JPS63129736A - Stereo signal generator - Google Patents
Stereo signal generatorInfo
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- JPS63129736A JPS63129736A JP27716886A JP27716886A JPS63129736A JP S63129736 A JPS63129736 A JP S63129736A JP 27716886 A JP27716886 A JP 27716886A JP 27716886 A JP27716886 A JP 27716886A JP S63129736 A JPS63129736 A JP S63129736A
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- 230000005236 sound signal Effects 0.000 abstract description 4
- 230000002265 prevention Effects 0.000 abstract 1
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 10
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 3
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 1
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、パイロットトーン方式のFM放送用ステレオ
信号発生装置に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Field of Industrial Application] The present invention relates to a pilot tone type stereo signal generator for FM broadcasting.
従来、この種のステレオ信号発生装置は第2図に示すよ
うに、オーディオ左チャンネル信号を印加する左チヤン
ネル入力端子1と、オーディオ右チャンネル信号を印加
する右チヤンネル入力端子2を有し、左チャンネル信号
はアナログスイッチ14に印加され、右チャンネル信号
はアナログスイッチ17に印加される。一方、サブキャ
リア信号発生回路13において発生された38kHzパ
ルスのサブキャリア信号は、パルス非反転回路15を介
してアナログスイッチ14に印加され、アナログスイッ
チ14のオン/オフ制御を行うと同時にパルス反転回路
16によル180度位相反転された後アナログスイッチ
17に印加され、アナログスイッチ17のオン/オフ制
御を行う。サブキャリア信号によ多制御される各アナロ
グスイッチ14.17によシ、左チャンネル信号と右チ
ャンネル信号は交互にスイッチングされ、加算回路17
に印加される。パイロット信号発生回路9によ多発生さ
れた19kHzのパイロット信号は、上述の左右チャン
ネル信号と共に加算回路10に印加され、混合信号とな
る。この混合信号はローパスフィルタ18を通って不要
高調波成分を除去された後、出力端子12に送出されて
ステレオコンポジット信号となる。Conventionally, this type of stereo signal generator has a left channel input terminal 1 to which an audio left channel signal is applied, and a right channel input terminal 2 to which an audio right channel signal is applied, as shown in FIG. The signals are applied to analog switch 14 and the right channel signal is applied to analog switch 17. On the other hand, the 38 kHz pulse subcarrier signal generated in the subcarrier signal generation circuit 13 is applied to the analog switch 14 via the pulse non-inverting circuit 15, and at the same time performs on/off control of the analog switch 14. After the phase of the signal is inverted by 180 degrees by 16, it is applied to analog switch 17 to control on/off of analog switch 17. The left channel signal and the right channel signal are alternately switched by each analog switch 14.17 controlled by the subcarrier signal, and the adder circuit 17
is applied to The 19 kHz pilot signal generated by the pilot signal generation circuit 9 is applied to the adder circuit 10 together with the above-mentioned left and right channel signals to form a mixed signal. This mixed signal passes through a low-pass filter 18 to remove unnecessary harmonic components, and then is sent to the output terminal 12 to become a stereo composite signal.
上述した従来のステレオ信号発生装置では、オーディオ
信号の左右両チャンネル信号は、パルスのサブキャリア
信号で制御されるアナログスイッチによシスイツチング
が行われた後で加算されているので、パルスのサブキャ
リア信号が発生する不要高調波成分を除去するためのロ
ーパスフィルタが不要である。ステレオコンポジット信
号の分離度を悪化させないためには、ローパスフィルタ
の位相・振幅特性の劣化をステレオコンポジット信号の
高域(53kHz)まで防ぐ必要があシ、この場合、ロ
ーパスフィルタの位相−振幅特性の劣化を防ぐための補
償回路が複雑になると共に高価格化する欠点があった。In the conventional stereo signal generator described above, both the left and right channel signals of the audio signal are added after being switched by an analog switch controlled by the pulsed subcarrier signal. There is no need for a low-pass filter to remove unnecessary harmonic components generated by In order to prevent deterioration of the degree of separation of the stereo composite signal, it is necessary to prevent the deterioration of the phase/amplitude characteristics of the low-pass filter up to the high frequency range (53 kHz) of the stereo composite signal. This has the disadvantage that the compensation circuit for preventing deterioration is complicated and expensive.
更に過変調防止のため出力レベルを一定に保つ振幅制御
回路を付加するには外部に用意することとなシ複雑にな
シ、さらに高価格化するという欠点がある。Furthermore, adding an amplitude control circuit to keep the output level constant to prevent overmodulation requires an external preparation, which is complicated and also increases the price.
本発明のステレオ信号発生装置は、38kHzの正弦波
を発生するサブキャリア信号発生回路と、ステレオ混合
信号の出力レベルを検出して前記サブキャリア信号出力
を加減する乗算器と、オーディオ信号とサブキャリア信
号とを乗算する第2及び第3の乗算器を有している。The stereo signal generation device of the present invention includes a subcarrier signal generation circuit that generates a 38kHz sine wave, a multiplier that detects the output level of a stereo mixed signal and adds or subtracts the subcarrier signal output, and a subcarrier signal generation circuit that generates a 38kHz sine wave. It has second and third multipliers that multiply the signal.
次に、本発明について図面を参照して説明する。 Next, the present invention will be explained with reference to the drawings.
第1図は本発明の一実施例のブロック図である。FIG. 1 is a block diagram of one embodiment of the present invention.
図で、オーディオ信号を印加する左チヤンネル入力端子
1と、右チヤンネル入力端子2と、サブキャリア信号発
生回路5と、ステレオ混合信号の振幅レベルを検出して
制御電圧を発生するゲインコントロール回路11と、こ
の制御電圧とサブキャリア信号とを乗算する乗算器6と
、この乗算器出力をそれぞれ非反転・反転増幅する非反
転増幅器7及び反転増幅器8と、非反転増幅器の出力と
制御電圧の和と左チャンネル信号とを乗算する乗算器3
と、反転増幅器の出力と制御電圧の和と右チャンネル信
号とを乗算する乗算器4と、19kHzパイロット信号
を発生するパイロット信号発生回路9と、乗算器3,4
及びパイロット信号発生回路の出力を加算する加算回路
10と、ステレオ混合信号を出力する出力端子12とに
よりて構成される。The figure shows a left channel input terminal 1 that applies an audio signal, a right channel input terminal 2, a subcarrier signal generation circuit 5, and a gain control circuit 11 that detects the amplitude level of a stereo mixed signal and generates a control voltage. , a multiplier 6 that multiplies this control voltage by a subcarrier signal, a non-inverting amplifier 7 and an inverting amplifier 8 that non-inverting and inverting amplifying the multiplier output, respectively, and a sum of the output of the non-inverting amplifier and the control voltage. Multiplier 3 that multiplies the left channel signal
, a multiplier 4 that multiplies the right channel signal by the sum of the output of the inverting amplifier and the control voltage, a pilot signal generation circuit 9 that generates a 19kHz pilot signal, and multipliers 3 and 4.
and an adding circuit 10 that adds the outputs of the pilot signal generating circuit and an output terminal 12 that outputs a stereo mixed signal.
いま左チャンネル信号A−L、右チャンネル信号をA@
Rサブキャリア信号をsinωt(ω=2K・38刈0
3)、パイロット信号をυpsinωt/2、出力端子
でのステレオ混合信号の振幅レベルがAゲインコントロ
ール回路が発生する制御電圧の大きさをaとし、ステレ
オ混合信号レベルがB’(A’< C< B’)のとき
振幅制限されCに制限されることとすると、サブキャリ
ア信号発垂回路が発生するsinωt と、ゲインコン
トロール回路11が発生する制御電圧aとが乗算器6で
乗算され、次式%式%(4)
非反転増幅器7の出力とaが加算されて次式を得る。Now left channel signal A-L, right channel signal A@
The R subcarrier signal is sinωt (ω=2K・38K0
3), the pilot signal is υpsinωt/2, the amplitude level of the stereo mixed signal at the output terminal is A, the magnitude of the control voltage generated by the gain control circuit is a, and the stereo mixed signal level is B'(A'<C< Assuming that the amplitude is limited to C when B'), sinωt generated by the subcarrier signal generation circuit and the control voltage a generated by the gain control circuit 11 are multiplied by the multiplier 6, and the following equation is obtained. % Formula % (4) The output of the non-inverting amplifier 7 and a are added to obtain the following formula.
J=a(1+sinωt) ・旧・・
(5)同様にして、反転増幅器8の出力とaが加算され
次式を得る。J=a(1+sinωt) ・Old...
(5) Similarly, the output of the inverting amplifier 8 and a are added to obtain the following equation.
K= a(1−sinωt ) −=
−(6)(5) 、 (6)式で与えられた信号はそれ
ぞれ乗算器3゜4に印加され、オーディオ左チャンネル
信号A・L及び右チャンネル信号A−Rと乗算され次式
を得る。K= a(1-sinωt) −=
-(6) The signals given by (5) and (6) are applied to multipliers 3 and 4, respectively, and are multiplied by the audio left channel signals A and L and the right channel signals A and R to obtain the following equations.
M=A @L −J
=A @L a a (,1+sinωt)
−−−−・−(’!’)N=A@R−に
=A m R11a (1−sinωt ’)
−・−(8)上記(7) 、 (8)式で与えられ
た信号はパイロット発生回路9が発生するパイロット信
号と共に加算回路10に印加され次式を得る。M=A @L −J =A @L a a (,1+sinωt)
-----・-('!') N=A@R-=A m R11a (1-sinωt')
-.-(8) The signals given by the above equations (7) and (8) are applied to the adder circuit 10 together with the pilot signal generated by the pilot generation circuit 9 to obtain the following equation.
Comp、4=M+N+t7psin a+t/2=A
*a(L十R+(L−R)sin ωt)+tJpsi
nQ+t/2・・・・・・(9)
υp〈くA−aであることがらA−a=A’ とおく
と
Comp、4=A’(L十R十(L−R)sin ωt
)+υpsinmt/2・・・・・・ (10)
で与えられる。Comp, 4=M+N+t7psin a+t/2=A
*a(L0R+(L-R)sin ωt)+tJpsi
nQ+t/2...(9) Since υp〈kuA-a, A-a=A', Comp, 4=A'(L + R + (L-R) sin ωt
)+υpsinmt/2... (10) It is given by:
次にオーディオ信号がB/A倍となった場合(B>A)
を考えると、同様にしてステレオ混合信号出力Comp
、 5は次式で与えられる。Next, when the audio signal becomes B/A times (B>A)
Considering, similarly, the stereo mixed signal output Comp
, 5 are given by the following equation.
Comp、5=B’(L+R(L−R)sinca+t
)+t7psinωt/2B’ > Cであることから
ゲインコントロール回路11はa / Dなる大きさの
制御電圧を発生し、乗算器6の出力信号レベルを下げる
ことになる(ただしa(b)すなわち乗算器3.4の入
力には0=−(1+sinωt) ・・・
・・−(12)P = −(1−sin6)t )
−=−(13)を得ることになシ、乗算器
3,4の出力はよりてステレオ混合信号出力は、
+υpsinωt/2 −−−−−・(16)とおく
と、
Comp、6=C(L+R+(L−R) sin (4
7t ]+t7psin(a+t/2を得る。Comp, 5=B'(L+R(LR) sinca+t
)+t7 psin ωt/2B'> C, so the gain control circuit 11 generates a control voltage with a magnitude of a/D and lowers the output signal level of the multiplier 6 (however, a(b), that is, the multiplier 3.4 input has 0=-(1+sinωt)...
...-(12)P = -(1-sin6)t)
-=-(13) is not obtained, and the output of multipliers 3 and 4 is the stereo mixed signal output, +υpsinωt/2 -------・(16), Comp, 6=C (L+R+(L-R) sin (4
7t]+t7psin(a+t/2 is obtained.
以上説明したように、本発明は外部に過変調防止の為に
、制限増幅器を付加する必要がなく、安価で簡単な回路
構成によシ過大入力が左・右チャンネルに印加されても
所望のステレオ混合信号の振幅レベルに制限することが
できる効果がある。As explained above, the present invention does not require the addition of an external limiting amplifier to prevent overmodulation, and has a simple and inexpensive circuit configuration, so that even if an excessive input is applied to the left and right channels, the desired output can be maintained. This has the effect of being able to limit the amplitude level of the stereo mixed signal.
第1図は本発明の一実施例の振幅制限器自薦ステレオ信
号発生装置、第2図は従来のステレオ信号発生装置のブ
ロック図である。
図において、1・・・・・・左チヤンネル入力端子、2
・・・・・・右チヤンネル入力端子、3・・・・・・乗
算器、4・・・・・・乗算器、5・・・・・・サブ中ヤ
リア信号発生回路、6・・・・・・乗算器、7・・・・
・・非反転増幅器、8・・・・・・反転増幅器、9・・
・・・・パイロット信号発生回路、10・・・・・・加
算回路、11・・・・・・ゲインコントロール回路、1
2・・・・・・出力端子、13・・・・・・バイアス回
路、14・・・・・・バイアス回路、15・・・・・・
振幅制限増幅器左チヤンネル入力端子、16・・・・・
・振幅制限増幅器右チヤンネル入力端子、17・・・・
・・乗算器、18・・・・・・乗算器、19・・・・・
・ケインコントロール回路。FIG. 1 is a block diagram of an amplitude limiter self-selecting stereo signal generator according to an embodiment of the present invention, and FIG. 2 is a block diagram of a conventional stereo signal generator. In the figure, 1... Left channel input terminal, 2
......Right channel input terminal, 3...Multiplier, 4...Multiplier, 5......Sub medium signal generation circuit, 6...・Multiplier, 7...
...Non-inverting amplifier, 8...Inverting amplifier, 9...
... Pilot signal generation circuit, 10 ... Addition circuit, 11 ... Gain control circuit, 1
2... Output terminal, 13... Bias circuit, 14... Bias circuit, 15...
Amplitude limiting amplifier left channel input terminal, 16...
・Amplitude limiting amplifier right channel input terminal, 17...
... Multiplier, 18 ... Multiplier, 19 ...
・Kane control circuit.
Claims (1)
述のゲインコントロール回路が発生する第1の乗算器と
、左あるいは右チャンネル信号のうちの一方の信号と前
記第1の乗算器出力とを乗算する第2の乗算器と、前記
チャンネル信号のもう一方の信号と前記第1の乗算器出
力に対して180度位相の異なる信号とを乗算する第3
の乗算器と、パイロット信号発生器と、このパイロット
信号発生器の出力と前記第2および第3の乗算器の各出
力とを加算する加算器と、加算器出力の振幅レベルを検
出して前記制御電圧を発生するゲインコントロール回路
とを含むことを特徴とするステレオ信号発生装置。a first multiplier generated by a gain control circuit (described later) that controls the level of a subcarrier signal using a control voltage; and a second multiplier that multiplies one of the left or right channel signals by the output of the first multiplier. a third multiplier for multiplying the other signal of the channel signal by a signal having a phase different by 180 degrees with respect to the output of the first multiplier.
a multiplier, a pilot signal generator, an adder for adding the output of the pilot signal generator and each output of the second and third multipliers, and detecting the amplitude level of the adder output to A stereo signal generator comprising: a gain control circuit that generates a control voltage.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP27716886A JPS63129736A (en) | 1986-11-19 | 1986-11-19 | Stereo signal generator |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP27716886A JPS63129736A (en) | 1986-11-19 | 1986-11-19 | Stereo signal generator |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS63129736A true JPS63129736A (en) | 1988-06-02 |
Family
ID=17579750
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP27716886A Pending JPS63129736A (en) | 1986-11-19 | 1986-11-19 | Stereo signal generator |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS63129736A (en) |
-
1986
- 1986-11-19 JP JP27716886A patent/JPS63129736A/en active Pending
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