JPS63164531A - 完全ディジタルフェーズロックループ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はディジタル信号プロセッサを用いて実現され、
かつアナログ対ディジタル変換器を伴うサンプラーと、
その出力が上記のサンプラーを制御する決定論理の入力
に接続されたフィルタリング群を具える完全にディジタ
ルなフェーズロックループに関連している。

フェーズロックループは電気通信分野（例えば無線標定
）ならびに測定（例えば周波数合成について）で最も広
く利用されている。これらのループの主な特徴は、旧来
の検出手段が受信信号の弱いために動作できぬ場合に、
雑音の影響を受けた伝送の間で信号と同期をとることが
許容されることである。前文で述べられた種類のディジ
タルフェーズロックループは、カルロス・ボラマサ・レ
ース（Ｃａｒｌｏｓ　Ｐｏｌａｍａｚａ−Ｒａｅｚ）と
フレア・ディー・マクジレム（（：］ａｒｅ　Ｄ、　Ｍ
ａｃ　Ｇｊｌｌｅｍ）による論文、「クロック及びサン
プラー量子化によるディジタルフェーズロックループ動
作（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｐｈａｓｅ−Ｌｏｃｋｅｄ　Ｌｏ
ｏｐ　Ｂｅｈａｖｉｏｕｒ　ｗｉｔｈ　Ｃ１ｏｃｋ　ａ
ｎｄ　Ｓａｍｐｌｅｒ　Ｑｕａｎｔｉｚａｔｉｏｎ）　
Ｊ　、アイトリプルイー・トランズアクション・オン・
コミュニケーション（ＪＥＥＲＴｒａｎｓ。

ｏｎ　Ｃｏｍｍｕｎ、）　、第Ｃ０Ｍ−３３巻、第８号
、１９８５年８月、頁７５３〜７５９に記載されている
。

本発明によるループは受信端においてスクランブルされ
たディジタルスピーチ信号のサンプリングの同期を保証
する暗号電話装置（ｃｒｙｐ　ｔｏｐｈｏｎｙＢｑｕｉ
ｐｍｅｎｔ）で実現されている。スクランプリングがデ
ィジタル処理による周波数サブバンド置換（ｆｒｅｑｕ
ｅｎｃｙ　５ｕｂ−ｂａｎｄ　ｐｅｒｍｕｔａｔｉｏｎ
）によって実行されているような暗号電話装置において
、受信端でサンプルの正確な同期が見出されることが肝
要である。

本発明の目的は収束（ｃｏｎｖｅｒｇｅｎｃｅ）の始め
で象、速な接近（ａｐｐｒｏａｃｈ）を許し、引き続い
て収束の終りに対してもっとゆっくりかつ正確な接近お
よび追従を許す二重ロッキング速度（ｃｌｕａｌ　］ｏ
ｃｋｊｎｇｓｐｅｅｄ）の使用によってループの加速さ
れた同期を得ることである。

本発明によると、この目的は以下の装置の助けを借りて
最適な態様で達成される。すなわち、ａ）上記のフェー
ズロックループは、上記のアナログ対ディジタル変換器
のあとで、ループ同期周波数で動作する２′個の直交復
調器（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅｄｅｍｏｄｕ　ｌａ　ｔｏ
ｒ）およびそれらの各フィルタを具え、その出力におい
て信号ｙは収束のあとでＯに向かい、かつｙの絶対値が
しきい値より高位であるかあるいは低位であるかに依存
して信号２がループに大きな訂正あるいは小さな訂正（
ａ　ｍａｊｏｒｏｒ　ｍ１ｎｏｒ　ｃｏｒｒｅｃｔｉｏ
ｎ）の導入を許容し、ｂ）上記のディジタルプロセッサ
のマシンサイクルのある数の加算あるいは減算によって
サンプリング時点を遅らせるかあるいは進めることでサ
ンプリング位相の訂正を実行し、 Ｃ）伝送されるべきでありかつディジタルフェーズロッ
クループの入力に印加されるべき信号に同期パイロット
信号が送信端で挿入される場合、このループはこのパイ
ロット信号の正しいサンプリング位相を見出すことを許
容し、 ｄ）このパイロット信号の同期波が他の情報のキャリア
でないために、それは上記のフェーズロックループによ
る補償によって除去される。この装置は伝送されるべき
信号のどんな部分の通過帯域にでも同期波を置くことを
許容し、さらに特定すると、サンプリング速度ｆ８に簡
単な比率を持つ周波数（限定的ではないが、例えばｒ、
、／３．　ｒ、／４−−一等）の使用によってそうされ
る。

限定的でない例によって与えられた添付図面を参照した
以下の説明は、いかに本発明が実現できるかをさらに良
く理解させよう。

以下の説明では、本発明によるフェーズロックループの
適用はスクランブルされたディジタル信号のサンプリン
グの同期について説明され、このサンプリングは周波数
サブバンドの置換によって実行されている。伝送のあと
、上記の信号はそのサンプリング位相の以下の解析によ
って示されているように、直ちに使用できない。

ｘｂ（ｎ）をスクランブルされた伝送ディジタル６一 （を号とし、ｘｂｔ（ｎ）をアナログチャネルを通る伝
送のあとのスクランブルされたディジタル信号としよう
。

このチャネルはδ（ｔ−Ｄ）に等しいインパルス応答を
有するものと仮定されている。すなわち、受信に際して
ディジタル信号は伝送の前のディジタル信号に等しいが
、しかしＤだけ遅れている。従って ｘ”　（ｎ）−ｘｂ（ｎ−Ｄ） となる。

アンスクランプリングが正しく実行されるために、Ｄの
値は重要でなくはない。実際には、信号Ｘを解析したあ
と、サブバンドＯ，Ｌ−−−、Ｎ−１にそれぞれ対応す
るサブバンド信号ＸＯ＋　Ｘｌ＋−−−＋ＸＮ−１は条
件 ＸＩｂｔ（ｍ）　＝　Ｘｋｂ（ｍ　　ｍｏ）を満足しな
ければならぬように見える。ここでｍ。

は整数であり、換言すれば、サブバンド信号はそれらが
遅延を別にして計算されているから、サブパントイ誉号
は見出されるべきである。サブバンドのサンプリングが
ｆ、／Ｎで実行されるから（ｆ、＝サンプリング速度、
Ｎ−サブハンドの数）、遅延ｍ、）はこの性質（Ｔ＝１
／ｆ、、　）を保証するためにＮＴの倍数でなくてはな
らない。

上記の暗号電話装置のアンスクランブラーにおいて復元
されたスピーチ信号の質の主観的評価の間に、上述の条
件は期間Ｔの±５％となるサンプリング位相の許容度を
もって実現できることが見出されている。

この目的を達成するために、信号プロセッサによって実
現された完全にディジタルなフェーズロックループが調
査されている。その略図が第１図に示されているこのル
ープは以下の構成要素を具えている。すなわち、 サンプラー１とアロナグ対ディジタル変換器２．２個の
直交復調器（コサインとサイン）３．４およびそれぞれ
信号ｙと信号２を生成するそれらの関連するフィルタ５
，６、および サンプリング位相の訂正を許す決定論理７、を具えてい
る。

復調器４から来る信号２は同期キャリアを除去するため
に補償回路８で受信信号から減算されている。

要素３〜８の群はディジタル信号プロセッサ９に収容さ
れている。

サンプリング位相の訂正はディジタルプロセッサ９のマ
シンサイクルのある数の加算あるいは減算によって自走
周波数（ｆｒｅｅ−ｒｕｎｎｉｎｇ　ｆｒｅｑｕｅｎｃ
ｙ）の値ｆ８の付近で実行されている。

このループを実現するプログラムのタイミングは第２図
に示されており、ここでサンプラー・ブロッカ−（ｓａ
ｍｐｌｅｒ−ｂｌｏｃｋｅｒ）に直接作用するサンプリ
ングの指令は矢印Ｓｒ　（ｉ＝１．２，３．−−−）に
よって示され、かつサンプルの捕捉（ａｃｑｕｉｓｉ　
ｔｉｏｎ）は矢印Ｓｉ　（ｉ＝１．２，３．−−−）に
よって示されている。

２つの連続するサンプリング指令の間で、２つの固定期
間のゾーンが見出せる。それはサンプルを得るための潜
在ゾーン（Ｉａｔｅｎｃｙ　ｚｏｎｅ）八、（ｉ−１，
２，３，−−−）と、訂正ゾーン（ｃｏｒｒｅｃｔｉｏ
ｎ　ｚｏｎｅ）　Ｂ＋（ｉ　＝１．２，３．−−−）で
あって、ここで計算はループの入力で導入された各サン
プルに対して適用されるべき訂正からなっている。この
「訂正」ゾーンＢ、は訂正の上記の計算の結果で変化す
る期間ををもつ「バッファ」ゾーンＣ＋　（ｉ＝Ｌ２，
３．−−−）を伴っている。

例えば、サンプリング周期１２５　ｔｔｓ　（ｆ、　＝
８ｋＨｚ）とプロセッサ・サイクルタイム２００　ｎｓ
に対して、２つの連続サンプリング指令間の１２５／（
０，２）　−５２５マシンサイクルの間隔は、もし上記
の訂正が０なら、換言すればもし伝送の前と後の信号周
波数が同一であるなら得られであろう。これらの周波数
が異なっているから、プロセッサは訂正を入念に行い、
かつこの訂正の値に従っである数のユニットが次のサン
プリング指令を進めるか遅らせるために６２５マシンサ
イクルという上述の数から減算されるか、あるいはそれ
らに加算されよう。

このようにして、アナログ・フェーズロックループ中の
りＣＯの可変電圧はディジタル・フェーズロックループ
のマシンサイクルの変更によって置き換えられる。

このプロセスを最高の程度まで簡単化するために、同期
波周波数ｆ０はｆ。−ｆ８／４となるように選ばれる。

この選択は非限定的であり、今後、実現されるプロセス
は同期波周波数ｆ。／ｐに対して説明されよう。ここで
ｐは２を越える整数である。

ｆ、／４を維持する信号はシーケンス＋Ａ、　Ｏ，−Ａ
。

０、　＋Ａ、　Ｏ，−−−、によりディジタル形で表現
でき、ここでＡは同期波の尖頭振幅を表している。受信
端では、サンプリング速度ｆ、におけるサンプリングの
あと、ｓｉｎ　（２ｚｆ、ｔ／４）はシーケンスＯ，＋
１＋０、−１＋　Ｏ，＋１．−一−＋　によって表現で
き、そしてｃｏｓ（２πｆ、ｔ／４）はシーケンス＋１
．　Ｏ，−Ｌ　Ｏ，＋Ｌ−−−。

によって表現でき、これは復調操作を特に簡単化する。

もし同期波が位相誤差ψでサンプルされるなら、上記の
波はシーケンス Ａｓ１ｎ　　（２ｚｎｆ、Ｔ／４＋Ｆ）　　−八５ｉｎ
（ｎ　　π／２＋ｙ）によって表現できる。ここでｎは
考察されたサンプルの数を示すランニングインデックス
である。

次にサンプルの以下のシーケンスＡｓ１ｎψ、　Ａｃｏ
ｓψ、　−Ａｓｉｎψ、−Ａｃｏｓψ、八ｓｉｎψが得
られ、これは復調器４の出力で以下のシーケンスｖ　（
ｎ）を、復調器３の出力でシーケンスｕ　（ｎ）を生じ
る。

ｖ（ｎ）＝Ｏ，Ａｃｏｓψ＋　Ｏ＋　ＡＣＯ３Ｆ＋　０
＋−−−ｕ（ｎ）−Ａｓｉｎψ、　０．　Ａｓ１ｎψ＋
　Ｏ＋　ＡＳ１ｎψ、−−−復調の出力をサブサンプリ
ングし、かつ重要な時点のみで保持することにより、す
なわち復調器中でＯによる乗算を無視することにより、
これらの２つのシーケンスはそれぞれＡｃｏｓψ、　Ａ
ｃｏｓψ。

Ａｃｏｓψ、−一−および八ｓｉｎψ＋　Ａｓ１ｎψ、
へｓｉｎψ、−一−となる。

ループの収束の間に、ψの値は０に向かい、そして上記
のシーケンスはそれぞれＡ、　Ａ、　Ａ、−ｍ−および
０．０．０．−−一に向かうであろう。

復調器のあとに位置するフィルタセルの出力信号によっ
て（ｙおよび２で示された信号）、２つのモードで動作
するループを得ることができる。

すなわち、第３図の流れ図に従って、高速であるが粗い
捕捉と、収束の終了と追従（ｆｏｌ　ｌｏｗ−ｕｐ）で
ある。

この流れ図で、第１図の要素１および２によって別々に
示された入力信号に（１）のサンプリングおよびアナロ
グ対ディジタル変換の機能はここでブロック１．　２と
して再グループ化され、これはさらにサンプルの非０値
のみが使用され、かつローカル復調器３，４に伝送され
ることを示している。

これらの復調器の出力信号ｕ　（ｎ）およびｖ　（ｎ）
は１次回帰低域通過フィルタ５，６によってフィルタさ
れ、その周波数応答Ｈ（ｚ）は λ。

によって表される。ここでλｆ（ｉ＝５あるいは６）は
フィルタの通過帯域を特性化し、λ、の値はより低く、
すなわち通過帯域はより狭くなろう（実際には、λ５々
１／２５６およびλ、　；　１／６４であって、フィル
タ６よりもフィルタ５でより強いフィルタリングを生成
している）。

ディジタルフィルタの出力において信号ｙ　（ｎ）とｚ
　（ｎ）が得られる。信号ｕ（ｎ）、　ｙ（ｎ）、　ｚ
（ｎ）は導入すベき訂正を決定するために使用される。

スタティックな位相誤差（あるいはフィルタ５．６の遮
断周波数に対してゆっくり変化する位相誤差）の存在す
るケースでは、ｙ（ｎ）は八ｓｉｎψに、ｚ　（ｎ）は
Ａｃｏｓψに向かう。

最初、絶対値ｌ　ｙ（ｎ）　ｌはしきい値−αｚ（ｎ）
　（ここでＣ２１／４）によって規定されたしきい値と
比較される。この比較は異なる作用となる。すなわち、 もし、ｌ　ｙ（ｎ）　ｌがしきい値を越えるなら（第３
図のＮ）、このことは、位相シフトψが重要であり、か
つサンプリング位相の大訂正（ｍａｊｏｒ　ｃｏｒｒｅ
ｃｔｉｏｎ）（第３図のＣ０ＦＯ）がなされることを意
味し、この訂正は１０マシンサイクル期間の変化からな
り、訂正の方向は以下のようにｕ　（ｎ）の符号によっ
て決定される。

もしｕ（ｎ）＜Ｏ（ψが負）なら、サンプリング時点は
１０サイクル期間の付加により遅延され、これは代数的
増分ψに向かい、このようにしてそれを０に近くもたら
すようにする。

もしｕ（ｎ）＞０（ψが正）なら、サンプリング時点は
進み、これはまたψを０に近くもたらすようにする。

もしｌ　ｙ（ｎ）　ｌがしきい値より小さいなら（第３
図のＹ）、サンプリング時点の小訂正（ｍｉｎｏｒ　ｃ
ｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）を行うよう決められ、これは各ｐ
サンプルｙ（ｎ）における１マシンサイクルだけ後者を
変化させることからなり（例えば、所望の訂正速度によ
ってｐ＝８か１６か３２になる）、訂正がなされる方向
はｕ　（ｎ）の符号によって決定される。

信号ｚ　（ｎ）に応じて何の訂正も全く行われず、この
事実は第３図のラベルＮ０ＣＯを有するブロックによっ
て示されている。

シミュレートされたプロセスにおけるループの振舞は理
想的なケースで解析されている（第４図を見よ）。

第４図ａは捕捉の間のサンプリング位相誤差ψの展開（
ｄｅｖｅ　ｌ　ｏｐｍｅｎ　ｔ）をｎの関数、すなわち
考慮されたサンプルの順序数の関数として示している。

第４図すはサンプリング期間で許容できる偏差±５％を
表している＋４．５６と−４，５°の間の上記の曲線の
拡大を示している。

第４図Ｃは絶対値１ｙｌとしきい値α２（ここでα−１
７４）の展開を示している。２つの曲線の支点は高速ア
プローチと低速アプローチの間の切り替えの時点に対応
している。

ディジタルループが開始される場合、考察された実例で
は位相誤差は一１３５°である。高速収束プロセスのプ
ロセスは第４図ａの直線部分によって具体化されたよう
に設定される。位相０になると、ｕ　（ｎ）の符号を持
つ大訂正によって生じた０付近の振動によって第４図ａ
および第４図すで具体化されたように第２のプロセスが
設定される。

しかし、位相ψが０付近に維持されるので、Ａｓ１ｎψ
の著しいフィルタリングに対応する信号ｙ　（ｎ）は０
に接近し始め、そして所与のしきい値より小さい絶対値
ｌ　ｙ（ｎ）　ｌに達した場合に第３のプロセスが設定
される。この第３のプロセスは第４図すの一部分によっ
て具体化されたように小訂正による最終収束であり、そ
れは準線形（ｑｕａｓｉ−Ｈｎｅａｒ）であり、かつ訂
正の量子化によって生成された０近傍の低い振幅の振動
を伴っている。

第５図ａおよび第５図すは同期波とサンプリング波の間
の自走周波数のシフｌ−（相対値５・１０−５を有する
）のケースの収束を示している。０付近の大きな位相振
動は永久的にローカル周波数を訂正する必要性の結果で
ある。

第６図ａおよび第６図すは雑音が起こるが自走周波数の
シフトが無い場合のループの振舞を示し、信号対雑音比
は２８ｄＢである。フィルタ５．６によって実現された
著しいフィルタリングのために、雑音は収束のあとでサ
ンプリング位相に非常に僅かしか影響を及ぼさない。

第７図ａおよび第７図すは、雑音ならびに自走周波数の
シフトが起きる場合の収束を示している（値２８ｄＢを
有する信号対雑音比と、相対値５・１０−５を有する周
波数シフト）。

ループの動作は２０ｄＢの信号対雑音比とドリフト１０
−４でなお受は入れ可能である。

その上、正確な収束は装置の出力における補償によって
同期キャリアの抑制を許容する。事実、それはその位相
が０に非常に近く、かつその振幅がｚ　（ｎ）によって
ごく近く近似されるサンプルされた正弦波を受信信号か
ら減算することである。と言うのは、ψｚＯの場合にｚ
（ｎ）＝＾ＣＯ３Ｆ　；八であるからである。シーケン
ス０．＋＾、　Ｏ，−Ａ、−−−を受信サンプルのシー
ケンスから減算することにより、事実、正弦波Ａｓ１ｎ
　（２ｒｃ　ｎｆ、Ｔ／４）は減算され、これはψが非
常に０に近い場合にはＡｓ１ｎ　（２πｎｆ、Ｔ／４十
ψ）の良い近似である。もし絶対値１！ｐ１が４．５゜
より小さいなら、同期波の残りは初期波に対して少なく
とも２２ｄＢだけ減少され、所望なら、チャネルの通過
帯域に位置する周波数（例えば、ｆ、／４゜ｆ、／３．
−ｍ＝等）を選ぶことを許容する。

このように実現された完全にディジクルなループは以下
の主な特徴を示す。すなわち 高速捕捉（近似的に１００サンプリング期間）、妨害（
雑音、ドリフト）の存在下における正確な追従、 信号プロセッサによる簡単な実現、および同期に使用さ
れた波の非常に良好な補償、である。

同期周波数が最早ｆ８／４に等しくなくてｆ、／ｐ（こ
こでｐはｐ＞２である整数で、ｐ≠４であるもの）に等
しい場合、フェーズロックループは完全に同じ態様で動
作する。このケースでは、第１図に示されたフェーズロ
ックループの略図は、非限定的実例として今後ｐ＝３に
ついて説明されるように、回帰フィルタ５，６の前にそ
れぞれトランスバーサルフィルタ１０．１１を挿入する
ことにより第８図の略図に従って修正されねばならない
。

サンプルされた同期波は Ａｓ１ｎ　（２ｎπｆ、Ｔ／３＋Ｆ）　＝　Ａｓ１ｎ　
（２ｎｚ／３＋ψ）によっｔ表すことができる。復調器
３．４は各信号 ｓｉｎ　（２πｎｆ、Ｔ／３）−〇、　　＋ｆ３／２．
　　　Ｅ／２．　　Ｏ，＋Ａ／２を用いる。復調器３．
４の出力における状態の各シーケンスは ｖ（ｎ）：　　　　　　０．／Ｔ／２Ａｓｉｎ（ψ＋２
π／３）、−ｆｆン２Ａｓｉｎ（Ｆ＋４ｇ／３）＋−−
−である。

従って、周波数ｆ８／３を有する周期的振幅変化が現れ
（ｐ＝４のシーケンスで存在する同じタイプの変化は、 ｕ（ｎ）＝ＡｓｉｎＳｐ＋　ｏ、　　　Ａｓ１ｎψ、−
−−ｖ（ｎ）＝０＋　　　　　　　　Ａｃｏｓψ１０１
−−−となるが、しかしそれらはサブサンプリングによ
って除去される）。

これらの振幅変化は２／ｐ　（−２／３　　：我々の例
で　　゛は）に等しいｐ　　（−３：我々の例では）係
数を有するトランスバーサルフィルタ１０．１１によっ
て除去される。

これらのフィルタ１０．１１は次のような各出力信号を
生成する。

ｕ’　（ｎ）−２（ｕ（ｎ）＋ｕ（ｎ−１）＋ｕ（ｎ−
２））　／３−２　（Ａｓｉｎψ−［：Ａｓ１ｎ（デー
２π／３）＋Ａｓ１ｎ（クー４π／３）　／２）　／３
＝へｓｉｎψ および ν’　（ｎ）−２（ｖ（ｎ）＋ｖ（ｎ−１）＋ｖ（ｎ−
２））　／３−２　（０＋Ｊｒ　Ａｓ１ｎ（デー２π／
３）−Ａｓｉｎ（クー４π／３））　／２１　／３−　
Ａｃｏｓψ このように、もし訂正の計算においてｕ　（ｎ）とｖ　
（ｎ）の代わりにｕ’　（ｎ）　とｖ’　（ｎ）が使用
されるなら、前のケースへの戻りが実行される。このプ
ロセスが収束する場合、ｙ　＜ｎ＞はＯに向かい、ｚ　
（ｎ）は八に向かい、これはシーケンスＯ＋　Ａｓ１ｎ
（２π／ｐ）、　Ａｓ１ｎ（４π／ｐ）、　Ａｓ１ｎ（
６π／ｐ）、−−一を受信信号から減算することにより
同期波を補償することをなお可能にしている。

（要　約） サンプラー（１）、アナログ対ディジタル変換器（２）
　、２個の直交復調器（３，４）とその関連フィルタ（
５，６）、および信号プロセッサ（９）のマシンサイク
ルの加算あるいは減算によって自走周波数（ｆ、）の値
の付近でサンプリング位相の訂正を実行する決定論理（
７）を具える完全にディジタルなフエーズロックループ
。

【図面の簡単な説明】

第１図は同期周波数ｆ８／４で動作する本発明による完
全にディジタルなフェーズロックループの略図を示し、 第２図はこのループを実現するプログラムの特性時間を
示し、 第３図は訂正プロセスの流れ図を示し、第４．５，６．
７図はそれぞれ、シミュレーション結果と理想的なケー
スの分析、発振器ドリフトのあるケース、雑音の付加に
よるケース、および雑音とドリフトのあるケースを示し
、第８図は同期波周波数がｆｅ／ｐ、（ここでｐは２を
越える整数）に等しい一般的ケースにおける第１図の変
形を示している。 １・・・サンプラー ２・・・アナログ対ディジタル変換器 ３．４・・・直交復調器あるいはローカル復調器５．６
・・・（低域通過）フィルタあるいは回帰フィルタ ７・・・決定論理 ８・・・補償回路

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、ディジタル信号プロセッサを用いて実現された完全
   ディジタルフェーズロックループであって、アナログ対
   ディジタル変換器を伴うサンプラーと、その出力が上記
   のサンプラーを制御する決定論理の入力に接続されたフ
   ィルタリング群を具えるものにおいて、 上記フェーズロックループが、上記のアナログ対ディジ
   タル変換器のあとで、ループ同期周波数で動作する２個
   の直交復調器およびそれらの各フィルタを具え、その出
   力において信号ｙは収束のあとで０に向かい、かつｙの
   絶対値がしきい値より高位であるかあるいは低位である
   かに依存して信号ｚが上記のフェーズロックループに大
   きな訂正あるいは小さな訂正の導入を許容するごとを特
   徴とするフェーズロックループ。 ２、上記のディジタル信号プロセッサのマシンサイクル
   のある数の加算あるいは減算によってサンプリング時点
   を遅らせるかあるいは進めることで上記の決定論理がサ
   ンプリング位相の訂正を実行することを特徴とする特許
   請求の範囲第１項に記載のフェーズロックループ。 ３、伝送されるべきでありかつ上記のフェーズロックル
   ープの入力に印加されるべき信号に挿入された同期パイ
   ロット信号の正しいサンプリング位相を上記のフェーズ
   ロックループが見出すことを許容することを特徴とする
   特許請求の範囲第１項に記載のフェーズロックループ。 ４、このパイロット信号の同期波が上記のフェーズロッ
   クループによる補償によって除去され、それにより伝送
   されるべき信号の通過帯域中にこのパイロット信号の周
   波数を、それがサンプリング速度に簡単な比率を持つよ
   うな態様で位置することを許容することを特徴とする特
   許請求の範囲第３項に記載のフェーズロックループ。