JPS63133873A - インバ−タ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明はスナバを具えるインバータにおけるスナバの
蓄積エネルギーの直流電源への帰還手段を改良したイン
バータに関するものである。

〔従来の技術〕

第６図は特願昭５９−１８５５３号に示された従来のイ
ンバータを示す回路図であり、自己消弧型スイッチング
素子をアーム素子として／Ｓ−ツブリッジで示したもの
である。同図においてＰ、Ｎは直流電源のそれぞれ正極
、負極、ＩＵ、ＩＸはアーム素子であるゲートター／オ
フサイリスタ（以下ＧＴＯと略記するってあって、交互
にオン。

オフするようにオン、オフ信号をそのゲートに受ける。

２Ｕ、２Ｘはりアクドルであって直列接続されて、ＧＴ
ＯＩＵとＧＴＯＩＸ間に挿入されている。３Ｕ、３Ｘは
帰還ダイオードであって、帰還ダイオード３ＵはＧＴＯ
ＩＵに逆並列に接続され、帰還ダイオード３ＸはＧＴＯ
ＩＸに逆並列に接続されている。スナバ４Ｕはスナバコ
ンデンサ４１Ｕ、スナバダイオード４２Ｕからなり、Ｇ
ＴｏｌＵに並列接続されている。スナバ４Ｘはスナバコ
ンデンサ４１Ｘ１スナバダイオード４２Ｘからなり、Ｇ
ＴＯＩＸに並列接続されている。スナバ４Ｕのスナバダ
イオード４２Ｕのアノード側とスナバ４Ｘのスナバダイ
オード４２Ｘのカソード側とはダイオード回路５および
変流器６の１次巻線を介して接続されている。また、こ
のダイオード回路５はそのカソード側をスナバダイオー
ド４２Ｕの７ノード側に向けて挿入されている。変流器
６の２次巻線の両端６ａ　、６ｂはそれぞれダイオード
整流回路７のダイオード７ａ、７ｂ’＆介して直流電源
の正極Ｐに接続され、かつダイオード７ｃ　、７ｄを介
して直流電源の負極Ｎに接続されている。

次に、この装置の動作について第７図および第８図のタ
イムチャートを参照して説明する。第７図においてＴ　
　ＩＴｘばそれぞれＧＴＯＩ　Ｕ、ＩＸのゲートオン期
間、工ｗは負荷（この例ではＬ負荷電に流出する負荷電
流、Ｉｕ、ＩｘはそれぞれＧＴＯＩＵ、ＩＸに流れる電
流、Ｉｕｄ、Ｉｘｄはそれぞれ帰還ダイオード３０．３
Ｘを流れる電流、ｖＵＣＩＶＸＣはそれぞれスナバコン
デンサ４１Ｕ、４１Ｘの電圧、よりはダイオード回路５
、変流器６を流れる電流を示している。また、第８図は
ＧＴＯＩ　Ｕがオフした時の変流器６の１次巻線の電圧
及び電流の拡大波形を示しておシ、ＶｃＴは変流器６の
１次巻線の電圧である。

今、時刻ｔ工において、例えば今までオンしていたＧＴ
ＯＩＵがターンオフされると、ＧＴＯＩＵに流れていた
電流Ｉｕはスナバ４Ｕに移り、スナバコンデンサ４１Ｕ
が充電され始める。この時、スナバ４Ｘのスナバコンデ
ンサ４ｔＸの電荷はダイオード回路５−変流器６−スナ
バダイオード４２Ｕ−１アクドル２Ｕ−交流出力端子Ｕ
を通って図示しない負荷へ放電され、時刻ｔ２で放電が
完了し、帰還ダイオード３Ｘが導通し始める。この間変
流器６の２次出力はダイオード整流回路７のダイオード
７ａ、７ｄを通して直流電源に返還されるため、変流器
６の１次巻線間に直流電源の電圧に比例した電圧が発生
する。つづいて、リアクトル２Ｕのエネルギーがリアク
トル２Ｕ−リアクトル２Ｘ−スナバダイオード４２Ｘ−
ダイオード回路５−変流器６−スナバダイオード４２Ｕ
の経路で直流電源へ帰還され、リアクトル２Ｕ及び変流
器６の電流は減衰する。時刻ｔ、で変流器６の鉄心が磁
気飽和を生じると、変流器６の電圧は逆極性に過電圧を
一瞬発生するが、ダイオード７ｂ。

７ｃがオンして、端子６ａ、６ｂ間の電圧を直流電源の
電圧にクランプする働きをなす。この逆電圧はスナバダ
イオード４２Ｕ−リアクトル２Ｕ−リアクトル２Ｘ−ス
ナバダイオード４２Ｘのループの電流を増加させる働き
をなすが、このループ電圧降下が小さいためにリアクト
ル２Ｕおよび変流器６の電流の減衰時間が非常に長ぐ、
よってこの電圧降下分の電圧で変流器６がリセットされ
るまでの時間も長くなる。

時刻ｔ、で負荷電流の極性が反転すると、負荷電流は端
子Ｕ　−＋Ｊアクドル２Ｘ−Ｇ’ｒ０１Ｘの経路で流れ
る。

〔発明が解決しようとする問題点〕

従来のインバータは以上のように構成されているので、
スナバエネルギーの帰還動作において第８図に示す時刻
１　−１．の間はりアクドル２Ｕのエネルギーを変流器
６によって帰還するモードであるが、このときの動作時
間（１，−１２）は変流器６０１次電圧Ｅｃとリアクト
ル２Ｕ、２Ｘのインダクタンスし及びインバータの出力
電流値器６の１次電圧Ｅｃによって影響を受ける。この
１次電圧ＫｃＦｉインバータの直流電源電圧に比例する
ため、インバータによる交流電動機駆動などの用途で電
動機の速度が低いときにインバータの直流電源電圧を低
くして運転する場合には、上記帰還動作時間（ｔ５−ｔ
２）が長くなり、インバータのスイッチング周波数を大
きくすることができないなどの問題点があった。

この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、直流電源電圧の低下に対して高周波スイッチ
ングが可能なインバータを得ることを目的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

この発明に係るインバータは変流器の２次巻線に不等分
割されたタップを設けると共に、このタップを直列接続
のダイオードの中間接続点に接続し、このダイオードお
よびサイリスタの複数アーム素子から構成されるブリッ
ジ回路を介してスナバエネルギーをインバータの直流電
源へ帰還するようにしたものである。

〔作用〕

この発明におけるインバータは、直流電源電圧が低い場
合には、変流器の１次巻線の電圧が低下しないように上
記ブリッジ回路の導通アーム及び変流器の２次巻線のタ
ップを選択的に切換える。

〔実施例〕

以下、この発明の一実施例を図について説明する。第１
図はこの発明の一実施例を示す回路図で、第１図におい
て第６図と同一構成部分には同一符号を付してその説明
を省略する。第１図において６　ａ　ｒ　６　ｂ　ｇ　
６　ｃは変流器６の２次巻線の端子であって、その端子
６Ｃは中間タップである。８ａ。

８ｂ、８ｃ、８ｄｕサイリスタブリッジ回路を構成する
サイリスタであって、このサイリスタブリッジ回路の交
流端は上記端子６ａと６ｂとに接続され、その直流端は
インバータの直流電源の端子Ｐ　、ＮＫＮ側からＰ側へ
導通する向きに接続される。７ａ　、７ｂは直列接続さ
れたダイオード回路であって、その中間接続点は上記中
間端子６Ｃに接続され、その両端はインバータの直流電
源の端子Ｐ、ＮＫＮ側からＰ側へ導通する向きに接続さ
れる。

仄に動作について説明する。変流器６の１次巻線側の動
作は従来のものと同一のため、２次巻線側の動作を中心
に第２図〜第４図を参照して説明する。今、変流器６の
２次善？ａ（６ｃｍ６ｂ間）と１次巻線との巻線比をｎ
：１とし、２次巻線のタップ間の巻線比ｉｊ　１　：　
２　（６ｃ　−６ａ間の巻線：６ｃｍ６ｂ間の巻線）で
あシ、不等分割されている。

第２図はインバータの直流電源電圧が低い場合における
ＧＴＯＩＵのターンオフ時の動作波形を示しており、サ
イリスタ回路のサイリスタ８ｂ。

８ｄはオフされ、サイリスタ８ａ、８ｃはオンの状態に
制御される。時刻ｔ工〜ｔ、の帰還モードにおいて、変
流器６の２次巻線には端子６ｃから端子６ａへ向って帰
還電流が流れ、ダイオード７ｃとサイリスタ８ａが導通
する。従って変流器６の２次巻線端子６ａと６０との間
にインバータの直流電源電圧Ｅｄが印加され、その１次
巻線端には３Ｅｄ／ｎの電圧が生じる。時刻ｔ２〜ｔ、
の期間では変流器６の１次巻線電流ＩＤはスナバダイオ
ード４２Ｕ−リアクトル２σ−リアクトル２Ｘ−スナバ
ダイオード４２Ｘ−ダイオード５−変流器６の経路で減
衰し、リアクトル２Ｕ、２ＸのインダクタンスをＬとす
れば時刻１　−１．の時間Ｔａ２は次のようになる。

２ｎＬＩ。

Ｔ２３　”　　　ａ　Ｅ　ｄ”’　”’　ｆｉｌここで
Ｉｏは時刻ｔ２における工ゎの値であり、インバータの
出力電流の瞬時値Ｉｏに等しい。

次に第３図はインバータの直流電源電圧が中程度の場合
におけるＧＴＯｌｏのターンオフ時の変流器６の動作波
形を示しており、サイリスタ８ａ。

８ｃがオフされ、サイリスタ８ｂ、８ｄがオンの状態に
制御される。時刻ｔ工〜ｔ、の帰還モードにおいて、サ
イリスタ８ｄ−変流器６の端子６ｂ一端子６ｃｍダイオ
ード７ａの経路で変流器６の２次巻線変流が流れる。こ
のとき端子６ｃと６ｂとの間に直流電源電圧Ｅｄが印加
されるため、変流器６の１次巻線端には３Ｅｄ／２ｎの
電圧が生じ、時刻ｔ２〜ｔ、の時間Ｔ２３は次のように
なる。

４ｎＬＩ。

Ｔ　２う”　　　　　　　３Ｅｄ　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　”””（２）ｗｃ４図はインバー
タの直流電源電圧が高い場合におけるＧＴｏｌＧのター
／オフ時の変流器６の動作波形を示しており、サイリス
タ８ａ〜８ｄが全てオン状態に制御される。時刻ｔ工〜
ｔ、の帰還モードにおいてサイリスタ８ｄ−変流器６の
端子６ｂ一端子６ａ−サイリスタ８ａの経路で、変流器
６の２次巻線電流が流れる。このとき端子６ａと６ｂと
の間に直流電源電圧Ｅｄが印加されるため、変流器６の
１次巻線端にはＥｄ／　　の電圧が生じ、時刻ｔ２〜ｔ
、の時間Ｔ２５は次のようになる。

以上のようにインバータの直流電源電圧の大きさに応じ
て変流器６の２次巻線と１次巻線比を切換えることによ
シ、１次巻線端の電圧低下が補償されるために、（１）
〜（３）式から明らかなように帰還モードにおける動作
時間Ｔ２３が電源電圧が低下しても長くならないように
できる。

なお、上記実施例では変流器６０２次巻線のタップを巻
線比１：２の個所に設けたものを示したが、一般にｍ　
：　ｎ　（ただしｍａｎ）の比に不等分割されたもので
あってもよく、この分割比は直流電源電圧の変動範囲に
応じて選定される。

また、上記実施例では変流器６の１次巻線に直列にダイ
オード５を接続したものを示したが、この代りにＧＴＯ
などの自己消弧型スイッチング素子９を第５図に示すよ
うに接続したものであってもよく、この場合には帰還動
作が終了する時刻ｔ。

（例えば第２図参照〕においてターンオフさせることに
より、変流器６のリセット動作が変流器６０２次巻線側
でサイリスタ８ｃとダイオード７ａを介して行われるた
めに変流器６のリセット動作が早くなる。

〔発明の効果〕

以上のように、この発明によればインバータを変流器の
２次巻線にタップを設はダイオードとサイリスタからな
る複数アームのブリッジ回路を介して直流電源ヘスナバ
エネルギーを帰還させるように構成したので、直流電源
の電圧変動があってもスナバエネルギーの帰還動作時間
を短縮でき、安定な帰還動作が得られる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例によるインバータを示す回
路図、第２図〜第４図はその回路図各部の信号のタイム
チャート、第５図はこの発明のインバータの他の実施例
を示す回路図、第６図は従来のインバータの一例を示す
回路図、＄７図および＠８図はその回路図各部の信号の
タイムチャートである。 ＩＵ、ＩＸはゲートターンオフサイリスタ、２σ。 ２Ｘはリアクトル、３Ｕ、３Ｘは帰還ダイオード、４Ｕ
、４Ｘはスナバ、５Ｆｉダイオード、６は変流器、７ａ
、７ｂはダイオード、ｓａ、ａｂはサイリスタ、９は自
己消弧型スイッチング素子。 なお図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。 特許出願人　　三菱電機株式会社 代理人　弁理士　　　１）　澤　　博　　昭１　　　□
１．１ （外２名）−′ 第１図 ｔ＋ｔｘ　　　　　ｔ３ 第３図 第４図 第５図　− 第６図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 自己消弧型スイッチング素子をアーム素子とし、少なく
   とも正および負側の各アーム素子に対して直列にリアク
   トルを接続し、上記アーム素子のそれぞれにスナバコン
   デンサとスナバダイオードの直列体からなるスナバを設
   け、この両スナバのスナバダイオードとスナバコンデン
   サとの中間接続点間にダイオードあるいは帰還用自己消
   弧型スイッチング素子と変流器の一次側とを直列接続し
   て、この直列接続体を上記スナバダイオードと上記正お
   よび負側のリアクトルとで電流が環流する閉回路を形成
   するように挿入し、上記変流器の二次側から上記両スナ
   バの蓄積エネルギを直流電源に電流帰還する整流回路を
   備えたインバータにおいて、上記変流器の二次側には不
   等分割されたタップを設け、かつ上記整流回路を中間接
   続点が上記タップに接続された直列接続のダイオードと
   、上記二次巻線の両端に接続されたサイリスタブリッジ
   回路とで構成し、上記インバータの直流電源電圧の変動
   に応じて上記サイリスタブリッジ回路の導通アームを選
   択してサイリスタの導通制御をし、上記変流器の１次側
   電圧の低下を補償するようにしたことを特徴とするイン
   バータ。