CN115792347B - 基于微波移频的交流电测算方法 - Google Patents

基于微波移频的交流电测算方法 Download PDF

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CN115792347B CN202310092208.XA CN202310092208A CN115792347B CN 115792347 B CN115792347 B CN 115792347B CN 202310092208 A CN202310092208 A CN 202310092208A CN 115792347 B CN115792347 B CN 115792347B
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Abstract

本发明涉及电流传感技术领域，其介绍了一种基于微波移频的交流电测算方法，以解决目前基于量子传感技术的电流测量系统对交流电不能高效测量的问题，该方法基于ODMR线性区特征以及信号变化输出波形的二倍频量与电流成定比的特点，构建反馈信号与电流的校准曲线，并通过对多组直流电分别绘制ODMR谱线，确定各直流电下的微波频率良性区间，在微波频率良性区间取值构建不同校准曲线，对多个校准曲线进行线性部分截取，将各个校准曲线内检测精度高的线性部分进行整合连接得到最优测量曲线，通过其可以实现更高精度的交流电测量，且该测量方法避免了对交流电测ODMR谱线，同时也拓宽了检测系统对检测量程。

Description

基于微波移频的交流电测算方法
技术领域
本发明涉及电流传感技术领域，具体涉及到一种基于微波移频的交流电测算方法。
背景技术
在近年来以光纤为传感元件的测量技术已成为目前传感技术中的研究热点。随着各种光纤器件的大量涌现，使用光纤及光纤器件来进行磁场、温度等传感的方法越来越受到人们的广泛关注。现有技术中光纤量子系统结合的传感技术不在少数，其中，利用光纤量子系统结合技术进行负载电流的测量是现今热门的一个研究方向。
公开号为CN113804941A的中国专利公开了一种基于金刚石NV色心的光纤电流互感器以及测量方法，包括有激光激发及反射光接收分析设备、金刚石NV色心探头、聚磁器以及微波激发设备，该互感器包括三种测量方法，即全光学测量法、非全光学测量法以及结合测量法；在该专利中，其传感器结构简单，实用性强，并且可以抵抗外界干扰，体现很强的鲁棒性，且该专利中的光纤只用于激发光的传输以及荧光的收集，所以光纤的弯折扭曲在一定程度上不会对探测结果造成影响，使用起来更加便利，该专利还可以通过优化金刚石中的NV色心浓度以及自旋性质，继而显著的提高磁场测量的灵敏度，为更高精度的电流测量提供了可能性。
上述专利公开了一种非全光学的电流计算方法，其通过测量ODMR两峰之间频率差计算出外界磁场，再通过毕奥萨伐尔定律计算出电流大小，但是这种方法仅适用于直流电测量，对于交流电而言，由于磁场是时刻变换的，对其进行实时性测量并扫ODMR谱的效率是非常低的，难以做到对交流电的有效测量。
基于此，本发明设计了一种基于微波移频的交流电测算方法，以解决上述问题。
发明内容
本发明提出了一种基于微波移频的交流电测算方法，以解决背景技术中提出的问题。
为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：一种基于微波移频的交流电测算方法，包括以下步骤：
S1、搭建基于量子传感单元的交流电检测系统，该量子传感单元包含具备固定能级系统的量子系统，再在模拟导体内通入若干组大小不同的直流电，检测系统通过微波扫频得到相对应的若干组ODMR谱线；
S2、选定每个ODMR谱线上的线性近似区间，并确定线性近似区间所对应的微波频率区间，在微波频率区间内选值作为检测系统工作时的微波频率，同时在模拟导体内通入幅值为
Figure SMS_1
的标准交流电；
S3、检测系统工作并按设定的波形公式生成数据输出波形，并提取出此波形中的二倍频量的幅值
Figure SMS_2
和相位，同时通过标定-拟合法得出标准交流电的幅值/>
Figure SMS_3
与二倍频量的幅值/>
Figure SMS_4
相关联的校准曲线和校准关系式，依次在不同的微波频率区间选值进行前述操作，得到若干组校准曲线和校准关系式；
S4、确定各个校准曲线中斜率最大点，并选定包含斜率最大点的一段曲线作为近似线性部分，截取整合各个校准曲线中的近似线性部分，使其连接成为一个连续的最优校准曲线，最后将最优校准曲线上各个相连接的近似线性部分分别与其本身所对应的微波频率进行标记；
S5、实际检测时，选择合适频率的微波进行检测，检测系统按前述方法得到二倍频量的幅值
Figure SMS_5
和相位，结合最优校准曲线得到待测通电导体内的交流电的幅值/>
Figure SMS_6
，并结合相位进而最终得到待测通电导体内的交流电大小。
如前所述的交流电测算方法，进一步的：步骤S3中，生成数据输出波形的波形公式如下：
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；
其中，
Figure SMS_10
、/>
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均为常数，/>
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为交流电处于幅值时产生的磁场，/>
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为外界干扰磁场，
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为交流电角频率，且/>
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=/>
Figure SMS_17
，其中/>
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为交流电频率，/>
Figure SMS_11
为相位，/>
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为时间；
检测系统对前述波形公式进行平方处理，再进行傅里叶变换，提取二倍频量的幅值
Figure SMS_18
，即 />
Figure SMS_19
，将二倍频量的幅值/>
Figure SMS_20
与模拟导体内标准交流电的幅值/>
Figure SMS_21
进行标定；调节标准交流电的大小，采集不同标准交流电下所提取的二倍频量的幅值/>
Figure SMS_22
，以采集的二倍频量的幅值/>
Figure SMS_23
及与其对应的标准交流电的幅值/>
Figure SMS_24
作为坐标绘制函数图像，采用多项式拟合法将其函数表达式拟合出来，得到校准曲线和校准关系式。
如前所述的交流电测算方法，进一步的：步骤S1中，根据检测需求，确定交流电检测系统的电流检测区间，并将电流检测区间划分为若干节点，以各节点所对应的电流值大小作为输入模拟导体内的直流电大小。
如前所述的交流电测算方法，进一步的：步骤S2中，在微波频率区间内选值时，选择线性近似区间斜率最大点所对应的频率值作为检测系统工作时的微波频率。
如前所述的交流电测算方法，进一步的：步骤S2中，在微波频率区间内切换不同的微波频率，获取不同的校准曲线，从各校准曲线中选定近似线性部分，比较各近似线性部分中斜率最大点，选取其中最大者所在的线性近似部分用于后续截取整合步骤。
如前所述的交流电测算方法，进一步的：步骤S2中，ODMR谱线的线性近似区间共有偶数段，其对应具备偶数组微波频率区间，选择其中一组远离ODMR谱线中心频率的微波频率区间作为选值用微波频率区间。
如前所述的交流电测算方法，进一步的：步骤S5中，当多个近似线性部分所对应的电流检测区间重合时，选择其中斜率最大的近似线性部分进行后续截取整合步骤。
如前所述的交流电测算方法，进一步的：实际检测时，检测系统选用被标记的微波频率进行工作，得到对应的二倍频量的幅值
Figure SMS_25
和相位，判断此二倍频量的幅值/>
Figure SMS_26
在最优校准曲线上所处的部分所标记的微波频率是否与当前检测系统所用的微波频率一致；
若是，则根据最优校准曲线直接得到待测通电导体内的交流电的幅值；
若否，则切换不同的被标记的微波频率进行工作，直至满足前述判断准则，进而得到待测通电导体内的交流电的幅值。
如前所述的交流电测算方法，进一步的：所述量子系统为金刚石NV色心以及碱金属原子。
如前所述的交流电测算方法，进一步的：在得出最优校准曲线后，先根据检测需求确定交流电检测系统的电流检测区间，并将此区间按精度要求划分为若干组采样电流，在模拟导体中通入各采样电流，同时交流电检测系统中施加与采样电流所在区间相适应的微波进行工作算采样，并将采样电流、该采样电流下所采集的二倍频量的幅值以及该采样电流所对应的微波频率三者一一对应以建立数据表，实际检测时，根据检测用微波频率以及实测的二倍频量的幅值，查询数据表可得出待测导体内电流幅值，并根据测得的相位得到待测通电导体内交流电的大小。
与现有技术相比，本发明的有益效果是：
1、相比于现有技术，本发明提供了新的交流电计算方法，其基于ODMR线性区特征以及信号变化输出波形的二倍频量与电流成定比的特点，可以构建反馈信号与电流的校准曲线，并通过对多组直流电分别绘制ODMR谱线，确定各直流电下的微波频率良性区间，在微波频率良性区间取值构建不同校准曲线，对多个校准曲线进行线性部分截取，将各个校准曲线内检测精度高的线性部分进行整合连接得到最优测量曲线，通过其可以实现更高精度的电流测量，同时该测量方法避免了对交流电测ODMR谱线，也拓宽了电流测量量程；
2、本发明的电流计算方法还可事先按一定精度建立数据表，通过数据表可快速进行电流测量，该法可提高测量结果读出速度，且极大降低处理单元的压力。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例描述所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为实施例一中交流电测算方法流程图；
图2为实施例一中ODMR荧光光谱示意图；
图3为实施例一中标记了线性工作区的ODMR荧光光谱示意图；
图4为实施例一中数据输出波形示意图；
图5为实施例一中对数据输出波形进行傅里叶变换后得到的频域图像；
图6为实施例一中电流为0A时的ODMR谱线图；
图7为实施例一中电流为200A时的ODMR谱线图；
图8为实施例一中电流为500A时的ODMR谱线图；
图9为实施例一中电流为800A时的ODMR谱线图；
图10为实施例一中微波频率为2.875GHz时的校准曲线图；
图11为实施例一中微波频率为2.880GHz时的校准曲线图；
图12为实施例一中微波频率为2.884GHz时的校准曲线图；
图13为实施例一中微波频率为2.888GHz时的校准曲线图；
图14为实施例一中的交流电模拟检测系统图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。
实施例一
参见附图1，一种基于微波移频的交流电测算方法，包括以下步骤：
S1、搭建基于量子传感单元的交流电检测系统，该量子传感单元包含具备固定能级系统的量子系统，再在模拟导体内通入若干组大小不同的直流电，检测系统通过微波扫频得到相对应的若干组ODMR谱线；
S2、选定每个ODMR谱线上的线性近似区间，并确定线性近似区间所对应的微波频率区间，在微波频率区间内选值作为检测系统工作时的微波频率，同时在模拟导体内通入幅值为
Figure SMS_27
的标准交流电；
S3、检测系统工作并按设定的波形公式生成数据输出波形，并提取出此波形中的二倍频量的幅值
Figure SMS_28
和相位，同时通过标定-拟合法得出标准交流电的幅值/>
Figure SMS_29
与二倍频量的幅值/>
Figure SMS_30
相关联的校准曲线和校准关系式，依次在不同的微波频率区间选值进行前述操作，得到若干组校准曲线和校准关系式；
S4、确定各个校准曲线中斜率最大点，并选定包含斜率最大点的一段曲线作为近似线性部分，截取整合各个校准曲线中的近似线性部分，使其连接成为一个连续的最优校准曲线，最后将最优校准曲线上各个相连接的近似线性部分分别与其本身所对应的微波频率进行标记；
S5、实际检测时，选择合适频率的微波进行检测，检测系统按前述方法得到二倍频量的幅值
Figure SMS_31
和相位，结合最优校准曲线得到待测通电导体内的交流电的幅值/>
Figure SMS_32
，并结合相位进而最终得到待测通电导体内的交流电大小。
其中，生成数据输出波形的波形公式如下：
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；
其中，
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、/>
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均为常数，/>
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为交流电频率，/>
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为时间；
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，将二倍频量的幅值/>
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与模拟导体内标准交流电的幅值/>
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进行标定；调节标准交流电的大小，采集不同标准交流电下所提取的二倍频量的幅值/>
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，以采集的二倍频量的幅值/>
Figure SMS_48
及与其对应的标准交流电的幅值/>
Figure SMS_49
作为坐标绘制函数图像，采用多项式拟合法将其函数表达式拟合出来，得到校准曲线和校准关系式。
以下部分是针对该计算方法的原理解释（以量子系统为金刚石NV色心为例进行说明）：
量子电流互感器测量原理及数据处理：量子电流互感器是基于金刚石氮-空位色心量子测磁体系，通过测量通电导体产生的磁场大小来反推出电流的大小。其中金刚石氮-空位色心利用光学探测磁共振（ODMR）技术，通过激光和微波的组合扫描金刚石氮-空位色心的荧光光谱来测量磁场强度的大小。
参见附图2，在正常情况下，因为金刚石内部存在应力，ODMR荧光光谱会有两个峰，每个峰都是拟高斯线型的，可以用高斯函数对其进行拟合，并且每个峰值附近均存在斜率最大点，在此点附近可以认为谱线近似为一条直线，如附图3所示，ODMR谱线会存在若干段线性工作区（附图3中仅展示其中1个线性工作区，实际该谱线还存在另外三个对称的线性工作区）。
当谱线工作在线性区间时，
Figure SMS_50
（/>
Figure SMS_51
为光电探测器采输出信号、k为常数，/>
Figure SMS_52
为微波频率），根据塞曼分裂效应，当金刚石探头工作在线性工作区间时，
Figure SMS_53
，信号的变化量
Figure SMS_54
（m为常数）。
下面介绍磁场测量方案和数据处理过程：
首先通电导体内的电流是一个频率为
Figure SMS_55
（本例/>
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为50Hz）的交流信号，假定其电流的大小为/>
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，该电流产生的磁场大小为/>
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，假定外界干扰磁场为，则金刚石探头感应到的磁场强度为/>
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，将B的公式带入/>
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，可以得到锁相的输出波形，附图4为采集到的锁相输出波形，其波形公式如下：
Figure SMS_61
；
其中，
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为传感反馈信号，/>
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、/>
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均为常数，/>
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为电流产生的磁场，/>
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为外界干扰磁场，/>
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等于/>
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，/>
Figure SMS_62
为交流电频率，/>
Figure SMS_65
为相位，/>
Figure SMS_67
为时间；
取
Figure SMS_72
代入上式，并对该波形公式做平方处理得到：
Figure SMS_73
；
对此式进行分析，其中直流分量的幅值
Figure SMS_76
与外界噪声磁场/>
Figure SMS_77
有关，一倍频量（ />
Figure SMS_80
）的幅值/>
Figure SMS_75
同样与外界噪声磁场/>
Figure SMS_78
有关，只有二倍频量（ />
Figure SMS_79
）的幅值 />
Figure SMS_81
仅与电流产生的磁场/>
Figure SMS_74
有关，因此对上式进行傅里叶变换，提取二倍频量的幅值和相位，可以精确地分析通电导体棒所通的电流大小。
附图5为对信号
Figure SMS_82
进行傅里叶变换后得到的频域图像，通过测试可以得出当电流大小保持恒定时，二倍频量（100Hz）的幅值也保持恒定，因此该信号可以与电流大小进行标定，通过测量该数据的大小得到待测电流的大小。
基于前述原理，需要事先构建校准曲线，[描述的是实际电流大小I与信号变化U（二倍频量的幅值）之间的关系]，实际检测时，根据测得的信号变化，通过校准曲线即可获得导体内电流大小。
构建校准曲线时，缓慢转动调压器（即标准电流供电单元），使电流从0A均匀升到1000A（本例中优选电流最大值为1000A，但实际不仅限于此数值），并记录每一时刻的实际电流大小I与信号变化U，得到二者对应的函数图像，再采用多项式拟合法，用泰勒级数将其函数表达式拟合出来，这样就得到了函数的校准曲线和校准关系式。
在互感器操作过程中，最关键的步骤是选定合适的微波频率，在此微波频率下绘制关于电流和二倍频量的幅值的校准曲线。理由如下：对于每一个函数图像，当电流值处于校准曲线的斜率最大点时，无疑其测量的精度最高，因此对于每一个微波频率而言，其校准曲线均存在最佳测量点，在该最佳测量点的附近一小段区间内的曲线在一定程度上可视为近似线性部分，此部分所对应的电流区间可视为该校准曲线的电流最佳检测区间，由于不同微波频率下的校准曲线不同，自然其电流最佳检测区间存在差异，因而考虑截取不同的电流最佳检测区间进行整合以得到最优校准曲线是具备实际意义的，其能提高电流检测精度，实际检测时，可通过微波移频的方法进行电流的准确检测。
基于微波移频的想法，进行实验，发现对于不同大小的电流，通过对其测ODMR谱线，其所对应的线性工作区也是不一样的，即对应的探测效果好的微波频率区间也是不同的，具体的例子如下：
当通入模拟导体内的电流为0A时，其对应的ODMR谱线如附图6所示，其线性工作区所对应的微波频率区间为2.875-2.889GHZ；
当通入模拟导体内的电流为200A时，其对应的ODMR谱线如7所示，其线性工作区所对应的微波频率区间为2.885-2.895GHZ；
当通入模拟导体内的电流为500A时，其对应的ODMR谱线如附图8所示，其线性工作区所对应的微波频率区间为2.935-2.945GHZ；
当通入模拟导体内的电流为800A时，其对应的ODMR谱线如附图9所示，其线性工作区所对应的微波频率区间为2.945-2.970GHZ；
因而在构件校准曲线时，有必要根据电流的大小切换微波的大小来进行检测，以提高检测精度。
同时也发现，在同一线性工作区所对应的微波频率区间选值进行校准曲线绘制，也会存在不同的校准曲线，即也存在不同的电流最佳检测区间，具体结果如下：
当金刚石NV色心的工作中心频率是2.872GHz，当将微波频率定在2.875GHz，得到的校准曲线如附图10所示，由图可知NV色心的电流最佳检测区间是50-150A，并且在100A左右精确度最高；
当将微波频率定位2.880GHz时，得到的校准曲线如附图11所示，根据相同的理论分析，由校准曲线可以得出此微波频段下的电流最佳检测区间是150-250A，并且测量最高精度是200A；
当将微波频率定位2.884GHz时，得到的校准曲线如附图12所示，由校准曲线可以得出此微波频段下的电流最佳检测区间是300-500A，并且测量最高精度是400A；
当将微波频率定位2.888GHz时，得到的校准曲线如附图13所示，由校准曲线可以得出此微波频段下的电流最佳检测区间是750-900A，并且测量最高精度是800A，但很明显的是，0-200A这段的曲线斜率较小，相对应的测量精度也较低，不适于高精度测量。
基于前述两种实验数据可以知道，由于电流不同，得到ODMR谱线也不同，且在同一检测区间内切换微波频率时，我们得到的校准曲线也不同，最佳的电流测量大小也不同，基于此种现象，我们可以先根据电流选取探测效果好的微波频率区间，再在此区间内选出最优解绘制校准曲线，通过多次实验，得到关于微波频率、电流最佳检测区间以及曲线上近似线性部分的对应关系，将不同频率校准曲线中的线性部分连接起来，可以得到一个关于全量程的最优校准曲线。当需要对不同大小的电流进行测量时，根据整合的校准曲线，选择合适的微波频率测量，可以使互感器的测量精度大大提升。
为实现前述校准曲线的绘制，本例搭建了如附图14所示的基于ODMR的交流电模拟检测系统，具体的，所述交流电模拟检测系统包含激光单元、光路单元、传感单元、微波单元、数据采集单元、数据处理单元、标准电流单元以及模拟导体，所述激光单元、数据采集单元、微波单元以及标准电流供电单元分别与数据处理单元电性连接，所述标准电流单元与模拟导体电性连接，使用时，激光单元产生激发光并通过光路单元作用于传感单元，微波单元产生调制微波作用于传感单元，传感单元对通电的模拟导体周边的磁场进行探测并产生反馈荧光，反馈荧光经光路模块被数据采集单元采集形成反馈信号，数据处理单元对反馈信号进行处理分析。
具体的，在步骤S1中，根据检测需求，确定交流电检测系统的电流检测区间，并将电流检测区间划分为若干节点，以各节点所对应的电流值大小作为输入模拟导体内的直流电大小，如要求的检测系统的电流检测区间为0-1000A，我们可以将按0A、100A、200A···1000A划分成节点，通过在模拟导体内通相应大小的直流电，测出基于各直流电的ODMR图谱。
作为更进一步的选择，步骤S2中，ODMR谱线的线性近似区间共有偶数段，其对应具备偶数组微波频率区间，选择其中一组远离ODMR谱线中心频率的微波频率区间作为选值用微波频率区间，这种择选模式，缩小了微波频率区间选值的范围，使得各个电流下对应的的良性微波频率区间更容易划分、对比。
需要注意的是，当从不同校准曲线内截取的近似线性部分所对应的电流检测区间出现重叠时，选择其中斜率最大的近似线性部分进行后续截取整合步骤，因为线性部分斜率越大，测量精度越高。
更进一步的，由于实际待测电流大小未知，难以直接选取合适微波进行检测，此时，检测系统任意选用被标记的微波频率先进行工作，并得到对应的二倍频量的幅值
Figure SMS_83
和相位，再判断此二倍频量的幅值/>
Figure SMS_84
在最优校准曲线上所处的部分所标记的微波频率是否与当前检测系统所用的微波频率一致；
若是，则根据最优校准曲线直接得到待测通电导体内的交流电的幅值；
若否，则切换不同的被标记的微波频率进行工作，直至满足前述判断准则，进而得到待测通电导体内的交流电的幅值。
若始终无法满足前述判断标准，则系统可给出实际待测电流大小超出系统的检测区间或者系统出现问题等提示。
本例中，所说的具备固定能级系统的量子系统包括金刚石NV色心以及碱金属原子等。
作为一种优选，步骤S2中，在微波频率区间内选值时，选择线性近似区间斜率最大点所对应的频率值作为检测系统工作时的微波频率，一般情况下，斜率最大点所对应的频率值是最佳探测频率，且这种模式使得最优检测曲线的构建过程简化。
作为另一种做法，在微波频率区间内切换不同的微波频率，获取不同的校准曲线，从各校准曲线中选定近似线性部分，比较各近似线性部分中斜率最大点，选取其中最大者所在的线性近似部分用于后续截取整合步骤，此种方法，能够对各微波频率区间中微波进行充分利用，好处是能够挑选出最佳的线性近似部分用于后续截取整合，坏处是工作量较前述做法更复杂。
实施例二
基于前述实施例一的交流电计算方法，本实例优化了实际检测时的数据处理方法，在得出最优校准曲线后，先根据检测需求确定交流电检测系统的电流检测区间，并将此区间按精度要求划分为若干组采样电流，在模拟导体中通入各采样电流，同时交流电检测系统中施加与采样电流所在区间相适应的微波进行工作算采样，并将采样电流、该采样电流下所采集的二倍频量的幅值以及该采样电流所对应的微波频率三者一一对应以建立数据表，数据表格式参见下表：
Figure SMS_85
。
实际检测时，根据检测用微波频率以及实测的二倍频量的幅值，查询数据表可得出待测导体内电流幅值，并根据测得的相位得到待测通电导体内交流电的大小。此种方法能够极大缩减数据处理时间，减少数据占用，提高了系统运行的稳定性。
在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“示例”、“具体示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。
以上公开的本发明优选实施例只是用于帮助阐述本发明。优选实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该发明仅为的具体实施方式。显然，根据本说明书的内容，可作很多的修改和变化。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本发明的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地理解和利用本发明。本发明仅受权利要求书及其全部范围和等效物的限制。

Claims (10)

1.一种基于微波移频的交流电测算方法，其特征在于，包括以下步骤：
S1、搭建基于量子传感单元的交流电检测系统，该量子传感单元包含具备固定能级系统的量子系统，再在模拟导体内通入若干组大小不同的直流电，检测系统通过微波扫频得到相对应的若干组ODMR谱线；
S2、选定每个ODMR谱线上的线性近似区间，并确定线性近似区间所对应的微波频率区间，在微波频率区间内选值作为检测系统工作时的微波频率，同时在模拟导体内通入幅值为I的标准交流电；
S3、检测系统工作并按设定的波形公式生成数据输出波形，并提取出此波形中的二倍频量的幅值U和相位，同时通过标定-拟合法得出标准交流电的幅值I与二倍频量的幅值U相关联的校准曲线和校准关系式，依次在不同的线性近似区间所对应的微波频率区间内选值作为检测系统工作时的微波频率，并得到若干组与该所选微波频率相对应的校准曲线和校准关系式；
S4、确定各个校准曲线中斜率最大点，并选定包含斜率最大点的一段曲线作为近似线性部分，截取整合各个校准曲线中的近似线性部分，使其连接成为一个连续的最优校准曲线，最后将最优校准曲线上各个相连接的近似线性部分分别与其本身所对应的微波频率进行标记；
S5、实际检测时，选择合适频率的微波进行检测，检测系统按S3中方法得到二倍频量的幅值U和相位，结合最优校准曲线得到待测通电导体内的交流电的幅值I，并结合相位进而最终得到待测通电导体内的交流电大小。
2.根据权利要求1所述的一种基于微波移频的交流电测算方法，其特征在于，步骤S3中，生成数据输出波形的波形公式如下：
Figure FDA0004137269360000021
其中，m、E均为常数，B0为交流电处于幅值时产生的磁场，B1为外界干扰磁场，ψ为交流电角频率，且ω＝2πf，其中f为交流电频率，
Figure FDA0004137269360000022
为相位，t为时间；
检测系统对前述波形公式进行平方处理，再进行傅里叶变换，提取二倍频量的幅值U，即
Figure FDA0004137269360000023
将二倍频量的幅值U与模拟导体内标准交流电的幅值I进行标定；调节标准交流电的大小，采集不同标准交流电下所提取的二倍频量的幅值U，以采集的二倍频量的幅值U及与其对应的标准交流电的幅值I作为坐标绘制函数图像，采用多项式拟合法将其函数表达式拟合出来，得到校准曲线和校准关系式。
3.根据权利要求1所述的一种基于微波移频的交流电测算方法，其特征在于，步骤S1中，根据检测需求，确定交流电检测系统的电流检测区间，并将电流检测区间划分为若干节点，以各节点所对应的电流值大小作为输入模拟导体内的直流电大小。
4.根据权利要求1所述的一种基于微波移频的交流电测算方法，其特征在于，步骤S2中，在微波频率区间内选值时，选择线性近似区间斜率最大点所对应的频率值作为检测系统工作时的微波频率。
5.根据权利要求1所述的一种基于微波移频的交流电测算方法，其特征在于，步骤S2中，在微波频率区间内切换不同的微波频率，获取不同的校准曲线，从各校准曲线中选定近似线性部分，比较各近似线性部分中斜率最大点，选取其中最大者所在的线性近似部分用于后续截取整合步骤。
6.根据权利要求1所述的一种基于微波移频的交流电测算方法，其特征在于，步骤S2中，ODMR谱线的线性近似区间共有偶数段，其对应具备偶数组微波频率区间，选择其中一组远离ODMR谱线中心频率的微波频率区间作为选值用微波频率区间。
7.根据权利要求1所述的一种基于微波移频的交流电测算方法，其特征在于，步骤S5中，当多个近似线性部分所对应的电流检测区间重合时，选择其中斜率最大的近似线性部分进行后续截取整合步骤。
8.根据权利要求1所述的一种基于微波移频的交流电测算方法，其特征在于，实际检测时，检测系统选用被标记的微波频率进行工作，得到对应的二倍频量的幅值U和相位，判断此二倍频量的幅值U在最优校准曲线上所处的部分所标记的微波频率是否与当前检测系统所用的微波频率一致；
若是，则根据最优校准曲线直接得到待测通电导体内的交流电的幅值；
若否，则切换不同的被标记的微波频率进行工作，直至得到的二倍频量的幅值U在最优校准曲线上所处的部分所标记的微波频率与当前检测系统所用的微波频率一致，进而得到待测通电导体内的交流电的幅值。
9.根据权利要求1所述的一种基于微波移频的交流电测算方法，其特征在于，所述量子系统为金刚石NV色心以及碱金属原子。
10.根据权利要求1所述的一种基于微波移频的交流电测算方法，其特征在于，在得出最优校准曲线后，先根据检测需求确定交流电检测系统的电流检测区间，并将此区间按精度要求划分为若干组采样电流，在模拟导体中通入各采样电流，同时交流电检测系统中施加与采样电流所在区间相适应的微波进行工作采样，并将采样电流、该采样电流下所采集的二倍频量的幅值以及该采样电流所对应的微波频率三者一一对应以建立数据表，实际检测时，根据检测用微波频率以及实测的二倍频量的幅值，查询数据表可得出待测导体内电流幅值，并根据测得的相位得到待测通电导体内交流电的大小。
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