NL1009305C2

NL1009305C2 - Digitale demodulator.

Info

Publication number: NL1009305C2
Application number: NL1009305A
Authority: NL
Inventors: Kwang-Woo Lim
Original assignee: Hyundai Electronics Ind
Priority date: 1997-06-30
Filing date: 1998-06-03
Publication date: 1999-10-04
Also published as: JPH1174940A; KR19990005973A; KR100217361B1; FR2765428A1; FR2765428B1; US6151367A; NL1009305A1; CA2235064A1

Description

Digitale demodulator ACHTERGROND VAN DE UITVINDING Gebied van de uitvinding

De onderhavige uitvinding heeft betrekking op een digitale demodulator voor een hoge-definitietelevisie (HDTV).

5 In het bijzonder heeft deze uitvinding betrekking op een digitale demodulator voor het herstellen van signalen die naar basisband-signalen zijn verzonden op een restzijband-(VSB) -wijze, hetgeen een HDTV-transmissiestandaard is.

10 Beschrijving van de aanverwante techniek

Er bestaan vele soorten demodulatoren. Een conventionele analoge modus hiervoor is getoond in fig. 1. Een tussenfrequentie- (IF) -invoer wordt gemengd met respectievelijk cos(coIFt) en een signaal dat resulteert uit een ver-15 schuiving van de fase van cos(o>IFt) over 90° door een fase-verschuivingselement 2, en de gemengde resultaten worden in een basisband omgezet door de mengers 1 en 3. Analoge laag-doorlaatfliters (LPF) 4 en 5 filteren hoge frequentie vanuit de door de mengers 1 en 3 uitgevoerde basissignalen uit. De 20 uitvoersignalen van de analoge laagdoorlaatfliters 4 en 5 worden vervolgens in digitale signalen I en Q omgezet door de analoog/digitaal- (A/D) -omzetters 6 en 7.

In dit geval vereist deze conventionele analoge demodulator twee IF-mengers, twee analoge laagdoorlaatfil-25 ters, en twee A/D-omzetters en de besturing ervan is moeilijk. Bovendien moeten relatief kostbare onderdelen zoals een spanningsgestuurde oscillator (VCO) worden gebruikt. Deze analoge modus bezit ook een nadelig toepassingsspecifiek-IC-(ASIC) -aspect.

30 Er bestaat een andere conventionele digitale demodu- latie-werkwijze, zoals getoond in fig. 2, waarbij bemonstering wordt uitgevoerd met betrekking tot IF-signalen en de IF-signalen vervolgens worden omlaag-omgezet in basisband-signalen. Met andere woorden, de IF-invoer wordt in een digi-35 taal signaal omgezet door een A/D-omzetter 8 onder gebruikmaking van een bemonsteringsfrequentie, waarbij de frequentie 4 0 0 9 3 0 5 2 ervan vier maal die van het IF-signaal bedraagt. De vermenigvuldiging van de digitale signalen vanuit de A/D-omzet-ter 8 wordt door een vermenigvuldiger 9 uitgevoerd. De vermenigvuldigde signalen worden door een sorteerder 10 gesor-5 teerd en in basisband-signalen I en Q omgezet.

Fig. 3 geeft een typisch voorbeeld weer van een conventionele digitale demodulator die ontvangen VSB-signalen door bemonstering in digitale signalen omzet.

Het verwijzingscijfer 11 duidt een menger 11 aan 10 voor het mengen van een IF-signaalinvoer met een door een spanningsgestuurde oscillator 18 opgewekte frequentie. 12 duidt een laagdoorlaatfilter aan voor het uitfilteren van hoge frequentie uit de door de menger 11 opgewekte frequentie en het produceren van een frequentieband van 10,76 MHz. 13 15 stelt een A/D-omzetter voor het omzetten van de signalen vanuit het laagdoorlaatfilter 12 in digitale signalen onder gebruikmaking van een 21,52 MHz-bemonsteringsfrequentie voor. 14 duidt een menger aan voor het mengen van de digitale signalen vanuit de A/D-omzetter 14 met een 5,38 MHz-frequen-20 tie. 15 duidt een sorteerder aan voor het sorteren van de door de menger 14 opgewekte signalen en het produceren van basisband-signalen I en Q. 16 duidt een frequentie- en fase-detector aan voor het detecteren van frequentie- en fase-fouten vanuit de door de sorteerder 15 toegevoerde basis-25 bandsignalen I en Q en het produceren van pulsbreedtemodu-latie- (PWM) -signalen in overeenstemming met de gedetecteerde waarde. 17 duidt een laagdoorlaatfilter aan voor het uitvoeren van laagdoorlaatfiltering met betrekking tot de door de frequentie- en fase-detector 16 opgewekte PWM-sig-30 nalen. 18 duidt een spanningsgestuurde oscillator (VCO) aan voor het besturen van de uitvoeroscillatiefrequentie in overeenstemming met een door het laagdoorlaatfilter 17 opgewekte besturingsspanning.

Een digitale demodulator met een dergelijke con-35 figuratie die gebruik maakt van een conventionele IF-bemon-steringswerkwijze is een vorm van een geschikte combinatie van digitale en analoge modi. Er treden een aantal problemen op die moeilijk zijn op te lossen wanneer deze structuur in hardware wordt geïmplementeerd. In de eerste plaats vereist 1009305 3 deze werkwijze een spanningsgestuurde kristal-oscillator (VCXO) met een hoge-uitvoerfrequentie-uitslag (100 kHz) of een VCO waarmee een nauwkeurige besturing mogelijk is. Een feitelijk beschikbare VCXO bezit echter een besturingsinvoer 5 van 0 tot 6 V en een uitvoer-uitslag van maximaal 200 ppm (8 kHz bij 40 MHz). Voor een feitelijk VCO is een besturings-invoer 0 tot 6 V en een uitvoer-uitslag minimaal 10% (4 MHz bij 40 MHz). Zij kunnen niet voldoen aan de conditie voor de uitvoerfrequentie-uitslag (100 kHz) die wordt voorgesteld 10 door Zenith Company. In de tweede plaats is, zelfs als er een VCO is die aan de bovenstaande conditie voldoet, een D/A-omzetter van ten minste 18 bits die op 1,4 MHz of meer werkt, vereist voor een nauwkeurige besturing, waardoor het moeilijk is om hardware te implementeren.

15 Er bestaan verschillende manieren voor het omzetten van IF-signalen van VSB in digitale basisband-signalen. Fig.

4 toont een digitale demodulator die gebruik maakt van een hilbert-transformatie.

Het verwijzingscijfer 19 duidt een A/D-omzetter aan 20 voor het omzetten van VSB-IF-signaalinvoer in een digitaal signaal. 20 duidt een vertragingsschakeling aan voor het vertragen van de digitale signalen vanuit de A/D-omzetter 19 tot de tijd van de hilbert-transformatie. 21 duidt een decimatie-schakeling aan voor het produceren van het basisband-signaal 25 I door het met een decimatie-filter uitvoeren van filtering met betrekking tot het digitale signaal vanuit de vertraging-schakeling 20. 22 duidt een hilbert-transformatie-eenheid 22 aan voor het uitvoeren van filtering met betrekking tot het digitale signaal vanuit de A/D-omzetter 19 met een hilbert-30 transformatie-filter. 23 duidt een decimatie-eenheid aan voor het produceren van het basisband-signaal Q door het met een decimatie-filter uitvoeren van filtering met betrekking tot het digitale signaal vanuit de hilbert-transformatie-eenheid 22.

35 In een dergelijke digitale procesmodus waarin van de hilbert-transformatie gebruik wordt gemaakt, zoals hierboven beschreven, wordt bemonstering uitgevoerd met betrekking tot het IF-signaal dat is geëxtraheerd vanuit het met een tot stand gebracht bemonsteringssignaal ontvangen VSB-signaal, en 1009305 4 vervolgens wordt het signaal gekwanticeerd en omgezet in een digitaal signaal door de A/D-omzetter 19. Het digitale signaal vanuit de A/D-omzetter 19 wordt vertraagd tot de tijd van de hilbert-transformatie door de vertragingsschakeling 20 5 en in het basisband-signaal I omgezet door de decimatie-faltering door de decimatie-eenheid 21. Anderzijds wordt het digitale signaal vanuit de A/D-omzetter 19, nadat het de hilbert-filtering de hilbert-transformatie-eenheid 22 en de decimatie-filtering de decimatie-eenheid 23 is gepasseerd, 10 omgezet in het basisband-signaal Q.

De VSB-demodulator bezit een frequentie- en fase-detector voor het detecteren van frequentie- en fase-fouten vanuit een signaalinvoer en het compenseren van het ontvangen signaal. Een representatieve werkwijze die door de detector 15 wordt toegepast is het schatten van de frequentie en de fase onder gebruikmaking van een gebalanceerde quadricorrelator. Deze gebalanceerde-quadricorrelator-werkwijze is getoond in fig. 5.

De verwijzingscijfers 24 en 25 duiden mengers aan 20 voor het mengen van respectievelijk twee soorten frequenties die worden opgewekt door een faseverschuivingselement (niet getoond) met een invoersignaal VIN(t) . 2 6 en 27 duiden laag-doorlaatfilters aan voor het uitvoeren van laagdoorlaatfiltering met betrekking tot elk signaal vanuit de mengers 24 en 25 25. De verwijzingscijfers 28 en 29 stellen differentiatoren voor het differentiëren van respectievelijk de signalen Vr(t) en VQ(t) uit de laagdoorlaatfilters 26 en 27 voor. 30 duidt een menger aan voor het mengen van de signaaluitvoer van de differentiator 28 met de signaaluitvoer van het laagdoorlaat-30 filter 27. 31 duidt een menger aan voor het mengen van de signaaluitvoer van het laagdoorlaatfilter 26 met de signaaluitvoer van de differentiator 29. 32 stelt een opteller voor het optellen van de signaaluitvoer van de twee mengers 30 en 31 en het produceren van frequentie- en fase-foutsignalen 35 VD(t) voor.

In een dergelijke frequentie- en fase-detector die ; wordt toegepast op de conventionele VSB-demodulator vermenig vuldigen de mengers 24 en 25 het ontvangen signaal VIN(t) met respectievelijk cos(co0t) en sinco0t. De twee laagdoorlaatfil- 1009305 5 ters 26 en 27 voeren laagdoorlaatfiltering uit met betrekking tot de respectievelijke resulterende vermenigvuldigingswaar-den en produceren de basisband-signalen Vr (t) en V0(t). Een frequentieschattingsfout en een fase worden gedetecteerd door 5 het differentiëren van de basisband-signalen Vx(t) en VQ(t) met de differentiatie-eenheden 28 en 29 en het vervolgens verkrijgen van de veranderverhoudingen ervan.

Wanneer het ontvangen signaal wordt uitgedrukt als een formule (1), 10

Vln(t) = Vecos (Wit+fl) , dan worden respectieve uitvoeren door de laagdoorlaatfliters 26 en 27 weergegeven met een formule (2), 15

Vj(t) = V.I^cos (άωί+θ) en een formule (3), 20 VQt = Vg^sin(Aü>t+0) ; en worden de uitvoeren van de differentiatoren 28 en 29 weergegeven met een formule (4) , 25 l^dv^tj/dt = AuTaVgl^sin (Acot + 0) , en een formule (5),

Tddv0(t)/dt = -ΔωΊ^ν,Κπ,σοε (Amt + Ö) , 30 waarbij Td een versterking van de differentiation is en wordt uitgedrukt als Δω = ω1-ω0.

Daarom geldt 35 Vd(t) = VQ(t) (dv.it)/dt) - VQ(t) (dvQ(t)/dt) = 2Td(V8Kj2Aü) . . .(6) .

Zoals zichtbaar is in formule (6) kan een frequentie-fout worden geschat, ongeacht een invoer-fase Θ. Wanneer deze 1009305 6 structuur wordt gedigitaliseerd, met slechts een relatief eenvoudiger XOR-poort in plaats van een vermenigvuldiger, dan kan een toereikende compensatie voor de frequentie-fout worden bereikt.

5 Wanneer Δω = 0 of < 1 in de formule (3), dan geldt i VQ(t) = V.KJsintfl) = V.K„Ö ...(7).

Dus een fase-fout kan worden geschat vanuit het signaal Q.

10 Indien de in fig. 5 getoonde gebalanceerde quadri- correlator wordt gedigitaliseerd, bezit deze de configuratie zoals weergegeven in fig. 6. De verwijzingscijfers 24, 25, 26, 27, 30, 31 en 32 voeren dezelfde functie uit als 24, 25, 26, 27, 30, 31 en 32 die in fig. 5 zijn getoond. De cijfers 15 33 en 34 duiden A/D-omzetters aan voor het omzetten van de analoge basisband-signalen uit de laagdoorlaatfilters 26 en 27 in de digitale basisband-signalen. 35 en 36 duiden ver-tragingsschakelingen aan voor het vertragen van de signaal-uitvoer van de A/D-omzetters 33 en 34 gedurende een vooraf 20 bepaalde tijdsperiode. 37 duidt een A/D-omzetter aan voor het omzetten van het frequentie-foutsignaal uit de opteller 32 in een digitaal signaal. 38 duidt een lus-filter aan voor het uitvoeren van filtering met betrekking tot de uitvoer van de A/D-omzetter 37. 39 duidt een VCO aan voor het veranderen van 25 een oscillatiefrequentie in overeenstemming met het signaal uit het lus-filter 38 als besturingsspanning. 40 duidt een faseverschuivingselement aan voor het veranderen van de fase van de oscillatiefrequentie-uitvoer van de VCO 39 over 90°.

Er bestaat geen differentiatior in fig. 6. Een 30 benadering wordt verkregen, zoals dv(t)/dt « [v(kAT) - v ((k-1) ΔΤ) ] / ΔΤ ...(8).

Wanneer kAT = n, dan geldt 35

Vd(t) = [Vi (n) vQ(n-l) - Vj (n-l)v0(n) ]/ΔΤ/ ...(9), dus de digitalisatie van de gebalanceerde quadricorrelator is .Ί bereikt.

1009305 7

Zoals hiervoor genoemd, moet in de conventionele digitale VSB-demodulator een kostbaar VCO worden gebruikt, hetgeen commerciële toepassing beïnvloedt, en maakt de frequentie- en fase-detector hiervan gebruik van vele vermenig-5 vuldigers, hetgeen de configuratie van de hardware complex maakt. Bovendien is, aangezien een gedeelte van de demodulatie -schakeling een analoge procesmodus toepast, implementatie van hardware en ASIC moeilijk.

10 SAMENVATTING VAN DE UITVINDING

Dienovereenkomstig is de onderhavige uitvinding gericht op een digitale demodulator die één of meer van de beperkingen en nadelen van de aanverwante techniek hoofdzakelijk opheft.

15 Een doelstelling van de onderhavige uitvinding is te voorzien in een digitale demodulator voor het demoduleren van VSB-signalen onder gebruikmaking van een goedkope vaste oscillator door toepassing van een hilbert-transformatie, in plaats onder gebruikmaking van een kostbare VCO.

20 Een andere doelstelling van de onderhavige uitvin ding is te voorzien in een digitale demodulator die het ontwerp van een schakeling vereenvoudigt in geval van implementatie van een ASIC door middel van digitaliserende hardware.

Bijkomende kenmerken en voordelen van de uitvinding 25 zullen worden uiteengezet in de navolgende beschrijving, en zullen gedeeltelijk duidelijk worden uit de beschrijving, of kunnen worden afgeleid door de praktijk van de uitvinding. De doelstellingen en andere voordelen van de uitvinding worden gerealiseerd en bereikt door de structuur zoals weergegeven 30 in de geschreven beschrijving en de conclusies hiervan, alsook in de bijgaande tekening.

Teneinde deze en andere voordelen te bereiken, en in overeenstemming met het doel van de onderhavige uitvinding, zoals uitgevoerd en in het algemeen beschreven, omvat een 35 digitale demodulator: een oscillator voor het opwekken van een vooraf bepaalde oscillatiefrequentie; een menger voor het mengen van de uitvoer van de oscillator met een ontvangen IF-signaal; een laagdoorlaatfilter voor het uitvoeren van laagdoorlaatfiltering met betrekking tot de uitvoer van de 1009305 8 menger; een A/D-omzetter voor het omzetten van de uitvoer van het laagdoorlaatfilter in een digitaal signaal; een ver-tragingsschakeling voor het vertragen van de uitvoer van de A/D-omzetter; een hilbert-transformatie-eenheid voor het 5 omzetten van de uitvoer van de A/D-omzetter in een comlex signaal; een complex-vermenigvuldiger voor het uitvoeren van een selectieve vermenigvuldiging van de uitvoer van de ver-tragingsschakeling en de hilbert-transformatie-eenheid en de door een numeriek bestuurde oscillator opgewekte oscillatie-10 frequentie; een pilot-filter-eenheid voor het uitvoeren van nauwe digitale laagdoorlaatfiltering met betrekking tot de basisband-signalen I en Q vanuit de complex-vermenigvuldiger en het produceren van een DC-signaal; een frequentie-fout-detectie-eenheid voor het vertragen en het combineren van het 15 code-deel van het vanuit de pilot-filter-eenheid verzonden signaal en het detecteren van een frequentie-fout; en een lus-filter voor het produceren van een besturingsspanning voor het compenseren van de vanuit de pilot-filter-eenheid verkregen fase-fout en de vanuit de frequentie-foutdetectie-20 eenheid verkregen frequentie-fout voor het besturen van de numeriek bestuurde oscillator.

Het signaal I dat naast een basisband ligt, wordt opgewekt door het mengen van een IF-signaal met het signaal van de oscillator. Het signaal Q wordt opgewekt door het uit-25 voeren van de hilbert-transformatie van het I-signaal. Door het respectievelijk vermenigvuldigen van de signalen I en Q met complexe signalen die overeenkomen met de fase-fouten ervan worden de fase-fouten geëlimineerd en wordt het basis-band-signaal gedemoduleerd. In eerste instantie wordt com-30 pensatie voor de frequentie-fout uitgevoerd door het bedrijven van een digitale frequentievergrendellus (DFLL). Na een vooraf bepaalde tijdsperiode, wanneer frequentievergrendeling eenmaal is aangeschakeld, werkt een digitale fasevergrendelde lus (DPLL) en deze compenseert voor een fase-restfout en een 35 frequentie-restfout.

1ü 09 3 05 9

Men dient zich te realiseren dat zowel de voorgaande algemene beschrijving als de hierna volgende gedetailleerde beschrijving slechts als voorbeeld en toelichting dienen, en deze bedoeld zijn voor het geven van een verdere toelichting 5 van de uitvinding zoals deze in de conclusies is aangegeven.

KORTE OMSCHRIJVING VAN DE BIJGAANDE TEKENING

De bijgaande tekening, die is bijgevoegd om te voorzien in een verder begrip van de uitvinding en is opgenomen 10 in en deel uitmaakt van deze aanvrage, toont uitvoeringsvormen van de uitvinding en dient tezamen met de beschrijving voor het toelichten van de principes van de uitvinding.

In de tekening: toont fig. 1 een conventionele analoog VSB-demodu- 15 lator; toont fig. 2 een conventionele digitale VSB-demodu- lator; toont fig. 3 een typische uitvoeringsvorm van de conventionele digitale VSB-demodulator; 20 toont fig. 4 een conventionele digitale demodulator die gebruik maakt van een hilbert-transformatie; toont fig. 5 een uitvoeringsvorm van een inrichting voor het detecteren van een frequentie en fase van een VSB-signaal; 25 toont fig. 6 een conventionele gedigitaliseerde gebalanceerde quadricorrelator; is fig. 7 een blokdiagram dat een configuratie toont van de ontvanger van een VSB-modus-HDTV; toont fig. 8 een uitvoeringsvorm van een digitale 30 demodulator in overeenstemming met de onderhavige uitvinding; tonen de fig. 9(a) tot 9(f) spectra van signaaluit-voer van elk van de blokken van een digitale demodulator in overeenstemming met de onderhavige uitvinding; toont fig. 10 een gedetailleerde configuratie van de 35 uitvoeringsvorm van een hilbert-transformatie-eenheid in overeenstemming met de onderhavige uitvinding; toont fig. 11 een complex-vermenigvuldiger voor het omzetten van een bovenzijde-hilbert-transformatie-signaal in een basisband-signaal; 1009305 10 toont fig. 12 een complex-vermenigvuldiger voor het omzetten van een onderzijde-hilbert-transformatie-signaal in een basisband-signaal; is fig. 13 een gedetailleerd schakelingsdiagram van 5 een laagdoorlaatfilter in overeenstemming met de onderhavige uitvinding; is fig. 14 een blokdiagram van een oneindige-impuls-respons- (IIR) -filter in overeenstemming met de onderhavige uitvinding; 10 is fig. 15 een andere uitvoeringsvorm van een ver menigvuldiger die wordt gebruikt voor het IIR-filter in overeenstemming met de onderhavige uitvinding; is fig. 16 een uitvoeringsvorm van een frequentie-foutdetectie-eenheid in overeenstemming met de onderhavige 15 uitvinding; is fig. 17 een andere uitvoeringsvorm van een frequent ie-foutdetectie-eenheid in overeenstemming met de onderhavige uitvinding; is fig. 18 een gedetailleerde configuratie van een 20 lus-filter in overeenstemming met de onderhavige uitvinding; is fig. 19 een andere uitvoeringsvorm van een IIR-filter in overeenstemming met de onderhavige uitvinding; en is fig. 20 een andere uitvoeringsvorm van de hil-bert-transformatie-eenheid die gebruik maakt van een ROM-25 tabel in overeenstemming met de onderhavige uitvinding.

GEDETAILLEERDE BESCHRIJVING VAN VOORKEURSUITVOERINGSVORMEN

Er zal nu in detail worden verwezen naar voorkeursuitvoeringsvormen van de onderhavige uitvinding, waarvan 30 voorbeelden zijn weergegeven in de bijgaande tekening.

Fig. 7 is een blokdiagram dat de configuratie van de ontvanger van de VSB-modus-HDTV toont.

Een afstemmer 101 stemt een van een antenne ontvangen signaal af naar een kanaal overeenkomstig de besturing 35 van een microprocessor 100. Een oppervlaktegeluidsgolf- (SAW) -filter 102 filtert die frequenties uit het op het kanaal afgestemde signaal uit die buiten een vooraf bepaalde band liggen . Een versterker 103 versterkt het signaal vanuit het i SAW-filter 102 tot een gespecificeerd niveau. Een instelbare 1009305 11 versterker 105 versterkt de uitvoer van de versterker 103 in overeenstemming met een door een automatische versterkings-besturingseenheid (AGC) 104 opgewekt versterkingsbesturings-signaal. Een menger 106 mengt een door een oscillator 107 met 5 een signaal vanuit de instelbare versterker 105 opgewekte oscillatiefrequentie. Een laagdoorlaatfilter 108 voert laagdoorlaatfiltering uit met betrekking tot het signaal vanuit de menger 106. Een A/D-omzetter 109 zet de analoge-signaaluitvoer vanuit het laagdoorlaatfilter 108 om in een 10 digitaal signaal en verzendt het resultaat van de omzetting naar een digitale demodulator.

Bij een gebruikelijke HDTV-ontvanger met een derge-lijke configuratie, zoals uit het bovenstaande bekend, stemt de afstemmer 101 slechts af op een gewenst kanaal van het 15 ontvangen signaal (55-750 MHz) in overeenstemming met de afstembesturing van de microprocessor 100. Het SAW-filter 102 ontvangt het signaal van het afgestemde kanaal en laat slechts de frequentie van de vooraf bepaalde band (44 MHz) door. De versterker 103 versterkt het signaal vanuit het SAW-20 filter 102 tot het vooraf bepaalde niveau. De instelbare versterker 105 versterkt het uitvoersignaal van de versterker 103 op instelbare wijze in overeenstemming met de vanuit de AGC 104 verkregen versterkingsbesturingswaarde.

De menger 106 mengt het door de instelbare verster-25 ker 105 versterkte signaal met de door de oscillator 107 opgewekte oscillatiefrequentie. Het laagdoorlaatfilter 108 laat het gemengde signaal van de vooraf bepaalde band door, terwijl alle frequenties buiten de vooraf bepaalde band worden geblokkeerd, waardoor een analoog IF-signaal wordt uit-30 gevoerd. De A/D-omzetter 109 zet het analoge IF-signaal om in een digitaal IF-signaal en voert dit uit naar de digitale demodulator.

Fig. 8 is een uitvoeringsvorm van een digitale demodulator in overeenstemming met de onderhavige uitvinding. 35 Een oscillator 110 wekt een vooraf bepaalde oscil latiefrequentie op. Een menger 111 mengt de uitvoer van de oscillator 110 met het ontvangen IF-signaal. Een laagdoorlaatfilter 112 voert laagdoorlaatfiltering uit met betrekking tot de uitvoer van de menger 111. Een A/D-omzetter 113 zet de 1 0 o 9 3 0 5 12 uitvoer van het laagdoorlaatfilter 112 om in een digitaal signaal. Een hilbert-transformatie-eenheid 115 transformeert de uitvoer van de A/D-omzetter 113 naar een complex signaal. Een vertragingsschakeling 114 vertraagt de uitvoer van de 5 A/D-omzetter 113. Een complex-vermenigvuldiger 116 voert een selectieve vermenigvuldiging uit met betrekking tot de uit-voer van de vertragingsschakeling 114 en de hilbert-transfor-matie-eenheid 115 en een oscillatiefrequentie-uitvoer door een numeriek bestuurde oscillator 127. Een pilot-filter-een-10 heid 117 voert digitale laagdoorlaatfiltering uit met betrekking tot de basisband-signalen I en Q vanuit de complex-vermenigvuldiger 116, teneinde gelijkstroom- (DC) -signalen uit te voeren. Een frequentie-foutdetectie-eenheid 120 detecteert een frequentie-fout door het vertragen en het combineren van 15 het code-deel van de signaaluitvoer van de pilot-filter-een-heid 117. Een lus-filter 126 wekt een signaal op voor het compenseren van de van het pilot-filter 117 verkregen fase-fout en een van de frequentie-foutdetectie-eenheid 120 verkregen frequentie-fout voor besturing van de numeriek 20 bestuurde oscillator 127.

De volgende beschrijving betreft de werking van de digitale VSB-demodulator in overeenstemming met de onderhavige uitvinding, onder verwijzing naar de fig. 9 tot 20.

De fig. 9(a) tot 9(f) tonen spectra van signalen die 25 uitvoer zijn van elk van de blokken van een digitale demodulator in overeenstemming met de onderhavige uitvinding. Een pilot-frequentie van het IF-signaal dat invoer is van de digitale VSB-demodulator bedraagt 46,69 MHz (getoond als een symboolpijl in fig. 9A). De menger lil mengt het IF-signaal 30 van 46,69 MHz met het door de oscillator 110 opgewekte oscillatie-signaal van 49,38 MHz, en produceert een signaal dat een pilot-frequentie van 2,69 MHz en een uitvoer-spectrum zoals getoond in fig. 9(b) bezit.

Het IF-invoersignaal wordt uitgedrukt als 35

Vin (t) = (s (t) +d) cos (üJt+Φ) + sA (t) sin (cjt+Φ) ...(10), = j 1009305 13 waarbij 'd' een pilot-signaal aanduidt en s(t) en sA(t) VSB-gedemoduleerde signalen zijn met betrekking tot een lineaire transformatie vergelijkbaar met een hilbert-transformatie.

De hilbert-transformatie is vergelijkbaar met de 5 VSB-transformatie. Het hilbert-transformatie-filter zoals getoond in fig. 10 kan als gelijk worden beschouwd aan het VSB-filter waarbij een roll off-factor nul is. Dienovereenkomstig zal in de volgende beschrijving geen onderscheid worden gemaakt tussen de hilbert-transformatie en de VSB-10 transformatie.

Zoals getoond in fig. 9(c) wordt een beeldspectrum van ±~93,38 MHz verwijderd door het vanuit de menger 111 verkregen signaal door het laagdoorlaatfilter 112 te laten passeren. Het signaal dat de IF-menger lil en het laagdoorlaat-15 filter 112 passeert, wordt uitgedrukt als LPF [Vin (t) cos (cd0tO] = (1/2) (s (t) +d) cos (o>IFt-<ï>) - (1/2) sA(t)sin (coIFt-<ï>) ...(11) 20 De A/D-omzetter 113 voert bemonstering uit met betrekking tot dit signaal voor het verkrijgen van 21,52 MHz, hetgeen tweemaal een symboolfrequentie is, en zet dit signaal om in een digitaal signaal, waardoor een signaal wordt opgewekt dat het spectrum bezit zoals getoond in fig. 9(d). Dit 25 signaal wordt naar de vertragingsschakeling 114 in de hilbert-transformatie-eenheid 115 gezonden. Het signaal dat de A/D-omzetter 113 is gepasseerd, wordt uitgedrukt als

In = (1/2) (s (n)+d) cos (ωΙρη-Φ) - (l/2) sA (n) sin (ωΙρη-Φ) 30 ... (12), waarbij 'n' een geheel getal is.

De hilbert-transformatie-eenheid 115 transformeert het signaal In dat uitvoer is van de A/D-omzetter 113 naar een 35 complex signaal Qn onder gebruikmaking van een hilbert-trans-formatie-filter zoals getoond in fig. 10. Wanneer de signaal-uitvoer van de A/D-omzetter 113 hilbert-getransformeerd is, dan wordt het signaal uitgedrukt als 1009305 14

Qn = (1/2) (s (n)+d) 3ΐη(ωΙρη-Φ) + (1/2) sA (n) cos (ωΙΡη-Φ) ...(13), en wanneer dit signaal in een complexe vorm wordt voorgesteld, dan wordt dit 5 j (ωΙΕ.η-Φ)

Qn-boven — (1/2)[s(n)+d+jsA(n)]e ...(14).

Het basisband-signaal wordt vervolgens hersteld 10 onder gebruikmaking van een digitale frequentie en een fase-vergrendelde lus (DFPLL) die de numeriek bestuurde oscillator 127, de complex-vermenigvuldiger 116, en het lus-filter 126 omvat. Waar de DFPLL nauwkeurig frequentie- en fase-fouten detecteert, wordt het signaal na het passeren van de complex-

J

15 vermenigvuldiger gegeven als -j (ωΙρη-Φ) (ln+jQn)e = Incos (ojjpn-φ) +Qn (ωΙΡη_Φ)_j (Qncos (ωΙΡη-Φ) -Insin (ωΙΓη-Φ) 20 = 1/2[s(n)+d+jsA(n)] ...(15), zodat het gewenste basisband-signaal kan worden verkregen.

Gedurende dit proces compenseert een digitale fase-vergrendelde lus (DPLL) voor de fase-fout. Aangezien de DPLL 25 slechts werkt nadat de frequentie-fout is getraceerd en de compensatie voor de fout tot stand is gebracht in de initiële stap, moet een automatische frequentiebesturing (AFC) worden uitgevoerd. Deze uitvinding maakt gebruik van een frequentie-verschildetector (FDD) waarin een gebalanceerde-quadricorre-30 lator-werkwijze wordt toegepast voor het uitvoeren van de AFC. De AFC schakelt frequentievergrendeling aan en activeert de DPLL, hetgeen compenseert voor de fase-restfout.

Fig. 10 toont een uitvoeringsvorm van een in de onderhavige uitvinding toegepast hilbert-transformatie-35 filter.

Het hilbert-transformatie-filter omvat een eerste schuifregister-eenheid 115a voor het opeenvolgend verschuiven - van het uitvoersignaal van de A/D-omzetter 113 naar zijn meervoudige-schuifregisters; een tweede schuifregister-een- 1009305 15 heid 115b voor het opeenvolgend verschuiven van de laatste vertragingsuitvoer van de eerste schuifregister-eenheid 115a naar zijn meervoudige-schuifregisters; een eerste optel-een-heid 115c met een aantal optellers voor het selectief optel-5 len van de signalen die uitvoer zijn van de eerste en de tweede schuifregister-eenheden 115a en 115b; een vermenigvul-digingseenheid 115d met een aantal vermenigvuldigers voor het vermenigvuldigen van elk signaal dat uitvoer is van de optellers in de eerste optel-eenheid 115c met vooraf bepaalde tap-10 coëfficiënten hO, h2, h4, h6, h8, hlO, hl2 en hl4; en een tweede optel-eenheid 115e met een aantal optellers voor het selectief optellen van elk signaal dat uitvoer is van het aantal vermenigvuldigers in de vermenigvuldigingseenheid ll5d.

15 Bij de hilbert-transformatie die gebruik maakt van het hilbert-transformatie-filter met een dergelijke configuratie wordt, wanneer een bovenzijde-hilbert-transformatie (het laten passeren van het positieve frequentie-element, terwijl het negatieve frequentie-element wordt geblokkeerd) 20 wordt uitgevoerd met betrekking tot het signaal vanuit de A/D-omzetter 113, welk signaal wordt uitgedrukt als

In = (1/2) (s (n)+d) cos (ωΙρη-Φ) - (1/2) sA (n) sin(ωΙρη-Φ) ...(16), 25 het resultaat-signaal uitgedrukt als

Qn-boven = (1/2) (s (n)+d) sin(ωΙΡη-Φ) + (1/2) sA (n) cos (ωΙΡη-Φ) . . .(17) .

30

Wanneer dit in een complexe vorm wordt voorgesteld, dan wordt dit j (ωΙΡη-Φ) 35 In + jQn_boven = ( 1 / 2 ) [ S (Π) +d+j SA (Π) ] β ...(18).

Op vergelijkbare wijze wordt het signaal 1009305 16

Qn_onder = - (1/2) (s (n)+d) 3ίη(ωΙΡη-Φ) - (1/2) sA (n) cos (ω1Γη-Φ) . . -(19) door een onderzijde-hilbert-transformatie, en de complexe 5 vorm ervan is - j (ωΙΡη-Φ) I„ + Qn-onder = (1/2) [s(n)+d+jS* (η) ] β ...(20).

10 Tabel 1-1 wijst coëfficiënten van de onderzijde- (een spectrum van de bovenzijde wordt geëlimineerd) en boven-zijde-hilbert-transformatie-filters toe, waarbij elke filter 31 taps bezit. Zoals getoond in tabel 1-1 bezit het hilbert-transformatie-filter de volgende kenmerken. In de eerste 15 plaats zijn de coëfficiënten van 15 taps, waaronder de mid- dentap, van de 31 "0". Deze 15 taps bezitten slechts een ver-tragingsfunctie en worden niet gebruikt voor de berekening van de uitvoerwaarde van het filter. In de tweede plaats wordt de huidige uitvoerwaarde van het filter bepaald in 20 overeenstemming met de waarden die worden gegeven door de overblijvende 16 taps. In de derde plaats bezitten twee groepen taps rechts en links van de middentap een tegen-: gesteld teken, maar dezelfde absolute waarden. In de vierde ' plaats bezitten de coëfficiënten van de onderzijde- en de 25 bovenzijde-hilbert-transformatie-filters een tegengesteld teken. Indien de bovenstaande kenmerken worden gebruikt, kan het aantal vermenigvuldigers dat wordt gebruikt voor een filter aanzienlijk worden gereduceerd.

Fig. 10 toont een 31-tap-hilbert-transformatie-30 filter als een uitvoeringsvorm van het hilbert-transformatie-filter, die slechts 8 vermenigvuldigers, 30 schuifregisters, en 15 tweevoudige-invoer-optellers bezit.

Aangezien het hilbert-getransformeerde complexe signaal geen basisband-signaal is, moet het worden omlaag-35 omgezet in de basisband. Tegelijkertijd is een compensatie voor de frequentie- en fase-fouten noodzakelijk. De omlaag-omzetting en de fase-foutcompensatie worden tegelijkertijd uitgevoerd onder gebruikmaking van de complex-vermenigvul-I diger 116 en de numeriek bestuurde oscillator 127. Een schat- 1009305 17 ting van de frequentie- en fase-fouten wordt uitgevoerd bij de frequentie-foutdetectie-eenheid 120. De complex-vermenig-vuldiger 116 complex-vermenigvuldigt de bovenzijde- en onder-zijde-hilbert-transformatie-signalen met een fase-foutsignaal 5 vanuit de numeriek bestuurde oscillator 127 en compenseert de fase.

1009305 18

Tabel 1-1

Index Tap-coëfficiënt van het Tap-coëffïciënt van het onderzij de-hilbert- bovenzijde-hilbert- 5 transformatiefilter transformatiefilter hO 1,953125e-02 -1,953125e-02 hl 0,0e+0 0,0e+00 h2 2,734375e-02 -2,734375e-02 10 h3 0,0e+00 0,0e+00 h4 3,90625e-02 -3,90625e-02 h5 0,0e+00 0,0e+00 h6 5,46875e-02 -5,46875e-02 h7 0,0e+00 0,0e+00 15 h8 7,8125e-02 -7,8125e-02 h9 0,0e+00 0,0e+00 hlO 1,171875e-01 -1,171875e-01 hll 0,0e+00 0,0e+00 hl2 2,0703125Θ-01 -2,0703125e-01 20 hl3 0,0e+00 0,0e+00 hl4 6,34765625e-01 -6,34765625e-01 hl5 0,0e+00 0,0e+00 hl6 -6,34765625e-01 6,34765625e-01 hl7 0,0e+00 0,0e+00 25 hl8 -2,0703125e-01 2,0703125e-01 hl9 0,0e+00 0,0e+00 h20 -1,171875e-01 l,171875e-01 h21 0,0e+00 0,0e+00 h22 -7,8125e-02 7,8125e-02 30 h23 0,0e+00 0,0e+00 h24 -5,46875e-02 5,46875e-02 h25 0,0e+00 0,0e+00 h26 -3,90625e-02 3,90625e-02 h27 0,0e+00 0,0e+00 35 h2 8 -2,734375e-02 2,734375e-02 h29 0,0e+00 0,0e+00 h30 -1,953125e-02 l,953125e-02 1009305 19

Fig. 11 toont een complex-vermenigvuldiger voor het omzetten van een bovenzijde-hilbert-transformatie-signaal in een basisband-signaal. De vermenigvuldigers 116a en 116b vermenigvuldigen het vanuit de vertragingsschakeling 114 ver-5 kregen signaal In met respectieve vanuit de numeriek bestuurde oscillator 127 verkregen cos- en sin-waarden. De numeriek bestuurde oscillator 127 bezit een ROM-tabel die cos- en sinwaarden en met cos- en sin-waarden overeenkomende uitvoeren opslaat in overeenstemming met data vanuit het lus-filter 10 126. De vermenigvuldigers 116c en 116d vermenigvuldigen het bovenzijde-hilbert-transformatie-signaal Qn.boven vanuit de hilbert-transformatie-eenheid 115 met respectieve cos- en sin-waarden vanuit de numeriek bestuurde oscillator 127. De opteller 116e telt de uitvoer van de vermenigvuldiger 116a en 15 de uitvoer van de vermenigvuldiger 116c op en produceert een basisband-signaal I. De opteller ll6f telt de uitvoer van de vermenigvuldiger 116b en de uitvoer van de vermenigvuldiger 116d op en produceert een basisband-signaal Q.

Wanneer het uitvoersignaal van de hilbert-transfor-20 matie-eenheid 115 wordt voorgesteld, dan wordt dit j (ωΙΡη-Φ)

Qn-boven “ (1/2)[s(n)]e ...(21).

25 Wanneer de geschatte waarden van de frequentie en de fase met respectievelijk ω en 0 worden voorgesteld, dan vermenigvuldigt de complex-vermenigvuldiger 116 de complexe signalen vanuit het hilbert-transformatie-filter met de respectieve cos- en sin-waarden.

30 Wanneer het bovenzijde-hilbert-transformatie-filter wordt gebruikt, dan geldt (I„ + j Qn-boven) = Incos (ωη-0) +Qn.bovensin (ωη-0) +j (Qn.bovencos (o>n.bovencos (ωη-0) -35 Insin(ωη-0) ... (22) .

Fig. 12 toont een complex-vermenigvuldiger voor het omzetten van het onderzijde-hilbert-transformatie-signaal in het basisband-signaal. De vermenigvuldigers I16g en 116h ver- 1009305 20 menigvuldigen het signaal In vanuit de vertragingsschakeling 114 met de respectieve cos- en sin-oscillatie-signalen vanuit de numeriek bestuurde oscillator 127. De vermenigvuldigers I16i en 116j vermenigvuldigen het onderzijde-hilbert-trans-5 formatie-signaal Qn.onder vanuit de hilbert-transformatie-eenheid 115 met de respectieve cos- en sin-oscillatie-sig-nalen vanuit de numeriek bestuurde oscillator 127. Een optel-ler 116k telt de uitvoeren van de vermenigvuldigers 116g en 116i op en produceert een basisband-signaal I. Een opteller 10 116m telt de uitvoeren van de vermenigvuldigers 116h en 116j op en produceert het basisband-signaal Q.

Wanneer het uitvoersignaal van de hilbert-transfor-matie-eenheid 115 in de complexe vorm wordt uitgedrukt, dan geldt 15

Qn-onder -j (ω„η-Φ) = (1/2)[s(n)+d+jsA(n)]e ... (23).

20 Wanneer geschatte waarden van de frequentie en de fase met ω en 6 worden voorgesteld, dan kan de uitvoer van de complex-vermenigvuldiger worden uitgedrukt als een vermenigvuldiging van het complexe signaal, hetgeen de uitvoer is van het hilbert-transformatie-filter, met de uitvoer van de numeriek 25 bestuurde oscillator 127. Wanneer het onderzijde-hilbert-transformatie-filter wordt gebruikt, dan geldt (In+jQn-o„deJe^n-9) = Incos (ωη-fl) -Qn-ondersin (ωη- Θ) + j (Insin(cjn-0) -Qn-0nderCOS (ωη-fl) 30 ... (24) .

De pilot-filter-eenheid 117 voert filtering uit met betrekking tot de basisband-signalen I en Q die het resultaat zijn van het bovenstaande proces en laat slechts het pilot-35 signaal passeren. De pilot-filter-eenheid 117 omvat een eerste laagdoorlaatfilter 118 voor het uitvoeren van een laag-doorlaatfiltering van het basisband-signaal I; en een tweede 1009305 21 laagdoorlaatfliter 119 voor het uitvoeren van een laagdoor-laatfiltering van het basisband-signaal Q. De twee laagdoorlaatf ilters 118 en 119 bezitten dezelfde configuratie.

Fig. 13 is een gedetailleerd schakelingsdiagram van 5 een laagdoorlaatfilter in overeenstemming met de onderhavige uitvinding. Het laagdoorlaatfilter 118 van deze uitvinding omvat een viertraps cascade-filter waarin vier IIR-filters 118a tot 118d in serie zijn verbonden. Drie vertragings-schakelingen 118h tot 118j zijn respectievelijk gekoppeld 10 tussen vier filters voor het met één klok vertragen van de signalen die uitvoer zijn van de drie filters 118a tot 118c. Drie delers 118e tot 118g delen de klok-signalen die invoer zijn van de voorgaande trap door twee en zenden vervolgens het resultaat van de deling naar de drie vertragingsschake-15 lingen 118h tot 118j.

Fig. 14 is een blokdiagram van een oneindige-impuls-respons- (IIR) -filter in overeenstemming met de onderhavige uitvinding. Het IIR-filter 118a omvat een eerste vertragings-schakeling 141 voor het vertragen van een signaal vanuit de 20 complex-vermenigvuldiger 116 met één klokcyclus (1/10,76 MHz); een eerste opteller 143 voor het optellen van de uitvoer van de eerste vertragingsschakeling 141 en de vermenigvuldiger 145; een tweede opteller 142 voor het optellen van het signaal dat hierin wordt ingevoerd en de uitvoer van de 25 eerste opteller 143. Een tweede vertragingsschakeling 144 voor het vertragen van het uitvoersignaal van de tweede opteller 142 met één klokcyclus; en een vermenigvuldiger 145 voor het vermenigvuldigen van het uitvoersignaal van de tweede vertragingsschakeling 144 met 0,75.

30 De pilot-filter-eenheid 117 met een dergelijke configuratie extraheert slechts het pilot-signaal uit de hiernaar verzonden signalen I en Q. In het algemeen zijn, wanneer een eindige-duur-impulsrespons- (FIR) -filter wordt gebruikt, honderd of meer taps noodzakelijk om een laagdoor-35 laatfilter te implementeren met een doorlaatband van 100 kHz bij een signaalverwerkingssnelheid van 21,52 MHz.

Deze uitvinding verlaagt het aantal noodzakelijke taps aanvankelijk door gebruik te maken van een viertraps cascade-filter waarin vier IIR-laagdoorlaatfliters met de- 1009305 22 zelfde coëfficiënten opeenvolgend in serie zijn gekoppeld. Aangezien dubbel-omlaagbemonstering wordt uitgevoerd in elke trap, neemt de doorlaatband van het filter elke trap met 1/2 af door het decimatie-effect, waardoor een nauwbandig laag-5 doorlaatfilter wordt gecreëerd.

Het volgende is een gedetailleerde beschrijving van het nauwbandige laagdoorlaatfilter van deze uitvinding.

Wanneer de uitvoer van de complex-vermenigvuldiger 116 een bovenzijde is, dan geldt 10 j ((ωΙΡ-ω)η- (Φ-0)) 1/2[s(n)+d+jsA(n)]e ...(25, zodat de uitvoer van de pilot-filter-eenheid 117 wordt uitge-15 drukt als j ( (ωΙΡ-ω) η- (Φ-0)) (l/2d)e = In+jQn-boven = ( 1 /2 ) d [ (COS (&>„-0)) Ti- (φ·- Θ ) ) + j Sin ( (<0„-Cü) Π- 20 [Φ-Θ))] ...(26).

Daarom kan, indien o>IF - ω, een fase-fout worden geschat vanuit een imaginair deel van de uitvoer, dat wil zeggen 25 Qn-boven = -((i/2)d)sin(*-0) ...(27).

Op dit moment wordt een naar de vermenigvuldiger 145 in het IR-filter toegevoerde tap-coëfficiënt vastgesteld op 0,75. Zoals getoond in fig. 15, verschuiven twee verschuivers 30 128 en 129 de uitvoer van de vertragingsschakeling 144 met respectievelijk 1 bit (0,5) en 2 bits (0,25) naar rechts, en telt een opteller 130 de uitvoer van de twee verschuivers 128 en 129 op. Daarom kan het filter eenvoudig worden geïmplementeerd zonder gebruik te maken van een vermenigvuldiger.

35 Wanneer de uitvoer van de complex-vermenigvuldiger 116 een onderzijde is, dan geldt -j ( (ωΙΡ-ω)η- (Φ-0) 1/2 [s(n)+d-jsA(n)J ...(28) 40 1009305 23 dus de uitvoer van de pilot-filter-eenheid 117 wordt uitgedrukt als - j ( (ωΙΡ-ω) η- (Φ-0) 5 1/2(d)e - in iQn-onder = (l/2)d[cos (ωΙΡ-ω)η- (Φ-0))-jsin( (ωΙΡ-ω)η- (Φ-0)) ] ...(29).

Daarom kan, indien ωτν ·» ω, een fase-fout worden geschat 10 vanuit het Q-signaal van het nauwbandig laagdoorlaatfilter, dat wil zeggen

Qn-onder = ((l/2)d)Sin(Φ-0) ...(30).

15 Dit verkregen fase-foutsignaal wordt ingevoerd naar een frequentie-foutdetectie-eenheid 120 en een frequentie-fout wordt gedetecteerd als

Qn-onder* ^n-ra ” ^n*Qn-onder^n "* l/2d .

20

De frequentie-foutdetectie-eenheid 120 omvat een vertragingsschakeling 121 voor het vertragen van een signaal I vanuit de pilot-filter-eenheid 117; een vertragingsschakeling 122 voor het vertragen van een signaal Q vanuit de 25 pilot-filter-eenheid 117; een exclusieve OF-schakeling 123 voor het uitvoeren van een exclusieve OF-operatie met betrekking tot de uitvoer van de vertragingsschakeling 121 en het signaal Q; een exclusieve OF-schakeling 124 voor het uitvoeren van een exclusieve OF-operatie met betrekking tot de uit-30 voer van de vertragingsschakeling 122 en het signaal I; en een opteller 125 voor het optellen van de uitvoer van de twee exclusieve OF-schakelingen 123 en 124, en produceert vervolgens de resultaat-waarde als een frequentie-foutsignaal.

Wanneer het hilbert-transformatie-signaal een boven-35 zijde is, dan trekt de opteller 125 de uitvoer van de exclusieve OF-schakeling 124 af van de uitvoer van de exclusieve OF-schakeling 123. Wanneer het hilbert-transformatie-signaal 1009305 24 een onderzijde is, dan trekt de opteller 125 de uitvoer van de exclusieve OF-schakeling 123 af van de uitvoer van de exclusieve OF-schakeling 124.

In een dergelijke frequentie-foutdetectie-eenheid 5 120 wordt, wanneer de uitvoer van de complex-vermenigvuldiger 116 de bovenzijde is, de fase-fout-invoer uitgedrukt als

Qn-boven = - ((l/2)d)sin(4>-0) ...(31).

10 zodat de frequentie-fout wordt gemeten als

Qn-boven* in-m ” in*Qn-boven-m m l/2d ...(32).

Als resultaat van simulatie en feitelijke hardware-15 implementatiebestudering is een schatting van een frequentie-fout mogelijk, zelfs wanneer het teken-bit van het signaal wordt uitgedrukt in 2-complement en vermenigvuldiging met XOR wordt gealterneerd. Op dit moment blijft enige (in de orde van verschillende kHz) frequentie-fout over in een normale 20 toestand, maar deze fout kan worden gecorrigeerd onder gebruikmaking van een DPLL. Fig. 16 en 17 tonen frequentie-foutdetectoren voor deze werkwijze, waarin 'm' een ver-tragingsfrequentie aanduidt en een convergentiesnelheid van de frequentie-fout-detector betreft. Naarmate 'm' groter 25 wordt, wordt de convergentiesnelheid hoger, maar een fout in de normale toestand relatief groter. Wanneer 'm' klein is, dan is de convergentiesnelheid laag, maar wordt de fout in de normale toestand klein.

Nadat de fase- en frequentie-fouten door deze proce-30 dure zijn verkregen, produceert het lus-filter 126 een bestu-ringswaarde voor het compenseren van de frequentie- en fase-fouten onder gebruikmaking van de fout-waarden en zendt het de besturingswaarde naar de numeriek bestuurde oscillator 127 die compenseert voor de frequentie- en fase-fouten.

35 Fig. 18 is een blokdiagram van het lus-filter 126 in overeenstemming met de onderhavige uitvinding. Het lus-filter 126 omvat een frequentie-foutfilter 181 voor het uitvoeren van filtering met betrekking tot het frequentie-foutsignaal dat wordt opgewekt door de frequentie-foutdetectie-eenheid 1009305 25 122; een fase-foutfilter 182 voor het uitvoeren van filtering met betrekking tot het fase-foutsignaal dat wordt opgewekt door de pilot-filter-eenheid 117; een D-flip-flop 183 voor het vergrendelen van het uitvoersignaal van het frequentie-5 foutfilter 181; een multiplexer 184 voor het selectief uitvoeren van de signalen vanuit het fase-filter 182 in overeenstemming met het besturingssignaal; een bit-verschuiver 185 voor het verschuiven van het signaal vanuit de multiplexer 184; en een opteller 186 voor het optellen van de uitvoer van 10 de bit-verschuiver 185 en de uitvoer van de D-flip-flop 183.

Wanneer een enable- (maak-werkzaam) -signaal "l" is, dan draait de D-flip-flop 183 een vergrendel-toestand en voert het invoersignaal in deze toestand uit, waarbij de multiplexer 184 dan "0" selecteert onder de invoeren en deze 15 uitvoert. Wanneer een enable-signaal "0" is, dan behoudt de D-flip-flop 183 zijn uitvoertoestand en selecteert de multiplexer 184 het uitvoersignaal van het fase-foutfilter 182 en voert dit uit.

Zoals hierboven beschreven wordt, voor de werking 20 van de DFPLL, de DFLL initieel bedreven voor het compenseren van een frequentie-fout. Na een vooraf bepaalde tijdsperiode wordt frequentievergrendeling aangeschakeld en wordt de DPLL bedreven voor het compenseren van de fase-restfout en de fre-quentie-restfout. Indien de vergrendeling wordt losgelaten 25 als gevolg van een verandering van een kanaal-toestand gedurende de operatie, dan wordt de bovenstaande operatie herhaald na het ontvangen van een opstart-signaal vanuit een externe microprocessor (niet getoond in fig. 18). De schakel-operatie van de DFLL en de DPLL is geïmplementeerd onder 30 gebruikmaking van een enable-signaal dat is verbonden met de externe microprocessor 100 in fig. 7, en de coëfficiënten van het lus-filter kunnen worden geïmplementeerd door een bit-verschuivingsoperatie, waardoor de complexiteit van de hardware aanzienlijk wordt verlaagd.

35 Fig. 19 toont een andere uitvoeringsvorm van het IIR-filter dat wordt gebruikt voor de pilot-filter-eenheid.

Het IIR-filter in fig. 19 omvat een eerste opteller 132 voor het optellen van het signaal vanuit de complex-ver-menigvuldiger 116 en de uitvoer van de vermenigvuldiger 131; 1009305 26 een eerste vertragingsschakeling 133 voor het vertragen van het uitvoersignaal vanuit de eerste opteller 132; een tweede opteller 134 voor het optellen van de uitvoer van de eerste vertragingsschakeling 133 en het signaal vanuit de complex-5 vermenigvuldiger 116; een tweede vertragingsschakeling 135 voor het vertragen van het uitvoersignaal vanuit de tweede opteller 134; en een vermenigvuldiger 131 voor het vermenigvuldigen van de uitvoer van de tweede vertragingsschakeling 135 met een tap-coëfficiënt (0,75) en het verzenden van het 10 resultaat naar de opteller 132.

In dit geval kan, alhoewel dezelfde impulsrespons wordt gebruikt, hardware met een hogere operatiesnelheid worden geïmplementeerd door de bovenstaande configuratie.

Fig. 20 toont een andere uitvoeringsvorm van het 15 hilbert-transformatie-filter waarbij de vermenigvuldiger 115 : is vervangen door ROM. In dit geval is, door gebruik te maken ! van een ROM-tabel waar zijn hardware-afmeting relatief gerin ger is dan een vermenigvuldiger, zijn structuur voordelig voor het implementeren van een ASIC.

20 Zoals weergegeven, is de digitale demodulator van deze uitvinding rendabel vanwege het gebruik van een goedkope oscillator in plaats van kostbare onderdelen zoals een VCO. Bovendien implementeert deze uitvinding de frequentie- en fase-foutdetector slechts met een digitale logische schake-25 ling en een digitaal filter die vier vermenigvuldigers omvat, waardoor het hardware-volume aanzienlijk wordt verkleind. Aangezien deze uitvinding een volledige digitale modus toepast, bezit deze voordelige aspecten in het implementeren van de hardware en ASIC en bezit deze ook een uitmuntend signaal-30 verwerkingsvermogen.

Het zal duidelijk zijn aan de deskundigen dat verschillende modificaties en variaties kunnen worden uitgevoerd in een digitale demodulator van de onderhavige uitvinding, zonder af te wijken van het kader van de uitvinding. Het is 35 aldus de bedoeling dat de onderhavige uitvinding de modificaties en variaties van deze uitvinding, voor zover deze binnen het kader van de bijgaande conclusies vallen en de equivalenten ervan dekt.

1009305

Claims

1. Digitale demodulator, voorzien van: lokale oscillatiemiddelen voor het opwekken van een vooraf bepaald frequentie-signaal; mengmiddelen voor het mengen van een tussenfrequen-5 tie- (IF) -signaal met een lokale-oscillatie-frequentie-sig-naal dat uitvoer is van de lokale oscillatiemiddelen; A/D-omzetmiddelen voor het in een digitaal signaal omzetten van een signaal dat uitvoer is van de mengmiddelen; hilbert-transformatiemiddelen voor het uitvoeren van 10 een hilbert-transformatie met betrekking tot de uitvoer van de A/D-omzetmiddelen; vermenigvuldigingsmiddelen omvattende een eerste complexe vermenigvuldiger voor het omzetten van een bovenzij -de-complexsignaal opgewekt door de hilbert-transformatiemid-15 delen in een basisband-signaal, en een tweede complexe vermenigvuldiger voor het omzetten van een benedenzijde-complex-signaal opgewekt door de hilbert-transformatiemiddelen in het basisband-signaal voor het vermenigvuldigen van respectieve signalen vanuit de vertragingsmiddelen en de hilbert-trans-20 formatiemiddelen met de fase-foutsignalen ervan; filtermiddelen omvattende vier oneindige impulsresponsie (IIR) filters welke in serie verbonden zijn en een viertraps cascade-filter vormen, drie vertragingsschakelingen welke respectievelijk verbonden zijn tussen vier IIR-filters 25 en vertragingssignalen van de filters door een klok, en drie delers voor het delen van kloksignalen ontvangen van de voorgaande stap door 2 en het verschaffen van de resultaten van de deling naar de vertragingsschakelingen voor het slechts laten passeren van pilot-signalen van de basisband-signalen I 30 en Q die uitvoer zijn van de vermenigvuldigingsmiddelen; frequentie-foutdetectiemiddelen voor het detecteren van een frequentie-fout van een signaal dat uitvoer is van de filtermiddelen; een lus-filter welke een frequentie-foutfilter omvat 35 voor het uitvoeren van een filterbewerking met betrekking tot het frequentie-foutsignaal opgewekt door de frequentie-fout- 1 0 09 3 05 * 9 detectiemiddelen, een fase-foutfilter voor het uitvoeren van een filterbewerking met betrekking tot het fase-foutsignaal opgewekt door de filtermiddelen, een D flip-flop voor het vergrendelen van het uitgangssignaal van het frequentie-fout-5 filter, een multiplexer voor het selectief uitvoeren van de signalen van het fase-foutfilter volgens een regelsignaal, een bit-schuifregister voor het verschuiven van het signaal van de multiplexer, en een opteleenheid voor het optellen van de uitgang van het bit-schuifregister en de uitgang van de D 10 flip-flop voor het uitvoeren van filtering met betrekking tot de uitvoer van de filtermiddelen en het frequentie-foutsig-naal dat is gedetecteerd door de frequentie-foutdetectiemid-delen en voor het selectief aan de uitvoer leveren van de resultaat-signalen van het filteren; en 15 numeriek bestuurde oscillatiemiddelen voor het ont vangen van een signaal vanuit het lus-filter en het opwekken van een fase-foutbesturingssignaal.

2. Digitale demodulator volgens conclusie 1, waarbij de eerste complex-vermenigvuldiger omvat: eerste en tweede 20 vermenigvuldigers voor het vermenigvuldigen van een invoer-signaal In met respectieve fase-foutbesturingssignalen vanuit de numeriek bestuurde oscillatiemiddelen; derde en vierde vermenigvuldigers voor het vermenigvuldigen van een bovenzij -de-hilbert-transformatie-signaal Qn.boven dat is verkregen van-25 uit de hilbert-transformatiemiddelen door de respectieve fase-foutbesturingssignalen vanuit de numeriek bestuurde oscillatiemiddelen; een eerste opteller voor het optellen van de uitvoer van de eerste vermenigvuldiger en de uitvoer van de derde vermenigvuldiger en het produceren van het basisband-30 signaal I, en een tweede opteller voor het optellen van de uitvoeren van de tweede en de vierde vermenigvuldigers en het produceren van het basisband-signaal Q.

3. Digitale demodulator volgens conclusie 1, waarbij de tweede complex-vermenigvuldiger omvat: eerste en tweede 35 vermenigvuldigers voor het vermenigvuldigen van een in- voersignaal In met respectieve fase-foutbesturingssignalen vanuit de numeriek bestuurde oscillatiemiddelen; derde en vierde vermenigvuldigers voor het vermenigvuldigen van een onderzijde-hilbert-transformatie-signaal Qn.ondet dat is verkre- j 1 0 09305 f gen vanuit de hilbert-transformatiemiddelen door de respectieve fase-foutbesturingssignalen vanuit de numeriek bestuurde oscillatiemiddelen; een eerste opteller voor het optellen van de uitvoer van de eerste vermenigvuldiger en de uitvoer 5 van de derde vermenigvuldiger en het produceren van het ba-sisband-signaal I; en een tweede opteller voor het optellen van de uitvoer van de tweede vermenigvuldiger en de uitvoer van de vierde vermenigvuldiger en het produceren van het basisband- signaal Q.

4. Digitale demodulator volgens conclusie 1, waarbij het IIR-filter omvat: een eerste vertragingsschakeling voor het vertragen van het signaal vanuit de vermenigvuldigings-middelen met één klokcyclus; een eerste opteller voor het optellen van de uitvoer van de eerste vertragingsschakeling 15 en een vermenigvuldiger; een tweede opteller voor het optellen van een signaal dat invoer hiervan is en de uitvoer van de eerste opteller; een tweede vertragingsschakeling voor het vertragen van het uitvoersignaal van de tweede opteller met één klokcyclus; en een vermenigvuldiger voor het vermenigvul-20 digen van het uitvoersignaal van de tweede vertragingsschakeling met 0,75. 1 009305