界値
はファラデー効果による位相差角k1I1が約10゜を越えな
いように選択される）を越える時間を除き、測定すべき
電流の瞬間値の計算と同時に信号処理プロセッサ83を動
作させる周期的更新方法を使用する。

スケール係数k2が更新される毎に、信号処理プロセッ
サ83は測定すべき交流のピーク値I1を決定し、次に自動
較正部分を使用し、２つの異なる電流値I21及びI22の試
験直流を補助コイル44及び45に注入することにより振幅
の異なる２つの連続的摂動を形成する。その後、該プロ
セッサはこれらの２つの摂動に応答して出現する受信部
分の出力信号から直流成分so1及びso2を抽出し、これら
の直流成分so1及びso2の値、前のスケール係数の値k2で
計算した測定すべき電流のピーク値I1、並びに試験直流
の２つの電流I21及びI22から、スケール係数の更新値k2
−ε０を推算する。

信号処理プロセッサ83は、例えば測定すべき交流の数
周期での最大の電流検出値を平均化することにより、ピ
ーク値I1を決定する。

補助コイル44及び45は干渉計ループに付加的なノンレ
シプロカル複屈折効果を生じるように直列に接続されて
おり、そのファラデー効果効率係数は巻数の関数であ
る。スケール係数の値を周期的に更新するために使用さ
れる時以外は、コイルは電流を流さず、信号処理プロセ
ッサ83は直流のゼロ参照値を加えることにより自動較正
部分の直流発生器80を遮断する。

受信部分の信号ｓ（ｔ）の成分so1をディジタル波
するに十分長い時間T1に相当するスケール係数更新サイ
クルの第１の摂動の間、信号処理プロセッサ83は自動較
正部分の電流発生器80に電流参照値を加え、第４図に示
すように補助コイル44及び45に値I21の直流が流れる。
この電流はファラデー効果により、干渉計ループを通る
２つの逆伝播波の間に位相差δ′Фを形成し、この位相
差は測定すべき交流による位相差δФに加えられ、 δФ＋δ′Ф＝k1 I1 sin wt＋k3 I21 に等しい合計位相差を与える。

受信部分即ちアナログ−ディジタル変換器78の出力に
は、 ｓ（ｔ）＝ε０＋（k2−ε１）sin［k1 I1 sin wt ＋sin I21］ の形態の信号ｓ（ｔ）が発生され、この信号の直流成分
は so1＝ε０＋（k2−ε１）J0（k1 I1）sin（k3 I21） （式中、J0は第一種のゼロ次のベッセル関数である）で
表される。

同様に受信部分の信号ｓ（ｔ）の直流成分so2をディ
ジタル波するに十分な時間T2に相当するスケール係数
更新サイクルの第２の摂動の間、信号処理プロセッサ83
は自動較正部分の電流発生器80に別の電流参照値を加
え、第４図に示すように第１の摂動の電流I21と逆方向
に流れ且つ異なる絶対値（正確に等しくすることは困難
であり、またそうする必要もない）を有する値I22の直
流が補助コイル44及び45に流れる。第２の直流I22は第
１の直流I21と同様に、 so2＝ε０＋（k2−ε１）J0（k1 I1）sin（k3 I22） で表される直流成分so2を受信部分のアナログ−ディジ
タル交換器の出力に出現させる。

２つの直流成分so1及びso2の差はゼロドリフト誤差ε
０によって変化せず、式： k2−ε１＝（so1 −so2）／（JO（k1.I1）［sin（k3 I21） −sin（k3 I22）］） によりスケール係数の正確な値に関連づけられる。

信号処理プロセッサは適当なアルゴリズムによりこの
計算を行う。

大きさk1 I1の値が約10゜を越えない限り第一種のゼ
ロ次のベッセル関数は勾配が小さいので、この大きさの
決定精度はほとんど変化しないことが認められよう。直
流試験電流I21及びI22の決定精度については同じことが
言えず、これは信号処理プロセッサ83が該プロセッサに
より発生された参照値を使用するのでなく、アナログ−
ディジタル変換器から該プロセッサに送られる実際の測
定値を使用するためである。

上記自動較正方法は、同様の構造及び機能を有するが
感度が異なり、即ち異なる電位で異なる巻数の光ファイ
バーを使用する２つの電流測定装置により構成される逓
減測定装置の場合に特に有利である。この場合、該方法
はゼロリセットに必要な時間一方の装置から他方の装置
の出力に瞬間電流測定値を伝送することが可能であり、
またこの逆も可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の方法を実現する交流測定装置のブロッ
ク図、第２図は第１図の測定装置の要素の実際の配置
図、第３図は第１図の測定装置の信号処理電子部分の詳
細ブロック図、第４図は第３図に示した信号処理電子部
分の自動較正部分の動作を示すグラフである。 10……光ファイバー、11……電流導体、12……光源、13
……２分の１波長板、14……光検出器、15,17……ビー
ムスプリッタ、16……偏光子、18……位相変調器、30…
…周波数合成発生器、32……同期検出回路、33……波
回路。

Claims (4)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】干渉計で利用されるファラデー効果により
   交流を測定する電流測定装置のスケール係数を更新する
   方法であって、該干渉計はこれを通る光波にファラデー
   効果により形成される位相差の正弦又は余弦にスケール
   係数k2の比で比例する周波数スペクトル成分を含む光学
   出力を有する出力光ビームを発生し、該位相差自体はフ
   ァラデー効果効率係数k1の比で測定すべき電流の瞬間値
   に比例し、光ビームは光検出器により受け取られ、該成
   分は関連する電子回路により光検出器から抽出され、干
   渉計からの出力信号ｓ（ｔ）を構成し、該方法は、干渉
   計の出力信号ｓ（ｔ）、測定すべき交流のファラデー効
   果効率係数の値k1及びスケール係数の値k2から、測定す
   べき交流のピーク値I1を決定し、ゼロ以外の連続的に異
   なる２つの別個の値I21及びI22をとる試験直流により発
   生される補助ファラデー効果を、ファラデー効果効率係
   数k3で測定すべき交流によるファラデー効果に加えるこ
   とにより、振幅の異なる２つの連続的摂動を形成し、該
   ２つの摂動に応答して干渉計の出力信号の直流成分so1
   及びso2を記憶し、式（so1−so2）／（JO（k1.I1）［si
   n（k3 I21）−sin（k3 I22）］）（ここでJOは第一種の
   ゼロ次のベッセル関数である）により与えられる新しい
   スケール係数k2を採用することから成る方法。
2. 【請求項２】干渉計ループに作用する磁場を変更し且つ
   測定すべき交流が流れる導体から電気的に絶縁された少
   なくとも１つの補助電気コイルを流れる２つの別個の電
   流値I21及びI22を連続的にとる試験直流電流により形成
   される補助ファラデー効果を、測定すべき交流によるフ
   ァラデー効果に加えることにより該連続的摂動を生じる
   請求項１に記載の方法。
3. 【請求項３】測定すべき交流の周波数よりも高い周波数
   を該成分に与える光波変調器を備える干渉計電流測定装
   置に適用される方法であり、該変調器を周期的に切断し
   て該成分を中断し、干渉計の出力信号ｓ（ｔ）のゼロド
   リフト誤差ε０に対応する残留値を該出力信号に出現さ
   せ、この出力信号を各使用前に取り出して修正する段階
   を更に含んでいる請求項１に記載の方法。
4. 【請求項４】干渉計を通る波をもたらす光ビームを発生
   する光源による発生された光出力に作用し且つ測定すべ
   き交流の周波数よりも高い周波数を該成分に与える振幅
   変調器を備える干渉計電流測定装置に適用される方法で
   あり、該振幅変調器を周期的に切断して該成分を中断
   し、干渉計からの出力信号にゼロドリフト誤差ε０に対
   応する残留値を該出力信号中に出現させ、この出力信号
   を各使用前に取り出して修正する段階を更に含んでいる
   請求項１に記載の方法。