JPS6316733A

JPS6316733A - Ｆｍ受信機

Info

Publication number: JPS6316733A
Application number: JP16160686A
Authority: JP
Inventors: Masatoshi Ogawa; 正俊小川
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1986-07-09
Filing date: 1986-07-09
Publication date: 1988-01-23

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】［発明の目的］（産業上の利用分野）この発明はノイズ低減効果を改善し７’ｃ　Ｆ　Ｍ受信
機に関する。

（従来の技術）静止衛星を利用したＳＨＦ放送のように、ビデ分信号を
Ｆ’Ｍ変調して伝送するシステムでは、受信人力電界が
大きい場合にはＡＭ方式に比べてノイズが少なく高品質
な画像が得られるが、反面弱電界時には細かい点状のノ
イズ（インパルスノイズ）が急激に増加し著しく品位が
低下する。これがＦ’Ｍ方式特有のスレッシ、−ルドと
呼ばれている現象で、ＦＭ復調器に入力するノイズのピ
ーク値が信号のピーク値をたびたび越えるときに発生す
る。ノイズのピーク値は、その総電力に比例するので、
ＦＭ信号を復調器【入力する前に狭帯域の帯域フィルタ
で帯域制限すれば、このスレッショールドを改善できる
のであるが、あまりに帯域を狭くし過ぎると、復調信号
が歪むので、むやみに狭くすることはできない。

ところで、ＦＭ信号を歪なく通過させるには。

以下に示すカーソン則帯域幅が必要である。

Ｂ＝２（Δｆ１＋ｆ２）　　　　　　　　　　　　・・
・・・（１）ここでＢ；カーソン則帯域幅。

Δｆ、；最大周波数偏移。

ｆ２；最高変調周波数。

しかしこれは、長時間で考えたときのことであって、ご
く短時間ではＦＭ波のエネルギーはその大部分がそのと
きの瞬時周波数のまわりの狭い帯域に集中していると考
えられる。第４図はＦＭ波の瞬時周波数とフィルタの帯
域幅の関係を示す。

そこで、通過域の中心周波数を可変できるような狭帯域
帯域フィルタを用い、その中心周波数がＦＭ波の瞬時周
波数に一致するように制御してやれば、ＦＭ波を歪なく
伝送できしかもそのフィルタを通過する信号中の雑音を
大幅に減少させることが可能である。このようなフィル
タは、追跡フィルタ（第４図（ｂ））と呼ばれるもので
あるが、これを精度良く作ることは実際には困難である
。このため、追跡フィルタの変形であるＦＭ負帰還方式
（ＦＭネカティブ・フィードバック方式）やＰＬＬ復調
方式（フェイズ・ロックド・ループ方式）等のスレッシ
ョールド改善形復調器（スレッショールド・エクステン
ション・デモシュレータ）が利用される。以下とこては
、Ｆ’Ｍ負帰還方式について説明する。

第５図（ａ）は、通常のＦＭ受信機のブロック図である
。入力ＦＭ信号は、混合器１において、局部発振器６か
らの局部発振出力と混合され、中間周波信号に変換され
る。この中間周波信号は、広帯域の帯域フィルタ２を介
して自動利得制御増幅器３に人力される。そして、この
増幅器出力は、リミッタ回路４を介して復調器５に入力
されＦＭ復調される。上記のＦＭ受信機において、ＳＨ
Ｆ’放送の場合（４ＧＨｚ帯）を考えると、ＦＭ信号の
周波数偏移Δｆｔは、Δｆ１＝　１０．７５　ＭＨｚ、
最高変調周波数ｆｚ　＝　４．２ＭＨｚ　（簡単のため
音声サブキャリアは無視する）であるから、受信機の帯
域幅Ｂ＆は、（１）式より、Ｂ＆＝　２（１０，７５＋４．２　）＝　２９．９　［
ＭＨｚ　］必要である。

さて、上記の受信機の局部発振器６を電圧制御発振器（
ＶＣＯ）におきかえて、周波数を可変できるようにし、
その復調出力をフィードバックして、電圧制御発振器の
周波数制御端に加えるようにすると、第５図（ｂ）の構
成が得られる。即ち、復調器５の出力は、増幅器７を介
したのち、出力端子８に導かれるとともに、電圧制御発
振器９の制御端に供給される。なお他の部分は、第５図
（ａ）の構成と同じであるから、同一符号を附して説明
は省略する。

ここで、受信機に中心周波数１９周波数偏移ｄＦなるＦ
Ｍ信号１０１が入力されると、中間周波信号１０２の中
心周波数は、混合器１により周波数変換され、入力ＦＭ
信号１０１と局部発振信号１０３の差周波数となる。

同様に中間周波信号１０２の周波数偏移ｄＦ’、も、入
力ＦＭ信号１０１の周波数偏移ΔＦと局部発振信号１０
３の周波数偏移ΔＦｖとの差に等しくなる。

ΔＥ’ｉ　＝ΔＦ−ΔＦｖ・・・・・（２）続いて、中
間周波信号１０２は、狭帯域帯域フィルタ２．自動利得
制御増幅器３．リミッタ回路４と通過しＦＭ復調器５で
復調され、復調出力１０４となる。この復調出力１０４
は、増幅器７で増幅され利柩Ｇ）倍される。従って、出
力ビデオ信号の出力電圧Ｖは、中間周波信号の周波数偏
移ＩＦ、とＦ’Ｍ復調器５の復調感度に１　と、増幅器
７の利得（Ｇ）との積であられされる。

■＝ΔＦ、　−Ｋ　ｌ−ａ　　　　　　　　　　　　−
・・・−（３）矢に、電圧制御発振器９の出力局部発振
信号１０３の周波数偏移ΔＦｖは、その変調感度に２と
、出力ビデオ信号１０５の出力電圧Ｖとの積になる。

Δｒｖ＝　Ｋ２−Ｖ　　　　　　　　　　　　　　・＝
−＜４）以上（２）　＃　（３）　、　（４）式から、
ΔＦ１と、ＩＦ７を消去して入力Ｆ’Ｍ信号１０１の周
波数偏移ΔＦとビデオ信号１０５の出力電圧Ｖとの関係
を求めると、次式が得られる。

次に（３）式と（５）式からΔＦとΔＦ１との関係を求
めると、となり、これはＦＭ負帰還を行なうと、中間周波信号１
０２の周波数偏移ΔＦｌが入力ＦＭ信号１０１の周波数
偏移ΔＦの１／（１＋に、・Ｋ３・Ｇ）に圧縮されるこ
とを示している。

第５図（ｂ）に示した数値例、すなわち、Ｋ１＝１ｍＶ
／ＫＨｚａＧ　＝　ｌ　Ｏ、Ｋ２　＝０．９　ｋＨｚ／
ｍＶ　、ΔＩＦ＝　１０．７５ＭＨｚでは。

中間周波信号の周波数偏移ばｔｖ５図（ａ）の回路の１
／１０．ΔＦ’、　＝　１．０７ＭＨｚに圧縮される。

よって、（１）式のカーノン則から必要な帯域幅は。

Ｂｂ　＝２（ＩＤ７５　＋　４２）　＝１０．５５［Ｍ
Ｈｚ］トナル。スレッシ、−ルドレペルは、ｍ述のａす
、中間周波信号の帯域幅に比例するのでだけ小さな入力電界に改善されることになる。

（発明が解決しようとする問題点）上記したように、ＳＨｒ放送受信機に、スレッシ、−ル
ビ改善形復調器を採用すれば、スレッシ１−ルドレベル
を拡大することができるが、逆にスレッシ、−ルドレペ
ル以下の電界では、インパルスノイズが、スレッシ、−
ルビ改善形復調器に内在するフィルタ効果により、長い
線状のノイズとなシ、著しく画鵡品位を低下せしめると
いう問題がある。

そこでこの発明は、上記追跡フィルタ的な作用を得る復
調回路の欠点を補い１弱電界人力であっても画質低下を
生じないように改善したＦＭ受信機を提供することを目
的とする。

［発明の構成］（問題点を解決するための手段）この発明は、スレッシ、−ルビ改善形復調器の出力側に
１水平期間遅延器、インパルスノイズ検出器を設け、復
調出力内にインパルスノイズが検出されたときに、ｌ水
平期間遅延器の出力を使用して、ノイズを避けるように
したものである。

（作用）上記の手段によって、スレッシ、−ルビ改善形復調器に
よって最適な狭帯域を得られ、かつ。

スレッシ、−ルドレペル以下の弱電界人力時のインパル
スノイズ発生時には、ノイズを含゛まないｌ水子期間前
の信号を利用することができる。

（実施例）以下この発明の一実施例を図面を参照して説明する。

第１図はこの発明の一実施例であυ、入力端子２０には
、入力１’Ｍ信号２０１が供給される。この入力ＦＭ信
号２０１は、スレッシ、−ルビ改善形復調器２ノに供給
される。このスレッショールド改善形復調器２１は、第
５図（ｂ）で示したような回路であ）、追跡フィルタ的
な動作を得る。従って、狭帯域特性によって、ＦＭ復調
出力２０２を得、受信電界が充分であれば良好な復調ビ
デオ信号となる。

ここで、ＦＭ復調出力２０２は、ｌ水平期間遅延器２２
、インパルスノイズ検出器２３及びスイッチ２４の一方
の入力端子ａに供給される。このスイッチ２４の他方の
入力端子ｂＫは、前記１水平期間遅延器２２の出力が供
給され、更に、このスイッチ２４の選択制御端子には、
前記インパルスノイズ検出器２３の出力が供給される。

イｙ　ｉ４ルスノイズ検出器２３は、インパルスノイズ
が検出されないときは、スイッチ２４を端子ａ側に制御
し、イン・ぐルスノイズを検出したときにはスイッチ２
４を端子す側に制御する。従って、スイッチ２４は、イ
ンパルスノイズが発生したときは、ノイズの含まれない
１水平期間前のビデオ信号を選択して出力端子２５に導
出することになる。

第２図はイン・臂ルスノイズ検出器２３を具体的に示し
ている。入力端子２３１のＦＭ復調信号２０２は、遅延
回路３１．ゲート回路３３に供給される。遅延回路３１
で数μａ＠ｃ遅延されたビデオ信号２１１は、同期分離
回路３２に供給され、ここで分離された同期パルス２１
２はゲート回路３３の開閉制御端子に供給される。ゲー
ト回路３３は、同期ノ臂ルス２１２がハイレベルの期間
のみオンし、そのダート出力信号２１３を比較器３４に
供給する。比較器３４は、ダート回路３３からの信号レ
ベルと、基準電圧３５のレベルとを比較し、基準電圧３
５のレベルよりも入力信号のレベルが大きいときのみイ
ンパルスノイズが発生したものと判断する。このときは
、比較器３４は、ノイズ検出パルス２１４を単安定マル
チバイブレータ回路３６に供給する。これによって、単
安定マルチバイブレータ回路３６は、ｌ水平期間（約６
３．５μ８１！ｌｅ　）の制御ノ臂ルス２１５を出力す
る。この制御・母ルス２１５が得られたときは、第１図
のスイッチ２４は、端子す側を選択し、ｌ水平期間遅延
器２２の出力ビデオ信号を出力端子に導出する。

以上のような構成によって、受信入力電界がスレッショ
ールドレベル以下であっても、画質を大きく損うことな
く、インパルスノイズの影響を大幅に軽減することがで
きる。これは、受信人力電界がスレッシ、−ルドレペル
以下の数ｄＢの範囲では、インパルスノイズが２水平期
間に渡って発生する確率は非常に小さいことによる。ま
た、ビデオ信号の連続する２ライン間では情報の差がほ
とんど無いことから、このような補償が可能となる。

ただし、受信入力電界が更に低（（Ｃ／Ｎ＝２〜３ｄＢ
）になるとインパルスノイズが非常に増大し、有効なノ
イズ対策が得られないが、そもそもこの様な状況では、
通常の受信機でも画像情報がノイズにマスクされた状態
であ）、内容を判断するのが困難なレベルである。

［発明の効果コ以上説明したようにこの発明は、スレッショールド改善
形復調器を採用した場合に、更に、これ以上のスレッシ
、−ルド現象の発生を抑え得、画質の向上を得ることの
できるＦ’Ｍ受信機を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例を示すブロック図、第２図
は第１図のインパルスノイズ検出回路を具体的に示すブ
ロック図、第３図は第２図の回路の各部信号波形例を示
す図、第４図は、ＦＭ帯域フィルタの特性例を示す図、
第５図（ａ）　、　（ｂ）はそれぞれｆ’Ｍ復調装置の
例を示すブロック図である。２１・・・スレッシ、−ルビ改善形復調器、２２・・・
１本来期間遅延器、２３・・・インパルスノイズ検出器
、２４・・・スイッチ。

Claims

【特許請求の範囲】

（１）局部発振器の発振出力と入力周波数変調信号とを
混合器で混合して中間周波信号を得、この中間周波信号
を復調器にて周波数復調信号を得るとともに、前記周波
数復調信号を用いて前記局部発振器の発振周波数を制御
することで狭帯域特性を得るスレッショールド改善形復
調器と、前記周波数復調信号の所定の同期区間のレベルと基準レ
ベルとを比較し、インパルスノイズの有無判断出力を得
る検出手段と、前記インパルスノイズの有ることが前記検出手段によっ
て検出された場合に、その検出パルスに応答し、前記周
波数復調信号を遅延させている遅延手段の出力を出力端
に導出し、前記インパルスノイズの無い場合には前記ス
レッショールド改善形復調器の出力を前記出力端に導出
するように切換わるスイッチ手段とを具備したことを特
徴とするＦＭ受信機。
（２）前記検出手段は、前記フレッショールド改善形復
調器の出力が加えられるゲート回路及び数μｓｅｃの遅
延量を持つ遅延器と、前記遅延器の出力信号の中から同
期パルスを分離し、これを前記ゲート回路の制御端子に
供給する同期分離回路と、前記同期パルスの期間に前記
ゲート回路から得られた出力のレベルと基準電圧のレベ
ルとを比較し、前記ゲート回路の出力のレベルが大きい
場合に検出パルスを得る比較器と、前記検出パルスに応
答して前記スイッチ手段へ制御信号を与える単安定マル
チバイブレータ回路とを具備したことを特徴とする特許
請求の範囲第１項記載のＦＭ受信機。