JPS63248221A - 逐次比較形アナログ・デジタル変換器 - Google Patents
逐次比較形アナログ・デジタル変換器Info
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- JPS63248221A JPS63248221A JP8336487A JP8336487A JPS63248221A JP S63248221 A JPS63248221 A JP S63248221A JP 8336487 A JP8336487 A JP 8336487A JP 8336487 A JP8336487 A JP 8336487A JP S63248221 A JPS63248221 A JP S63248221A
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 13
- 230000007423 decrease Effects 0.000 claims 2
- 238000013139 quantization Methods 0.000 abstract description 13
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 19
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 12
- 239000000872 buffer Substances 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 239000003795 chemical substances by application Substances 0.000 description 1
- 238000009413 insulation Methods 0.000 description 1
- 230000014759 maintenance of location Effects 0.000 description 1
- 230000002093 peripheral effect Effects 0.000 description 1
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 1
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- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明はアナログ・デジタル変換器(以下ADCと略記
する)に関し、特に逐次比較形AL)Cに関する。
する)に関し、特に逐次比較形AL)Cに関する。
従来、逐次比較形ADCは比較的中速・中精度の領域を
カバーするL8I化に適したAt)Cとして広く用いら
れている。第7図はこの逐次比較形ALSCの基本榊成
を説明するための図である。同図においてL)ACは基
準デジタル・アナログ変換器(以下IJAcと略記する
)、5A)tは逐次近似レジスタ、CMPtl[圧比較
器である。
カバーするL8I化に適したAt)Cとして広く用いら
れている。第7図はこの逐次比較形ALSCの基本榊成
を説明するための図である。同図においてL)ACは基
準デジタル・アナログ変換器(以下IJAcと略記する
)、5A)tは逐次近似レジスタ、CMPtl[圧比較
器である。
MO8LSIにおいては、相対鞘駄がよい墨。
電圧係数・温度係数が小プい事、MOS(ランジスタの
ゲートの絶縁性がよく電荷の保持性が良い事、直流電流
がfittない状態でMOSスイ、チがオフセット電圧
のない理想的なアナログスイッチとなる事により、nb
itの逐次比較形ALICの基準L)ACとしてC+
20+ TIC+ −−−2+I−I Cのように順次
1/2の重み付けをした容量アレーを用いfc電荷栴分
布方式がしはしば用いらnる。
ゲートの絶縁性がよく電荷の保持性が良い事、直流電流
がfittない状態でMOSスイ、チがオフセット電圧
のない理想的なアナログスイッチとなる事により、nb
itの逐次比較形ALICの基準L)ACとしてC+
20+ TIC+ −−−2+I−I Cのように順次
1/2の重み付けをした容量アレーを用いfc電荷栴分
布方式がしはしば用いらnる。
第8図〜第1O図に従って従来の電荷再分布方式の基$
1)ACを利用した3ビ、トの逐次比較形At)Cの動
作を説明する。なお図においては基準DACおよび比較
器の部分のみ示しである。この方式においては、M2R
からLSBへ1/2の大きさをもった容量が使用され、
さらにLSBの大きさに相当する補助容量が用いられる
。
1)ACを利用した3ビ、トの逐次比較形At)Cの動
作を説明する。なお図においては基準DACおよび比較
器の部分のみ示しである。この方式においては、M2R
からLSBへ1/2の大きさをもった容量が使用され、
さらにLSBの大きさに相当する補助容量が用いられる
。
第8図は変換の第1のステップであるサンプルモードで
あって、このモードにおいては容n CI〜C6の上部
電極はSWGにより接地さn、下部1’を極はSWa
+8W+−8WaK より人力VniKi続される。
あって、このモードにおいては容n CI〜C6の上部
電極はSWGにより接地さn、下部1’を極はSWa
+8W+−8WaK より人力VniKi続される。
従ってノードXの電位はvX =Oeそこに蓄積さnる
電荷はQx=−2cv、Nである。
電荷はQx=−2cv、Nである。
次のステップでは、まず8WGが開かれ、次にSW1〜
SW4が接地側に倒さnlその後SWRが基準電位VR
EF @に倒される。そして変換が始まる。コンパレー
タCMPの入力抵抗は高く、容量C,−C4の上部電極
の電荷は保存されるので、VX”−VINとなる。この
状態がホールドモードの初期状態(第9図参照)であり
、続いて逐次比較動作が始まる。まずM8Rに相当する
CIのスイッチSW1がVRF、P側に倒される。ノー
ドXの電荷が保存されL I + c、 l C1t
(’4の間で再配分されるので、 となる。したがって、vIN > 9 vREFのとき
はVx < L) + VIN <TVREF 17)
<!:きはVx>Oとなる。そこでコンパレータによる
判定によりVx <0 (f) ト15 ハS W+
k VREF @に保チ、MSB=1 。
SW4が接地側に倒さnlその後SWRが基準電位VR
EF @に倒される。そして変換が始まる。コンパレー
タCMPの入力抵抗は高く、容量C,−C4の上部電極
の電荷は保存されるので、VX”−VINとなる。この
状態がホールドモードの初期状態(第9図参照)であり
、続いて逐次比較動作が始まる。まずM8Rに相当する
CIのスイッチSW1がVRF、P側に倒される。ノー
ドXの電荷が保存されL I + c、 l C1t
(’4の間で再配分されるので、 となる。したがって、vIN > 9 vREFのとき
はVx < L) + VIN <TVREF 17)
<!:きはVx>Oとなる。そこでコンパレータによる
判定によりVx <0 (f) ト15 ハS W+
k VREF @に保チ、MSB=1 。
にする。Vx>00ときはdW1f接地側にもどし、M
8H=oとする。
8H=oとする。
f’Raて8Wz*SWs とJII次Vatr K倒
して1m1mに判定をし、第2.第3のビットを決定す
る。
して1m1mに判定をし、第2.第3のビットを決定す
る。
この一連の逐次比較動作において、C4のスイ、チ8W
4は常に接地側に接続される。このLSBに相当するC
4の目的はアナログの1ステツプが吉(nは整数)にな
るようにステップ幅を調整するためのものである。第1
0図は上記のようにしてMSBからLSBまで変換が終
了した状態を表す。この例ではデジタルコードは[10
1]である。
4は常に接地側に接続される。このLSBに相当するC
4の目的はアナログの1ステツプが吉(nは整数)にな
るようにステップ幅を調整するためのものである。第1
0図は上記のようにしてMSBからLSBまで変換が終
了した状態を表す。この例ではデジタルコードは[10
1]である。
第12図の実線はこの例のアナログ入力と対応するテジ
タル出力の図である。At)Cにおいては連続的なアナ
ログ量を離散的なデジタル世に変換するので、その間に
理想的な関係からのズレ、いわゆる量子化誤差と叶はれ
る誤差が発生する。こtl、を第13図に示す。この例
では量子化誤差は0〜LLSBである。その絶対値は小
さい方が好ましい。
タル出力の図である。At)Cにおいては連続的なアナ
ログ量を離散的なデジタル世に変換するので、その間に
理想的な関係からのズレ、いわゆる量子化誤差と叶はれ
る誤差が発生する。こtl、を第13図に示す。この例
では量子化誤差は0〜LLSBである。その絶対値は小
さい方が好ましい。
なお、サンプルモードの直後、ホールドモードの初期状
態においてSW4の他端を接地せずに’VREFにし、
その後の変換期間中そのまま固定する(第11図参照)
。そうすることにより、vXを−16VREFずらず事
ができ、ALICの変換曲線は第12図の点線のように
なる。その量子化誤差はフルスクールを除き最大で士、
L S Bとする事が出来る(第14図参照)。
態においてSW4の他端を接地せずに’VREFにし、
その後の変換期間中そのまま固定する(第11図参照)
。そうすることにより、vXを−16VREFずらず事
ができ、ALICの変換曲線は第12図の点線のように
なる。その量子化誤差はフルスクールを除き最大で士、
L S Bとする事が出来る(第14図参照)。
しかしながら上述した従来の逐次比較形アナログ・デジ
タル変換回路は量子化誤差を±1/2LSBにするため
の基準電圧として、VREFの他に符号の異る一yvR
Erという第2の基準電圧を必要とするという欠点があ
る。これは単電源で動作をさせるシステムにおいては大
きな欠点となる。
タル変換回路は量子化誤差を±1/2LSBにするため
の基準電圧として、VREFの他に符号の異る一yvR
Erという第2の基準電圧を必要とするという欠点があ
る。これは単電源で動作をさせるシステムにおいては大
きな欠点となる。
またフルスケール近辺では量子化誤差はILSBに達す
るという欠点もある。
るという欠点もある。
上記の逐次比較形アナログ・デジタル変換器に対し、本
発明は極性の異なる基準電圧を使用する弗なく理想的な
量子化誤差を±1/2LSB以内にする事が出来るとい
う特徴を有する。
発明は極性の異なる基準電圧を使用する弗なく理想的な
量子化誤差を±1/2LSB以内にする事が出来るとい
う特徴を有する。
すなわち本発明の目的はアナログ・デジタル変換した出
力コードを補正する手段を設けることによって上記の欠
点を改良した逐次比セl形アナログ・デジタル変換器を
提供することにある。
力コードを補正する手段を設けることによって上記の欠
点を改良した逐次比セl形アナログ・デジタル変換器を
提供することにある。
本発明の逐次比較形アナログ・デジタル変換器は、デジ
タル・アナログ変換器と、入力量から前記デジタル・ア
ナログ変換器の、L S B相当分を差し引いた疑似入
力量を作る手段と、前記疑似入力量と前記デジタル・ア
ナログ変換器の出力とを比較する比較器と、前記デジタ
ル・アナログ変換器のコード全すべてゝ0“にして比較
判定したとき、前記入力量の絶対値かTL S B相当
分より大きい場合には“1“を記憶し、同じく小さい場
合にはゝゝ0”を記憶する補正用メモリと、前記デジタ
ル・アナログ変換器のMSBからLSBへ順次に1ビッ
トづつ11“を立てるごとに前記疑似入力量と前記デジ
タル・アナログ変換器の出力とを比較し、前記疑似入力
量が前記出力より大きい場合には前記ビットをゝ1”の
ま\にし、同じく小さい場合には前記ピラトラ“0“に
して下位ビットに移行する逐次比較レジスタと、前記補
正用メモリの内容がゞゝ1”のときに限り前記逐次比較
レジスタのコードii (% 1“だけ増加する手段と
を有して構成される。
タル・アナログ変換器と、入力量から前記デジタル・ア
ナログ変換器の、L S B相当分を差し引いた疑似入
力量を作る手段と、前記疑似入力量と前記デジタル・ア
ナログ変換器の出力とを比較する比較器と、前記デジタ
ル・アナログ変換器のコード全すべてゝ0“にして比較
判定したとき、前記入力量の絶対値かTL S B相当
分より大きい場合には“1“を記憶し、同じく小さい場
合にはゝゝ0”を記憶する補正用メモリと、前記デジタ
ル・アナログ変換器のMSBからLSBへ順次に1ビッ
トづつ11“を立てるごとに前記疑似入力量と前記デジ
タル・アナログ変換器の出力とを比較し、前記疑似入力
量が前記出力より大きい場合には前記ビットをゝ1”の
ま\にし、同じく小さい場合には前記ピラトラ“0“に
して下位ビットに移行する逐次比較レジスタと、前記補
正用メモリの内容がゞゝ1”のときに限り前記逐次比較
レジスタのコードii (% 1“だけ増加する手段と
を有して構成される。
次に、本発明について図面全参照して説明する。
第1図は本発明による逐次比較形アナログ・デジタル変
換器の第一の実施例を示す回路図である。
換器の第一の実施例を示す回路図である。
同図において、基準L)ACは容量アレー〇 、 、
CN。
CN。
およびCAと、周辺のスイッチ群とで構成されている。
01〜CNtLAの大きさはそれぞれC〜十〇、下Cで
ある。
ある。
この実施例の動作を第5図に示すタイムチャートに従っ
て説明する。まず、変換スタート信号5TAR,T入力
後、始めてのクロックCI、にの立上りで変換が開始さ
れる。そしてサンプルモードになシ、SWGは接地脚1
に、SWRはVIN側に、SW1〜swN、sw人はノ
ードA侶11にそれぞれ倒され、容t CI”=”NI
CAには入力vrsが取り込まれる。次に初期ホール
ドモードに2いては、まずSWGは開、かれ、次にSW
亘〜SWNは接地側に。
て説明する。まず、変換スタート信号5TAR,T入力
後、始めてのクロックCI、にの立上りで変換が開始さ
れる。そしてサンプルモードになシ、SWGは接地脚1
に、SWRはVIN側に、SW1〜swN、sw人はノ
ードA侶11にそれぞれ倒され、容t CI”=”NI
CAには入力vrsが取り込まれる。次に初期ホール
ドモードに2いては、まずSWGは開、かれ、次にSW
亘〜SWNは接地側に。
SW人はTvRεvp引1iCそれぞれ倒され、ついで
SWRがVREF (tillに倒される。この時点に
おいてコンパレータCMPの入力インピーダンスが高く
ノードXの電荷は保存さするので、 となる。これが疑似入力量である。了・pVREFは÷
LSBの大きさに相当し、VINが+LSB相当より大
きい場合VX<01小さい場合Vx>0となり、セット
・リセット付のフリップ・フロップである補正用メモリ
の内容はそれぞれゝゝ1 //または0“になる。次に
セット・リセット付トグル・フリップ・フロップTtt
”1“に設定し、sw!6ノードA側に倒してC1の下
部電極をVREFにする。その時、ノードXの電位Vx
はとなり、VXNがフルスケールの半分よp−LLsB
相当だけ大きい電圧より大きい時、l111はゝ1”に
保たれ、小さいときはT1のリセット人力Rに入力を入
れることによりゝゝ0“にもどされる。従って以降のM
SBの状態QTlは入力の大きさに 2より変る。以下
LSBまで同様に変換が行われる。
SWRがVREF (tillに倒される。この時点に
おいてコンパレータCMPの入力インピーダンスが高く
ノードXの電荷は保存さするので、 となる。これが疑似入力量である。了・pVREFは÷
LSBの大きさに相当し、VINが+LSB相当より大
きい場合VX<01小さい場合Vx>0となり、セット
・リセット付のフリップ・フロップである補正用メモリ
の内容はそれぞれゝゝ1 //または0“になる。次に
セット・リセット付トグル・フリップ・フロップTtt
”1“に設定し、sw!6ノードA側に倒してC1の下
部電極をVREFにする。その時、ノードXの電位Vx
はとなり、VXNがフルスケールの半分よp−LLsB
相当だけ大きい電圧より大きい時、l111はゝ1”に
保たれ、小さいときはT1のリセット人力Rに入力を入
れることによりゝゝ0“にもどされる。従って以降のM
SBの状態QTlは入力の大きさに 2より変る。以下
LSBまで同様に変換が行われる。
なお、各トグル・フリップ・フロ、プT 1 * T
* t−−−、TNは順次変換が行われる番がくる迄は
ゝゝ0“に設定されている。
* t−−−、TNは順次変換が行われる番がくる迄は
ゝゝ0“に設定されている。
LSBまで変換が行われた結果、第2図に点線で示した
ようなトランスファー特性が得られる。
ようなトランスファー特性が得られる。
’rNv T(N−+ ) t −−−−−* ’r、
* T 1のQ出力は順次T(N−1+l ’l (
N−2)+ −−−−−+ T I HT Oのクロッ
ク入力に接続されている。
* T 1のQ出力は順次T(N−1+l ’l (
N−2)+ −−−−−+ T I HT Oのクロッ
ク入力に接続されている。
Toはリセット付トグル・フリップ・フロップであって
変換がLSBまで行なわれるまでV″0“に設定される
。CKの立上り時にトグル動作が行われると’rNt
T(N−s )t −−−−−* ’rll ’roは
全体としてカウントアツプのバイナリカウンタを構成し
ている。そして補正用メモリの内容がゝゝ1“、つまり
Q=Oのときのみカウントアツプのパルスを発生しTN
e T(N−1) + −−−−−* Tl t ’
16の内容はコードが1つ大きくなり、結局第3図の様
な階段状のトランスファー特性になる。
変換がLSBまで行なわれるまでV″0“に設定される
。CKの立上り時にトグル動作が行われると’rNt
T(N−s )t −−−−−* ’rll ’roは
全体としてカウントアツプのバイナリカウンタを構成し
ている。そして補正用メモリの内容がゝゝ1“、つまり
Q=Oのときのみカウントアツプのパルスを発生しTN
e T(N−1) + −−−−−* Tl t ’
16の内容はコードが1つ大きくなり、結局第3図の様
な階段状のトランスファー特性になる。
TN + ’1(N−t)+ −−−−−* ’r、
I ’r、の出力Qはそれぞn、スリーステート出力バ
ッファに接続されていて、変換終了信号EOCによりそ
れまでの高インピーダンス状態から入力値に応じて11
“または10“を出力する。ここでBOはTOに対応す
るがそれはオーバーレンジのビットである。この結果各
デジタルコードは対応するアナログ値を中心にして一−
LSB〜+1/2LSBの範囲でそのコードを取シ得て
、オーバーレンジのビットt−含めて考えると第4図の
様に、全範囲で量子化誤差は理想的な誤差の時−1/2
LSB〜十丁LSBにおさまる。この実施例においてス
リーステート出力バッファは必ずしもスリーステートで
ある必要はなく、応用によりマスタースレーブ型の7す
、プ・フロップであってもよいし、場合によってはEO
C以降に出力を取り出すようにすれば出カバ。
I ’r、の出力Qはそれぞn、スリーステート出力バ
ッファに接続されていて、変換終了信号EOCによりそ
れまでの高インピーダンス状態から入力値に応じて11
“または10“を出力する。ここでBOはTOに対応す
るがそれはオーバーレンジのビットである。この結果各
デジタルコードは対応するアナログ値を中心にして一−
LSB〜+1/2LSBの範囲でそのコードを取シ得て
、オーバーレンジのビットt−含めて考えると第4図の
様に、全範囲で量子化誤差は理想的な誤差の時−1/2
LSB〜十丁LSBにおさまる。この実施例においてス
リーステート出力バッファは必ずしもスリーステートで
ある必要はなく、応用によりマスタースレーブ型の7す
、プ・フロップであってもよいし、場合によってはEO
C以降に出力を取り出すようにすれば出カバ。
ファは無くてもよい。
第6図は本発明の第2の実施例を示す回路図である。本
実施例においてはC1*C2〜CNはそれぞれC、C9
〜 Cの大きさ、補助容量CAI 、 Chxuそ
れぞれ、Cの大きさをもつ。この実施例ではC幻の下部
電極HswAおよびSWRによりサンプルモードではV
INに、ホールドモードでは変換の期間中接地される。
実施例においてはC1*C2〜CNはそれぞれC、C9
〜 Cの大きさ、補助容量CAI 、 Chxuそ
れぞれ、Cの大きさをもつ。この実施例ではC幻の下部
電極HswAおよびSWRによりサンプルモードではV
INに、ホールドモードでは変換の期間中接地される。
CA、は直接ノードAに接続され、サンプルモードでは
VrNに、ホールドモードではVREF K接続され固
定される。
VrNに、ホールドモードではVREF K接続され固
定される。
この実施例では2 vREFの基準電位を用意する必要
がない。以降の動作および効果は第1の実施例と同じで
ある。
がない。以降の動作および効果は第1の実施例と同じで
ある。
以上説明したように本発明の逐次比較形アナログ・デジ
タル変換器は、デジタル・アナログ変換器、入力量より
デジタル・アナログ変換器のTL較器、デジタル・アナ
ログ変換器のコードを全て10”にした状態で比較判定
し、入力量が絶対値において、L 8 B相当分大きい
場合“l#全記憶し、小さい場合ゝゝ0“を記憶する補
正用メモリ、デジタル・アナログ変換器のIV S k
3からLSBに向は順次1ビットづつ“1“を立て、そ
の都度疑似入力量とデジタル・アナログ変換器の出力の
比較動作を行い、疑似入力量が大きい場合に当該ビット
にゝゝ1“を立てたままにし、小さい場合に′″0“を
立てて下位ビットに移行する逐次比較しジスタからなり
、補正用メモリの内容が“1“の場合のみ逐次比較レジ
スタのデジタルコードをゝゝ1“だけ増加させることに
より、極性の異なる基準電圧を使用すること無く、理想
的な量子化誤差を±1/2LSB以内にすることが出来
る効果がある。
タル変換器は、デジタル・アナログ変換器、入力量より
デジタル・アナログ変換器のTL較器、デジタル・アナ
ログ変換器のコードを全て10”にした状態で比較判定
し、入力量が絶対値において、L 8 B相当分大きい
場合“l#全記憶し、小さい場合ゝゝ0“を記憶する補
正用メモリ、デジタル・アナログ変換器のIV S k
3からLSBに向は順次1ビットづつ“1“を立て、そ
の都度疑似入力量とデジタル・アナログ変換器の出力の
比較動作を行い、疑似入力量が大きい場合に当該ビット
にゝゝ1“を立てたままにし、小さい場合に′″0“を
立てて下位ビットに移行する逐次比較しジスタからなり
、補正用メモリの内容が“1“の場合のみ逐次比較レジ
スタのデジタルコードをゝゝ1“だけ増加させることに
より、極性の異なる基準電圧を使用すること無く、理想
的な量子化誤差を±1/2LSB以内にすることが出来
る効果がある。
第1図は本発明の第1の実施例を示す回路図、第2図お
よび第3図はその変換特性を示す説明図、第4図は量子
化誤差を示す説明図、第5図は動作例を示すタイムチャ
ート、第6図は本発明の第2の実施例を示す回路図、第
7図は逐次比較形At)Cの基本構成を示す説明図、第
8図〜第11図は従来の逐次比較形ADCの例を示す説
明図、第12図〜第14図はその変換特性および量子化
誤差を示す説明図である。 図において、01〜CN、0人、 0人、 、 CA、
・・・・・・容量、VREF t TVREF ・−
−−−・基ot位、SW、 〜8WN。 SWA 、SWG、SWy・・・・・・スイッチ、VI
N・・・・・・入力、CMP・・・・・・比較器、X、
A・・・・・・ノード、CLK・・・・・・基本クロッ
ク、5TA)LT・・・・・・変換開始信号、EOC・
・・・・・変換終了信号、To、 Ill 、、〜TN
・・・・・・トグル・フリップ・フロップ、φSW+〜
φSWN・・・・・・SW、〜SWNのコントロール信
号、BF。 〜BFN・・・・・・出力バッファ、CU・・・・・・
カウントアツプ信号、QTovQTI 〜QTN−−T
orTt〜TNのQ出力、である。 代理人 弁理士 内 原 1 ・・1″′: 万4図 OTz 簿、5図 、、/CIA′ ′fJ7 回 ′fi δ フ 肩9固 ガ/ρ目
よび第3図はその変換特性を示す説明図、第4図は量子
化誤差を示す説明図、第5図は動作例を示すタイムチャ
ート、第6図は本発明の第2の実施例を示す回路図、第
7図は逐次比較形At)Cの基本構成を示す説明図、第
8図〜第11図は従来の逐次比較形ADCの例を示す説
明図、第12図〜第14図はその変換特性および量子化
誤差を示す説明図である。 図において、01〜CN、0人、 0人、 、 CA、
・・・・・・容量、VREF t TVREF ・−
−−−・基ot位、SW、 〜8WN。 SWA 、SWG、SWy・・・・・・スイッチ、VI
N・・・・・・入力、CMP・・・・・・比較器、X、
A・・・・・・ノード、CLK・・・・・・基本クロッ
ク、5TA)LT・・・・・・変換開始信号、EOC・
・・・・・変換終了信号、To、 Ill 、、〜TN
・・・・・・トグル・フリップ・フロップ、φSW+〜
φSWN・・・・・・SW、〜SWNのコントロール信
号、BF。 〜BFN・・・・・・出力バッファ、CU・・・・・・
カウントアツプ信号、QTovQTI 〜QTN−−T
orTt〜TNのQ出力、である。 代理人 弁理士 内 原 1 ・・1″′: 万4図 OTz 簿、5図 、、/CIA′ ′fJ7 回 ′fi δ フ 肩9固 ガ/ρ目
Claims (3)
- (1)デジタル・アナログ変換器と、 入力量から前記デジタル・アナログ変換器の1/2LS
B相当分を差し引いた疑似入力量を作る手段と、 前記疑似入力量と前記デジタル・アナログ変換器の出力
とを比較する比較器と、 前記デジタル・アナログ変換器のコードをすべて“0”
にして比較判定したとき、前記入力量の絶対値が1/2
LSB相当分より大きい場合にには“1”を記憶し、同
じく小さい場合には“0”を記憶する補正用メモリと、 前記デジタル・アナログ変換器のMSBからLSBへ順
次に1ビットづつ“1”を立てるごとに前記疑似入力量
と前記デジタル・アナログ変換器の出力とを比較し、前
記疑似入力量が前記出力より大きい場合には前記ビット
を“1”のまゝにし、同じく小さい場合には前記ビット
を“0”にして下位ビットに移行する逐次比較レジスタ
と、 前記補正用メモリの内容が“1”のときに限り前記逐次
比較レジスタのコードを“1”だけ増加する手段と を有することを特徴とする逐次比較形アナログ・デジタ
ル変換器。 - (2)デジタル・アナログ変換器と、入力量から前記デ
ジタル・アナログ変換器の1/2LSB相当分を差し引
いた疑似入力量を作る手段とを有する逐次比較形アナロ
グ・デジタル変換器において、MSBからLSBへ順次
に1/2の重みで小さくなる容量アレーと、前記LSB
の容量と同一値の補助容量と、前記各容量の上部電極を
同時に接地するスイッチと、前記容量アレーの各下部電
極を個別に入力電位、第1の基準電位、または接地に切
替えるスイッチと、前記補助容量の下部電極を前記入力
電位、前記第1の基準電位、または前記第1の基準電位
の1/2の大きさの第2の基準電位に切替えるスイッチ
とを具備した特許請求の範囲第一項記載の逐次比較形ア
ナログ・デジタル変換器。 - (3)デジタル・アナログ変換器と、入力量から前記デ
ジタル・アナログ変換器の1/2LSB相当分を差し引
いた疑似入力量を作る手段とを有する逐次比較形アナロ
グ・デジタル変換器において、MSBからLSBへ順次
に1/2の重みで小さくなる容量アレーと、前記LSB
の容量の1/2の大きさの第1および第2の補助容量と
、前記各容量の上部電極を同時に接地するスイッチと、
前記容量アレーの各下部電極および前記第1の補助容量
の下部電極を個別に入力電位、基準電位、または接地に
切替えるスイッチと、前記第2の補助容量の下部電極を
前記入力電位、または前記基準電位に切替えるスイッチ
とを具備した特許請求の範囲第一項、または第二項記載
の逐次比較形アナログ・デジタル変換器。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP8336487A JPS63248221A (ja) | 1987-04-03 | 1987-04-03 | 逐次比較形アナログ・デジタル変換器 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP8336487A JPS63248221A (ja) | 1987-04-03 | 1987-04-03 | 逐次比較形アナログ・デジタル変換器 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS63248221A true JPS63248221A (ja) | 1988-10-14 |
Family
ID=13800371
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP8336487A Pending JPS63248221A (ja) | 1987-04-03 | 1987-04-03 | 逐次比較形アナログ・デジタル変換器 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS63248221A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5028926A (en) * | 1988-12-07 | 1991-07-02 | Fujitsu Limited | Successive type analog-to-digital converter with a variable reference voltage for the digital to analog converter |
-
1987
- 1987-04-03 JP JP8336487A patent/JPS63248221A/ja active Pending
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5028926A (en) * | 1988-12-07 | 1991-07-02 | Fujitsu Limited | Successive type analog-to-digital converter with a variable reference voltage for the digital to analog converter |
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