JPS6296868A - 受動素子をｖｈｆ範囲において反射測定法により迅速に試験するための方法及び装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、受動２端子装置、特にコンデンサをテストす
るための方法及び装置に関するものである。

より厳密に言えば、本発明はＶＨＦ範囲における反射測
定技術により受動素子を迅速にテストするための方法お
よび装置に関するものである。

本発明の第１の目的は、廉価で、かつ技術的に単純な構
成の手段を用いることにより、ＶＨＦ範囲において受動
２端子装置を迅速にテストするための装置を提供するこ
とである。

本発明の別の目的は、伝送線を用いることにより測定用
電子回路から隔った位置に設けられた２端子装置をテス
トできるようにし、これによって例えば極限条件テスト
室内における大温度変化などのような外部ひずみを加え
て素子の特性を検査できるようにすることである。

本発明のさらに別の目的は、約ＩＭＨｚ〜約２００ＭＨ
ｚ程度のＶＨＦ周波数範囲にわたって例えば、約１秒間
程度という短時間において測定デー夕を得ることである
。

本発明のいま１つの目的は、テスト工程を簡単に自動化
する技術を提供することである。

本発明によれば、これら種々の目的は次のような段階か
らなる。ＶＨＦ範囲内の受動２端子装置迅速試験方法を
用いることにより達せられる。この方法は、 ｉ）　分布定数伝送ラインの送電もしくは送信端をＶＨ
Ｆ範囲内において可変周波数を発生することができる電
気信号発生器に接続するとともに、テストされるべき２
端子装置を前記伝送ラインの受電もしくは受信端に成端
インピーダンスとして接続する段階と、 ｉｉ）　　前記電気信号発生器により周波数が前記ＶＨ
Ｆ範囲内において効果的に変調され、その間においてテ
ストが行われるようにした周期入射波ｖｉを前記伝送ラ
インに供給し、さらに、 ｉｉ）　　前記テストされるべき装置から反射された波
形Ｖ　に関する信号を検出することによす、ＶＨＦ範囲
内における反射係数Ｆの傾向性を判断するとともに、そ
の傾向性から前記２端子装置のインピーダンスを推定す
る段階からなるものである。

本発明の有利な特徴によれば、ライン（伝送線〉は、段
階（ｉｉ　）において約１μ秒〜約５ｎ秒までの範囲内
で変化する周期をもった周期的入射波Ｖ。

を、約１秒間のテスト周期を通じて供給される。

本発明によれば、段階（ｉｉ　）において、前記ライン
が直線的または対数的時間関数を用いたＶＨＦ範囲内で
の動揺（ｗｏｂｂｌａｔ　ｉｏｎ　）によりその周期を
変調されることはきわめて有利な構成である。

本発明による迅速試験法は、２端子装置のアドミタンス
の絶対値｜Ｙ｜が値Ｇｊの一連のレベルを占めるような
コンデンサの試験にとって特に効果的に適用される。値
Ｇｊの一連のレベルとは、段階（ｉｉ）において次式を
基礎として決定されるものである。

Ｒはラインの特性インピーダンス、そして、に の記号の絶対値の１Ｆ、１は反射係数の絶対値である。

より厳密に言えば、本発明による迅速試験法はｎ分岐梯
子型回路網を規定するコンデンサ部分を分析することが
できる。この回路網の各並列接続された“はしご段”は
コンデンサＧｊと直列接続」 された抵抗Ｒ１より係合されたものであり、抵抗」 Ｒ１及びコンデンサＧｊは段階（ｉｉ）において次のｊ
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　ノ式より決定
される。

（２）　　１／Ｒ＝Ｇｊ−Ｇｊ−ここに、Ｊ　　　　Ｊ
Ｉ Ｇｊ及びＧｊ−１はアドミタンスの絶対値｜Ｙ｜」 における２つの連続したレベルであり、（３）　　Ｃ，
−（Ｇｊ　　−Ｇｊ　　　　）／ω、ここに、Ｊ　　　
　Ｊ　　　Ｊ−Ｉ　　　　Ｊ ω、は回路網中の第ｊ岐路の共振角周波数である。

以下に詳述するが、本発明によれば、入射波と反射波と
を分離するための種々の技術が提供される。

これらの分離技術の１つは段階（ｉｉ）において実施さ
れる。すなわち、ラインの送電端において、反射波Ｖ　
を表わす第１の信号と入射波ｖｉを表ｒ　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　１わす第２の信号を前記信号発生器とライ
ンとの間に挿入された抵抗性反射測定回路により検出す
ることである。

本発明によれば、反射測定回路は信号発生器の内部イン
ピーダンス、及びラインの特性インピーダンスに等しい
特性インピーダンスを有する抵抗性のπ形回路網より効
果的に構成される。

より厳密に言えば、本発明において反射波ｖｒを表わす
前記第１信号は反射測定回路がラインに接続された点と
、抵抗性π形回路の上流側脚部の中点との間から取り出
され、入射波ｖｉを表わす前記第２の信号は反射測定回
路が信号発生器に接続された点と、抵抗π形回路の下流
側脚部の中点との間から取り出される。

より詳しくは本発明において、抵抗π形回路の両脚部は
なるべくなら同−形であって、抵抗π形回路の各一方の
脚部に並列接続されたラインの特性インピーダンスによ
り構成される各セルが、前記中点と接地電位の間にのび
る前記両脚部の部分のインピーダンスに等しいインピー
ダンスを有する。また、π形回路の両脚部間に接続され
た抵抗は前記中点と前記回路網の入口または出口との間
にのびる回路網中の各脚部における他方の部分のインピ
ーダンスに等しいインピーダンスを有する。

本発明の好ましい実施例において、抵抗π形回路の両脚
部は互いに同一であり、各々は直列接続された２個の抵
抗からなっている。それら２個の抵抗のうち、第１のも
のは前記脚部の中点と接地電位との間に接続され、第２
の抵抗は前記中点と回路の入口または出口との間に接続
される。そして、π形回路の各脚部における第１の抵抗
はその抵抗値が２／３Ｒであり、第２の抵抗は４／３Ｒ
の抵抗値を有する。ここに、ＲはラインのＣＣ 特性インピーダンスである。

本発明に従って入射波と反射波とを分離するための第２
の技術によれば、それは後に詳述するところであるが、
段階（市）において比較的長いラインを用い、ラインの
送電端における反射波Ｖ　と入射波ｖｉとの和を表わす
電圧ｖｉを検出し、さらに入射波電圧ｖｉを監視するこ
とからなっていす る。

比較的長いラインとは例えば１００ｍ程度を意味する。

入射波と反射波とを分離するこの第２の技術を用いる場
合、段階（市）は次のような包路線を用いて合成電圧Ｖ
　における最大値と最少値とを検出し する。

これらは因子ｅ−２ａ（ｃＬ））１　　の範囲内におけ
る反射係数の関数ＩＩ”（ω））を表わすものである。

ここに、α（ω）は減衰を表わすものである。

本発明の有利な特徴によれば、段階（ｉｉ　）は信号発
生器内に集積化された自動周波数帯域切換機能を有する
可変周波数発振器を用いて実行される。

本発明の別の有利な特徴によれば、各周波数帯域内で変
動する鋸歯状信号によりバイアスされるバリキャップダ
イオードを有する発振器ウェーブトラップ回路が装備さ
れる。この発振器ウェーブトラップ回路は周波数帯域間
を切り換えるために順次駆動もしくは消勢される複数の
インダクタンス素子を含んでいる。

本発明の好ましい特徴によれば、インダクタンス素子を
発振器ウェーブトラップ回路から順次切り離し、もしく
は接続するための周波数帯域スイッチング信号が前記パ
リキャップダイオードをバイアスする鋸歯状信号により
発生される。これは周波数帯域のスイッチング及び各周
波数帯域内における変動を自動的に同期させるものであ
る。

本発明の別の好ましい特徴によれば、周波数帯域スイッ
チング信号は鋸歯状信号発生器により制御される直列入
力−並列出力シフトレジスタの出力において発生される
。

本発明はさらにＶＨＦ範囲内において受動２端子装置を
迅速にテストするための装置を提供するものである。こ
の装置は、 ＶＨＦ範囲内において可変周波数を発生することができ
る電気信号発生器と、 前記信号発生器に接続された送電端とラインの成端イン
ピーダンスを構成する被検２端子装置に接続された受電
端等を有する分布定数伝送ライン、及び、 前記伝送ラインがテスト期間を通じてＶＨＦ範囲内で変
調される周波数を有する周期的入射波Ｖ。

を供給されたとき前記被検装置より反射された波形に関
する信号を検出し、これによって前１ｄＶＨＦ範囲内で
の反射係数Ｆの傾向を判定するとともに、前記被検装置
を代表する梯子形回路網のｎ並列岐路の各インピーダン
スを推定するための手段を備えたものである。

本発明のその他の特徴及び利益は、以下図面を参照して
行う詳細な説明から明らかになるであろう。

発ｌによ（遂行されるテストの−ｒ、２、理第１図にお
いて示す通り、本発明によるテスト方法はＶＨＦ範囲内
の可変周波数を発生するために電気信号発生器Ｇを用い
るものである。この信号発生器Ｇは分布定数伝送ライン
の送電端に接続され、伝送ラインの受電端はラインの成
端インピーダンスとして作用する被検２端子装置に接続
される。

テスト法の一般的原理は、長さｌの分布定数ラインＬに
周期的入射波ｖｉを供給することである。

この入射波の周期はごく短時間、すなわち約１秒間程度
のテスト期間内を通じて、例えば約１μ秒〜約５ｎ秒の
範囲内で変化するものである。この周期は線形または対
数形の時間関数に従って変動する。ラインの成端インピ
ーダンスを挿入された被検装置により反射された波形Ｖ
　はラインの送電端において検出される。

第１図において、２端子装置より反射された波形を検出
するための検出器はブロックＤとして示されている。

信号発生器Ｇ及び検出器りからなり、ラインＬの入力側
から見た構成単位はラインの特性インピーダンスＲ（好
ましくはＲ＝５０Ω）に等しＣＣ い内部インピーダンスを有し、したがって、ラインに対
する整合入力インピーダンスを提供する。

上述し、かつここに詳述する通り、入射波Ｖ。

及び反射波Ｖ　は本発明に従って抵抗性反射測定回路、
もしくは長距離ライン上の反射測定法のいずれかにより
分離される。

Ａ　　　　３２　　子　　の−　　。

受動線形２端子網は２端子間に接続されたｎ分岐の梯子
形を有する回路網である。各岐路は直列接続された抵抗
、インダクタンス及びコンデンサからなり、これらイン
ピーダンス素子の少くとも１つがゼロまたは無限大の値
となることができるような構成となっている。

２端子網とその２端子網が挿入された電気回路との間の
相互作用は、そのアドミタンスＹまたはインピーダンス
２により完全に特徴付けられ、回路網の実際の内部構造
は無視することができる。

２端子網が厳密に２種類の素子、すなわちインダシタン
ス及びキャパシタンス、またはインダクタンス及び抵抗
、またはキャパシタンス及び抵抗のみにより構成されて
いる場合、それにはフォスターの理論が適用される。こ
れは実際の２端子網とすべての周波数において外側から
見た挙動がそれと正確に一致する標準回路と置換し得る
ことを意味している。

非理想形のコンデンサの場合、すなわち、純粋な抵抗性
インピーダンスに等しい損失を有するコンデンサの場合
、標準フォスター等価アドミタンス回路は第２図に示す
通りである。

より厳密に言えば、標準等価回路は各々抵抗Ｒｊとコン
デンサＣ１とを直列に接続してなるｎｌ　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　１個の並列岐路を含む梯
子形回路網からなっている。

２端子網のアドミタンスＹは次式により与えられる。

（６）　Ｙ−ΣＹ、　　　　ここに、 １−１′ 第３及び４図はω／ω、の関数として作図されたグラフ
であり、このうち第３図は第２図に示された回路網の１
分岐のアドミタンスの絶対値ＩＹ、　　１にＲ１を掛け
たものを示し、第４図はアドミタンスＹ、の偏角を示す
ものである。

第１分岐の挙動は、各周波数ωに関する時定数Ｔ、　　
＝Ｒ，Ｃ，の値により特徴付けられる。

ｌ　　　　　　　１１ 第３及び４図から明らかな通り、ω＜１／Ｔ。

】 の場合、問題の分岐はωの減少に従ってゼロに近づく容
量性アドミタンスを有する。

しかしながら、角周波数ωン１／Ｔ、の場合、問題の分
岐はωの増大に従って一定の漸近線１／Ｒ１に近づく限
流コンダクタンスを有する。

最後に角周波数がωΣ１／Ｔ、　　の場合、問題の分岐
は第３及び４図においてそれぞれ示したように絶対値及
び位相が急速に変化するアドミタンスを有する。

変動範囲は共振角周波数ω、　　＝１／Ｔ、の約１５倍
の周波数にわたるものである。比較的低い周波数におい
て、分岐は合成アドミタンスＹに対する寄与が実質的に
ゼロとなるものである。比較的高い周波数において、合
成アドミタンスに対するコンダクタンス１／Ｒ１成分と
なる。

２以上の分岐が等しい１５倍間隔内の共振周波数ω、を
有する場合、すなわちそれらが重なり合う場合、合成ア
ドミタンスＹに対するそれらの寄与分は特性値Ｒａ　　
とＣａ　及びＲｂ　　とＣｂ　が問題のｎ分岐における
特性Ｒ１とＣ０の平均値であるような２分岐Ｙ　及びＹ
ｂ　により、数％以内であることを十分に表わすことが
できる。

（８）　ΣＹｉ＝二Ｙ＋Ｙｂ １＝１　　　　　ａ 共振周波数ω、−１／Ｔ、　　の１５倍にわたる角周波
数の変化において時定数Ｔ、を有する分岐のアドミタン
ス絶対値ＩＹ、（ω）（を観測することは特性パラメー
タＴ、及び１／Ｒ９を判定するため、従って、Ｃ３判定
するために十分な要件である。

同様に、２０〜３０倍の角周波数間隔にわたってアドミ
タンスの絶対値ＩＹ（ω）１を測定することは、考察す
る周波数範囲を通じて被検２端子装置の挙動を絶対値及
び位相（すなわち、コンダクタンス及びサセプタンス）
において記述するに適した３分岐等価回路の特性値Ｒａ
Ｃａ、ＲｂＣｂ　　、及びＲｄＣ，を判定するに十分な
要件となる。

パラメータＲ１及びＣ１を決定するための一般的原理は
本発明の場合と同じ出願人による１９８４年５月１０日
付フランス国特許出願第８４０７１９６号（公告番号第
２５６４２０５号）において記載されている。したがっ
て、本発明のより良い理解のため、前記フランス国特許
出願の記載をも参照することとする。

まず、反射測定法により２端子回路網のアドミタンスを
考えるために用いられる一般式を記載する。

これらの式には次のような記号を用いることとする。

■、　　信号発生３ＧによりラインＬに加えられた入射
電圧、 Ｖ　　成端インピーダンスとして作用する２端子網によ
りラインへの入口に反射された電圧、 ｌ　　ラインの長さ、 Ｙ　　テストされるべき未知アドミタンス、「　　アド
ミタンスＹに基づく反射係数、Ｒラインの特性抵抗値、 γ−α＋ｊβ　伝播定数、 α（ω）減衰、これは周波数既知の関数であり、短いラ
インにおいて実質的にゼロとなる。

β−ω／Ｖ　位相定数、 ■　　伝播速度。

方程式は次の通りである。

（９）　　ｒ＝（１−ＲＹ）／（１＋ＲＹ）　こ、：：
＋：、ＣＣ １１−ｒ（ω） （１０）　　Ｙ（ｊω）−Ｔ−３，３，□）７゜ （１１）　　１ｒａ−；Ｆ”″”　　　（−Ｌ、テ、■
。

ラインの入口における全電圧Ｖ　は、 ＝２７１ （１３）　　ｖ　　＝ｖ、　　＋ｖ　　＝ｖ（１＋ｒ’
ｅ　　　）ｔ　　　　　　１ｒ さらに、 （１３の３）　　φ　＝偏角　（ｖ　　　／ｖ、　　　
＞匪１Ｊし二二り二二 被検装置が角周波数ωにおいてテストされる非理想コン
デンサの場合、その共振周波数ω　がω／２．３以下の
等価回路分岐のすべてはコンダクタンスＧｊ＝１／Ｒ，
とじてふるまい、アドミタンスＹに対するこれらの分岐
１〜Ｊ−１の全体的な寄与は次のように書くことができ
る。

逆に、共振周波数ω、が１０ωより大きいような等価回
路分岐はその絶対値がゼロに、またその偏角がπ／２に
それぞれ接近するアドミタンスを有する。これらの分岐
は絶対値｜Ｙ｜に実際的な影響を及ぼさないものであり
、したがって、開放回路として機能するものである。し
たがって、主アドミタンス項はＧ　プラス共振周波数ω
、がωにｊ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　１近づく“能動”分岐として寄与するものである。

ωが増大する場合、等価回路の連続した分岐は開放回路
としての機能から、導電率１／Ｒ１を有する回路として
機能するように変化する。

したがって、アドミタンスの絶対値｜Ｙ｜はその共振周
波数が角周波数ω、の各側を占める分岐の活性化に対応
する急速変化域によって分離される値Ｇｊの各段階にお
いて変化する。すなわち、（１５）ω、　　＝１／Ｒ，
Ｃ。

Ｊ　　　　　　　　　　　ｊＪ この機能の変化は反射係数の変化として表われる。各ア
ドミタンスステップＧｊは反射ステップに対応する。す
なわち、 （１６）　　ｒ’、　　＝（１−ＲＧｊ　　）／（１＋
ＲＧｊ　　）ｊ　　　　　　　　　　　ＣＪ　　　　　
　　　　　　ＣＪここに、反射係数は第３分岐の活性化
を表わす急速変化域により分離された完全な実数である
。

（１７）　　　ｒ、　　（ω）＝　Ｆ＋（Ｉ”：ｉ−１
’ｊ　　）バ　−　÷ｊｌ　　ω）ここに、 （１８）　　Ｔ、　　＝Ｒ，ｃ。

　　　ＪＪ 式（Ｉ５）により定義された角周波数ω、は次のよ」 これにより次の各式が得られる。

（２）　　１／Ｒ＝Ｇｊ　　−Ｇｊ　　　　そして同様
に、ＣＪ　　　Ｊ−１ （３）　　Ｃ，＝（Ｇｊ　　−Ｇｊ　　　　）／ω。

ＪＪ　　　」−１ｊ 上記の手順は２つの連続した時定数間の比がＴ、／Ｔ、
　　　　≧１８である限り、すなわち活性Ｊ　　　Ｊ−
１ 分岐が明確に分離されるときよく実行されるものである
。

そうでないとき、すなわち活性分岐が重なり合っている
ときにはより複雑な処理か必要となる。しかしながら、
この処理は絶対値｜Ｙ｜にのみ関するものである。

何らかの受動２端子網が与えられた場合、）Ｖ、１、ｌ
ｖ　　ｌ及びｌｖ　　ｌを知ることは十分な要１ｒ　　
　　　　　　　　を 件であり、これら３つの電圧の絶対値を所定の角周波数
ωにおいて得ることはＹ（ω）を決定するために重要で
ある。

次の説明は本発明により提案された反射測定回路の構造
に関するものであり、反射波Ｖ　と入射波Ｖ、とを分離
するための第１の技術、及び長いラインにおいて用いら
れる第２の分離技術とともに使用されるものである。

■による　ＩＡ７１定回　の手　− この反射測定回路は図面第５図及び第６図に示されてい
る。

反射測定回路は内部インピーダンスＲ８を有する信号発
生器Ｇと特性インピーダンスＲを有するラインとの間に
挿入される。

本発明によれば、反射測定回路（モジュール）は信号発
生器とライン入口との間の整合を維持するために特性イ
ンピーダンスＲ（例えば、Ｒｃ＝５０Ω）を有する純抵
抗性π形回路網として形成されている。

この回路網に対してはアドミタンスＹにより成端化され
たラインＬが第５図の右側に示したような２ｖ　の起電
力と直列接続された抵抗Ｒによｒ　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　Ｃり構成された出力分岐としてふるまうことを示し
ている。

この抵抗性反射測定回路は反射波Ｖ　と入射波■、とを
分離するように構成されている。

π形反射測定回路はそれぞれ抵抗性π形回路の入出力を
構成する両端子を有する抵抗Ｒ２により互いに接続され
た２個の同様な脚部を備えている。回路網の各脚部は第
一方の脚部において抵抗Ｒ３及びＲ４を直列接続し、他
方の脚部において抵抗Ｒ５及びＲ６を直列接続したもの
である。

さらに、本発明によれば、抵抗性π形回路網の脚部ＲＲ
またはＲ５、Ｒ６の各一方とライ３゛　　４ ンの特性インピーダンスＲを並列接続して構成された各
セルが各脚部において第１の抵抗Ｒ４またはＲ６、すな
わちその脚部において接地電位と中点との間に接続され
た抵抗値に等しいインピーダンスを有する。同様に、そ
れらの脚部を互いに接続するπ形回路網の抵抗Ｒは第２
の抵抗Ｒ３またはＲ５、この場合各脚部の中点と回路網
の入力または出力との間に接続された抵抗値に等しいイ
ンピーダンスを有する。

より厳密に言えば、第５図及び第６図に示した本発明の
好ましい実施例において、π形回路網の各脚部における
第１の抵抗Ｒ及びＲ６は２／３Ｒの値を有し、第２の抵
抗Ｒ及びＲ５並びに架橋抵抗Ｒ２はそれぞれ４／３Ｒｏ
の値を有する。

ここに、Ｒはラインの特性インピーダンスである。

したがって、反射波Ｖ　を表わす第１の信号は反射測定
回路がラインに接続された点Ａ、及び抵抗性π形回路の
上流側脚部における中点Ｂから取り出される。また、入
射波ｖｉを表わす第２の信号は反射測定回路が信号発生
器Ｇに接続された点Ｃ１及び抵抗性π形回路の下流側脚
部における中点りの間から取り出される。

テブナンの理及び重ねの理を伝送線の理論に適用するこ
とにより、次の式が得られる。

（２０）　　ｖ、　　＝Ｅ／６ （２１）　　ｖＡ＝ｖｔ＝ｖ、　　＋ｖ。

（２２）　　ｖＢ　＝　Ｅ　／　６　＋　ｖｒ／　９　
＝　ｖｉ＋　ｖｒ／　９（２３）　　ｖＡ−ｖＢ＝　（
８／９）　ｖｒ（２４）　　ｖ　ｃ−ｖ　Ｄ＝（３ｖｉ
−ｖμ３）−（ｖ、＋ｖ、）／３−（８／３）ｖ。

反射波Ｖ　の絶対値を検出するための岐路はＡ点及びＤ
点間に直列接続された回路素子、すなわち人魚に接続さ
れたアノードを有するダイオードＤ　とＢ点に接続され
た抵抗Ｒ８とからなっている。

より特定すれば、反射波Ｖ　の絶対値は上記検出用岐路
の中点、すなわちダイオードＤ２と抵抗Ｒ８との節点に
おいて検出される。それはインダクタンスＬ２を介して
行われる。

同様に、入射波Ｖ、の絶対値を検出するための、岐路は
０点及びＤ点間に直列接続された回路素子、すなわち０
点に接続されたアノードを有するダイオードＤ　とＤ点
に接続された抵抗Ｒ９とからなっている。

より特定すれば、入射波Ｖ、の絶対値は上記の検出用岐
路の中点、すなわちダイオードＤ１と抵抗Ｒ９との節点
において検出される。これは、インダクタンスＬ３を介
して行われる。

インダクタンスＬｌ及びＲ４はπ形回路網の両脚部にお
ける抵抗Ｒ４及びＲ５とそれぞれ並列接続され、これに
よって検出されたＤＣ信号のための対地基準電圧が提供
される。これらのインダクタンスＬ１及びＲ４は反射測
定回路の動作に干渉しないよう最低周波数、すなわちω
　＝２π・１０６においてインダクタンスが無視できる
ものでなければならない。この条件はインダクタンスＬ
１及びＲ４をＬ＝１ｍＨの値とすることにより満足され
る。

同様に、インダクタンス素子Ｌ２及びＲ３は検出された
信号をＤＣプリアンプに伝達するとともに、回路を増幅
器入力及びそれに接続されたライン中の浮遊容量から分
離するためのものである。

これらのインダクタンスもまた１ｍＨとするのが妥当で
ある。

ラインへの入力において現われる合成電圧Ｖｔの絶対値
を検出するため、前述の式（１３）に従って形成された
岐路はまた第６図の右側において見ることができる。

この検出用岐路は前記の点Ａと接地電位との間に直列接
続された回路素子、すなわち点Ａに接続されたアノード
を有するダイオードＤ３と接地電位に接続された抵抗Ｒ
１ｏからなっている。

電圧Ｖ　の絶対値はダイオードＤ３と抵抗Ｒ１゜ｔ との節点よりインダクタンス素子Ｌ５を介して取り出さ
れる。このインダクタンス素子は同じ（１ｍＨのインダ
クタンスを有する。

上述した反射測定回路の抵抗及びダイオードは通常の集
積回路技術により容易に形成することができる。

ＤＣプリアンプが同一の回路において集積化されない場
合、前述した点Ａ、Ｂ、Ｃ，Ｄ、Ｅ、Ｆ及び接地電位Ｍ
には接続用リード線を取り付けなければならない。

しかしながら、ＤＣプリアンプが同一回路中に集積化さ
れるならば、そのような接続リード線は点Ａ、Ｂ、Ｃ，
Ｄ及び接地電位Ｍに対してのみ設ければよいことになる
。

反射測定回路は通常の集積回路技術と例えば、薄膜抵抗
の抵抗値をレーザー調整する技術とを併用することによ
り形成するならば、各抵抗値を正確に決定するとともに
、その薄膜素子のサイズがきわめて小さいことに基づい
て浮遊容量及び浮遊インダクタンスを顕著に減少させる
ことができる。

前述の式（ｌＯ）、（１１）及び（１２）はＶ　及びＶ
、かｒ　　　　　　　　　　１ らｒ及びＹを決定するために用いられることができる。

一゛−インの　・預　法 発明者はさらに第２の反射測定技術を開発した。

この技術は例えば１＝１００ｍという長ラインを用いる
ものであり、総入力電圧Ｖ　が観測されす るべく入射電圧Ｖ、とともに検出されることのみを要求
する。

この第２の反射測定技術は次の各式に依存するものであ
る。

（２５）　　φ＝偏角（ｖ　　／ｖ、　　）ｒ　　　　
　　　　１ （２６）　　ｖ＝偏角ｒ （２７）　　ｖ　　＝ｖ、　　＋ｖ 　　　１ｒ ＝ｖ、（１＋ｌｒ’１ｅ−２α（ｗ）［ｊ（Ｌ２（１／
ｖ）ω））このラインは長ラインであるため、係数２（
１／　ｖ　）は高い値となり、したがって、反射波Ｖ。

の位相を周波数ωによりきわめて迅速に〈化させるもの
である。

しかしながら、それを開始するには次のような条件が必
要である。すなわち、 １１”’（ω）ｌｅ−２ａ””’　　　そＬｒｖ（ω）
がきわめて緩やかであって、■　における２πの位相回
転中において実質上一定値に維持されるということであ
る。これらの条件下において、反射波の絶対値１　ｖｔ
　　ｌは周波数翌における極大点、すなわち、 （２８）　　φ＝ＩＦ（ω）−２（１／ｖ）ω＝２にπ
及び周波数ωにおける極少点、すなわち、（２９）　　
φ＝ＩＦ（ω）　−２（１／Ｖ）ω＝（２ｋ　＋ｌ　）
πを通るものである。

極大値は次のように書くことができる。

これらの曲線の包路線は、 これらは既知の係数ｅの一２α（ω）■の範囲内におけ
る関数１Ｆ（ω）１を表わしている。偏角Ｖ（ω）はさ
ら次のような極限値ω　及びωＭからも得ることができ
る。すなわち、 （３４）　ｖＭ（ωＭ）＝２にπ＋２（１７ｖ）ωＭ及
び、（３５）市（ω）＝（２に＋１）π＋２（１／ｖ）
ω□　　　　ｍ これらの角周波数間の間隔、すなわち偏角ｖｒ／ｖ、　
　を表わすφは線形項一２（１／ｖ）ωに従って基本的
に変化する。角周波数ωＭ＋Δωは最大値ＩＶｔ　１Ｍ
及びその直後に続く最少値との間にある場合、φは次の
ような値を得る。

、　（３６）φ＝φ（ωＭ＋Δω） −ｖ（ωＭ＋Δω）−２（１／ｖ）（ω＋Δω）−２に
π−２（１／ｖ）Δω したがって、 ライン長１００ｍ及び伝播速度２．１０８ｍ／秒により
線形項２（１／ｖ）Δωはφにおいて現われ、そのライ
ンに基づいて位相は周波数０．５ＭＨｚの変動に対しπ
だけ変化する。

高いＱを有する共振２端子網は位相をより急速に変化す
るものであるが、それは狭い周波数範囲にわたってのみ
生じるものである。この共振周波数範囲は線形２（１／
ｖ）ω項に関する位相φの異常な分散を検出することに
より容易に観察される。

第７図はこの長ライン反射測定技術において用いられる
回路を示す線図である。

回路はきわめて単純である。それは単純にラインの送電
端における電圧Ｖ　の絶対値を検出するための単一の岐
路を含むものである。

この検出用岐路は第７図において、アノードがラインに
接続され、カソードが直立抵抗Ｒ１ｏを介して接地電位
に接続されたダイオードＤ３により抽象化されている。

絶対値１ｖ　　ｌはダイオードＤ３と抵抗Ｒ１ｏの節点
から取り出される。絶対値ｌ　ｖｔ　　ｌの極限値は軸
に沿って互いに接近し、したたがって電圧１ｖ、］及び
ｌｖ　　ｌが次式より得られｌ　　　　　　　　　　　
　ｒ ることを可能にするものである。

発明者は単純な構造であって、比較的廉価な迅速自動周
波数バンドスイッチング技術を用いてＶＨＦ範囲（Ｉ　
ＭＨｚ〜２００ＭＨｚ）を通じて周波数を変化させるこ
とができる発振器を開発した。

第８図はこのスイッチング発生器のブロック線図である
。

略述すれば、このスイッチング発生器は動揺制御手段（
２００）及びインダクタンスブロック（３００）に接続
された発振器（１００）を備えている。インダクタンス
ブロック（３００）は動揺制御手段（２００）と同期し
た信号を発生する信号発生器（４００）により順次切り
離される複数のインダクタンス素子を有する。

信号発生器はさらに発振器からの出力に接続された広帯
域増幅器（５００）を有し、この増幅器（５００）はス
イッチング発生器の最終出力を構成する出力端子を有す
る減衰器（６００）に信号を供給するものである。

電圧制御発振器（１００）はＩＣ発振器もしくは独立し
た回路素子から組み立てられた発振器のいずれでもよい
。

インダクタンススイッチングシステム（３００）−（４
００）は発振器が比較的広い周波数範囲で作動すること
を可能にする。

動揺制御手段（２００）からは動揺信号及び信号発生器
（４００）からのスイッチング信号を同期させることに
より動作範囲内の周波数を通じて単調に挿引することも
可能である。

発振器（１００）の好ましい実施例は第９図に示されて
いる。

発振器（１００）はＭＣ１６４８型ＩＣを基礎として形
成される。

このＭＣ１６４８はエミッタ結合論理（ＥＣＬ）回路で
ある。

この回路は第９図に示すように、コンデンサＣｌＯ２と
並列接続され、かつ可変容量ダイオードＤ　にインダク
タンスＬ１０３を関連接続したセ■ ルにより構成された外部ウェーブトラップとの関連にお
いて動作する。

可変容量ダイオードＤ　（バリキャップ）は発■ 振器を電圧制御発振器（ＶＣＯ）に変える働きをする。

これはバリキャップＤ　のアノードをウニ■ 一ブトラップの一方の端子に接続することにより、また
、バリキャップのカソードをこれに接続された抵抗Ｒ１
０４及び接地コンデンサＣｌＯ３の直列接続を介して接
地電位に接続することにより行われる。

上記のように特定されたコンデンサＬ１０５及び抵抗Ｒ
１０４間の節点は、発振器の周波数を制御するバリキャ
ップＤ　の容量を変化させるべく■ 用いられる可変バイアス信号を受は入れ、これによって
発振器の周波数が制御される。

発振器の電源は並列接続されたコンデンサＣ１０６及び
Ｃ１０７により平滑濾波される。

ＭＣｌ６４８回路が動作し得る周波数範囲は、上式にお
いて、 ｑ　−ＣｅＸ、＋Ｃ１ｎｔ、この場合、Ｃ３ｘｔは外部
分路の容量であり、 Ｃ９は発振器回路の分路容量（約６ｐＦ）で＋ｎｔ あり、さらに、 ＣＤは所定のバイアス電圧を加えられたバリキャップダ
イオードが体現する容量値であ る。

発振器（１００）からの出力信号は矩形波である。

これらの信号のピークツウピーク値及びその立ち上がり
は自動内部制御電圧によりセットされる。

“自動利得制御”　（ＡＧＣ）端子に接続された可変抵
抗はほぼ正弦波状の出力波を提供するものである。

ＭＣ１６４８回路は次のような特性値を有する。

単線供給電圧（±５ｖまたは−５，２Ｖ　）、繰返し周
波数２００ＭＨｚまで、 高インピーダンスに対する出力電圧ずれ８００ｍＶ、そ
して、 デユーティ比５０％である。

すテニ述べたように、Ｉ　ＭＨｚ　〜２００　ＭＨｚ（
７）　ＶＨＦ範囲は複数のインピーダンス素子を共撮回
路に接続し、または切り離すためのスイッチング装置に
おいて実現される。

この機能は第１０図に示されている。

より厳密に言えば、第１０図から明らかな通り、発振器
（１００）のウェーブトラップは対応するコンデンサＣ
３０８、Ｃ３０９、Ｃ３１０、Ｃ３１４とそれぞれ直列
接続された４個のインダクタンス素子Ｌ３０１、Ｌ３０
２、Ｌ３０３及びＬ３０４の組み合わせにより構成され
る。ウェーブトラップはまたバリキャップダイオードＤ
　と関連■ することはすでに述べた通りである。

コンデンサＣ３１４はウェーブトラップの一方の端子と
接地電位との間に接続されている。

コンデンサＣ３０８はダイオードＤ３０５を介してイン
ダクタンス素子Ｌ３０２、Ｌ３０３及びＬ３０４と並列
に接続されている。

コンデンサＣ３０９はダイオードＤ３０６を介してイン
ダクタンス素子Ｌ３０３、Ｌ３０４と並列に接続されて
いる。

さらに、コンデンサＬ３１０はダイオードＤ３０７を介
してインダクタンス素子Ｌ３０４と並列に接続されてい
る。

より厳密に言えば、ダイオードＤ３０５のカソードはイ
ンダクタンス素子Ｌ３０１及びＬ３０２間の節点に接続
されている。また、ダイオードＤ３０６のカソードはイ
ンダクタンス素子Ｌ３０２及びＬ３０３間の節点に接続
され、さらに、ダイオードＤ３０７のカソードはインダ
クタンス素子Ｌ３０３及びＬ３０４間の節点に接続され
ている。

バンドスイッチング信号発生器（４００）は直列抵抗Ｒ
３１１を介してダイオードＤ３０５のアノードとコンデ
ンサＣ３０８との節点に接続された出力端子Ｑ　を有す
る。同スイッチング信号発生器（４００）は抵抗Ｒ３１
２を介してダイオードＤ３０６とコンデンサＣ３０９と
の節点に接続された出力ＱＢ並びに抵抗Ｒ３１３を介し
てダイオードＤ３０７との節点に接続された出力端子Ｑ
Ａを有する。

さらに、第１０図に示す通り、発振器の各周波数バンド
内での変動を提供するバリキャップダイオードＤ　のた
めのバイアス発生器として鋸歯状■ 波発生器（２００）が効果的に用いられる。

インダクタンス素子Ｌ３０１、Ｌ３０２、Ｌ３０３及び
Ｌ３０４は次のように切換接続される。

その開始時において、発振回路は直列接続された全４個
のインダクタンス素子Ｌ３０１、Ｌ３０２、Ｌ３０３お
よびＬ３０４並びにバリキャップダイオードを含んでい
る。バリキャップダイオードは鋸歯状波発生器（２００
）からの信号によりバイアスされ、これによって第１の
周波数帯域ΔＦ１にわたる変動が形成される。

バンドスイッチング信号発生器（４００）の出力ＱＡが
オンに転じられると、インダクタンス素子Ｌ３０４が短
絡され、これによって発振回路中の全インダクタンスが
減少し、その共振周波数が増大する。

バリキャップＤ　のアノードに印加された鋸歯■ 状波は第２の周波数帯域Δｆ２にわたる動揺を提供しよ
うとするものである。

同じ（インダクタンス素子Ｌ３０３及びＬ３０２はバン
ドスイッチング信号発生器（４００）の出力ＱＢ及びＱ
。をオンに転することにより順次短絡され、これによっ
て発生器（２００）からの鋸歯状波バイアス信号をバリ
キャップダイオードＤ　に加えることにより比較的高い
帯域Δｆ３及びΔｆ４が実現される。

実際上スイッチングにより達せられる周波数帯域Δｆ　
　Δｆ　　Δｆ　及びΔｆ４を正確に一１’　　　　　
２’　　　　　３ 致させることは不必要であることが観察された。

換言すれば、種々の周波数帯域Δｆ１間に小ギャップを
許容して切換用インダクタンス素子の数を減少し得るこ
とが確認された。

第１１図は本発明において好ましく用いられる鋸歯状波
発生器（２００）の回路図である。

鋸歯状波発生器（２００）は演算増幅器０Ｐ２０１及び
コンパレータを構成する演算増幅器０Ｐ２０２を基礎と
して形成された積分回路より形成される。

演算増幅器０Ｐ２０１からの出力により構成される積分
回路の出力はコンパレータへの制御入力を与える直線勾
配を有し、それは抵抗Ｒ２０６を介して演算増幅器０Ｐ
２０２の反転入力に接続される。

演算増幅器０Ｐ２０２の非反転入力は抵抗Ｒ２Ｏ５を介
してその演算増幅器の出力にも接続される。

さらに、演算増幅器０Ｐ２０２の反転入力は抵抗Ｒ２０
４を介してベースラインに接続される。

演算増幅器０Ｐ２０２からの出力はまた抵抗Ｒ２Ｏ３を
介してベースラインに接続される。

コンパレータとして接続され、かつ常に低レベルまたは
高レベルで飽和した演算増幅器０Ｐ２０２からの出力信
号は積分回路の入力に加えられる。

より厳密に言えば、演算増幅器０Ｐ２０２からの出力は
ポテンショメータＰ２１４の第１の主端子に接続される
。ポテンショメータの他方の主端子は抵抗Ｒ２１５を介
してベースライン（２２０）に接続される。

演算増幅器０Ｐ２０１の反転入力はポテンショメータＰ
２１０のカーソル端子に接続される。

ポテンショメータＰ２１０の前記２つの主端子はそれぞ
れダイオードＤ２１１のアノード及びダイオードＤ２１
２のカソードに接続される。

さらに、ダイオードＤ２１１のカソード及びダイオード
Ｄ２１２のアノードは一括して抵抗Ｒ２１３の第１の端
子に接続される。

抵抗Ｒ２１３の第２端子は前記第１のポテンショメータ
Ｐ２１４のカーソル端子に接続される。

コンデンサＣ２０８は演算増幅器０Ｐ２０１の反転入力
を前記増幅器の出力に接続するものである。

演算増幅器０Ｐ２０１の非反転入力は抵抗Ｒ２０９を介
して上記ベースライン（２２０）に接続される。

積分回路０Ｐ２０１からの出力において、取り出される
鋸歯状信号の繰り返し周波数はコンデンサＣ２０８及び
ポテンショメータＰ２１４により決定される。

復帰時間はポテンショメータＰ２１０及びダイオードＤ
２１１、Ｄ２１２の回路により調整される。

鋸歯状信号は演算増幅器０Ｐ２０１の出力とベースライ
ン（２２０）との間に接続されたポテンショメータＰ２
Ｏ７から取り出される。

より厳密に言えば、ポテンショメータＰ２Ｏ７のカーソ
ル端子はこれに直結されたコンデンサＣ２１６とアノー
ドが接地電位に接続されたダイオードＤ２１７との直列
接続からなる岐路を介して接地電位に接続される。

さらに、コンデンサＣ２１６及びダイオード０２１７間
の節点はダイオードＤ２１８及び他端が接地電位に接続
されたポテンショメータＰ２１９からなる別の直列接続
岐路に接続される。

ポテンショメータＰ２１９のカーソル端子は鋸歯状波発
生器（２００）からの出力端子としてバリキャップＤ　
をバイアスすべく用いられる。

■ ダイオードＤ２１７及びＤ２１８並びにコンデンサ０２
１６はＤＣ成分を回復することにより出力信号が正にバ
イアスされるようにするものである。

インダクタンス素子Ｌ３０２、Ｌ３０１及びＬＬ３０４
のスイッチングは鋸歯状波発生器（２００）からの動揺
制御信号と同期して行うことが必要であり、従って、鋸
歯状信号はスイッチング信号発生器を駆動すべく用いら
れる。

第１２図に示す通り、ゼロスレシホールドコンパレータ
（４１０）は信号発生器（２００）からの鋸歯状信号に
より付勢され、高レベルまたは低レベルのいずれかで飽
和する出力信号を発生する。

コンパレータ（４１０）の出力に接続されたバッファス
テージ（４２０）はこれらの高レベル及び低レベル飽和
状態をＴＴＬ論理レベルに整合させ、インダクタンス素
子Ｌ３０２、Ｌ３０１及びＬ３０４のスイッチングをシ
ーケンス制御するためのクロック信号を発生する。

このため。バッファステージ（４２０）からのクロック
信号は直列入力−並列出力型のシフトレジスタ（４３０
）に供給される。

Ｑ　及びＱ。は第１０図に関してすでに説明したインダ
クタンス素子Ｌ３０２、Ｌ３０１及びＬ３０４を切り換
えるべく用いられる。

シフトレジスタ（４３０）からの第４の出力ＱＤはイン
バータ（４４０）を介してその制御入力に戻され、スイ
ッチングサイクルの所望のオペレーションを制御すべく
用いられる。

さらに、シフトレジスタ（４３０）からの出力ＱＤ及び
Ｑｃは動揺システムをゼロにリセットすべ（用いられる
。

このため、出力Ｑ　及びＱ。は２入力ＡＮＤゲ−Ｉ−（
４５０）の各入力にそれぞれ接続される。このＡＮＤゲ
ートの出力はゼロ復帰セル（４６０）に接続され、この
セルはバリキャップダイオードＤ　に■ 接続される。

第１３図の波形を参照することにより当業者は前述した
信号発生器の動作を容易に理解することができるであろ
う。

第１３図中の第１のグラフ１３Ｉは発生器（２００）か
ら送られてくる鋸歯状信号を示している。

第１３図中の第２のグラフ１３Ｉ［はシフトレジスタ（
４３０）に加えられるクロック信号を示している。

第１３図中の第３．４．５及び６のグラフ１３■、１３
１Ｖ、１３Ｖ及び１３ＶＩはシフトレジスタ（４３０）
の出力Ｑ　　、Ｑ　　、Ｑ　　及びＱＤより得らＢＣ れる信号を示している。

第１３図の第７番目のグラフ１３■はＡＮＤ”−ト（４
５０）からのゼロ復帰信号を示している。

さらに、第１３図中の第８番目のグラフ１３■はバリキ
ャップダイオードＤ　に加えられるパイ■ アス信号を示している。

第１３図の波形図は鋸歯状信号の周期をＴとし、時間ｔ
の関数として次のように説明される。

０＜ｔ＜Ｔの場合、インダクタンス素子Ｌ３０１、Ｌ３
０２、Ｌ３０１及びＬ３０４のすべては付勢され、発生
器（２００）からの周期Ｔにおける鋸歯状派はバリキャ
ップダイオードＤ　に限りパイ■ 通じて挿引されるべき信号を生ずる。

Ｏａｔ＜２Ｔの場合、シフトレジスタ（４３０）ドＤ３
０７は順方向にバイアスされ、インダクタンス素子Ｌ３
０４を短絡する。発振回路はここではインダクタンス素
子Ｌ３０１、Ｌ３０１及びＬ３０３とバリキャップダイ
オードＤ　とからのみ■ 構成される。発振器はか（して次のより高い周波る。

２Ｔ＜ｔ＜３Ｔの場合、シフトレジスタ（４３０）の出
力ＱＢは高状態となり、したがってダイオードＤ３０６
が順方向にバイアスされるとともに、インダクタンス素
子Ｌ３０３が短絡される。発振器の回路はここではイン
ダクタンス素子Ｌ３０１、Ｌ３０１及びバリキャップダ
イオードＤ　に■ よってのみ構成され、これによって周波数帯域をイアス
を加えることにより再び挿引される。

３Ｔ＜ｔ＜４Ｔの場合、ダイオードＤ３０５は高レベル
となるシフトレジスタの出力Ｑｃにより順方向にバイア
スされ、したがって共振回路にはインダクタンス素子Ｌ
３０１及びバリキャップダイオードＤ　のみが残存する
ことになる。これは■ 鋸歯状信号により発振器を頂上周波数帯域Δｆ４を通じ
て挿引するものである。

上記のスイッチング動作は所望の周波数範囲の全体が含
まれることを可能にするものである。

サイクルの終了時には、再初期化が自動的に実施される
。このため、バリキャップダイオードＤｖに対する信号
の印加はＡＮＤゲート（４５０）及び前述したセル（４
６０）を介してバリキャップ制御ゼロ復帰信号により禁
止される。

本発明は前述した実施例に限定されるものではなく、特
許請求の範囲の記載に従う限り種々の変形を行うことが
可能である。

を　いた２　　　の これについては２つの態様が考察される。

第１の態様において、次の測定はまず与えられた周波数
において達せられる。これはｌＶｔ１、る。

さもなければ、長ライン法を用いる場合、ｌｖ　　ｌの
みが直接測定され、ＩＶ　、（ω）ｌ及び）ｖｒｔ　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　１
（ω）１の極限値は式（３８〉及び（３９）を用いるこ
とによりｌｖ　　（ω）１からきわめて近い間隔におい
て推を 定することができる。

したがって、絶対値ｌｖ、／ｖ　　ｌは直接取り出ｔ　
　　　　　　　ｒ され、ｖ、／ｖ　　の偏角φは式（１３の２）から取り
Ｉ　　　　　　　ｒ 出すことができる。

Ｙ（ｊω）は式（１０）を用いて決定される。それは２
端子網の内部構造において何らの先行的な仮定を設ける
ことなく行われる。

第２の態様において、１ｖ、（ω）１は一定に維持され
、ｌｖ　　（ω）ｌ　（反射測定法において）または■ れ、そこからｌｖ　　（ω）１が推定される。この場合
において、測定は広い角周波数範囲を通じて行わなけれ
ばならず、これにはパラメータモデル（例えは、非理想
コンデンサの場合におけるフォスター等価回路）を仮定
しなければならない。そのパラメータはこれにより決定
される。

２端　　の　　　　−の重なζ 次式 ることにより駆動された全岐路からの寄与分のすべてを
考慮したものである。そして、ｒ、は実数であり１．こ
れはωがω、を上回る第ｊ番岐路が活性化状態を終了す
るとき間数ｒ（ｊω）が占める値である。

式 は、したがって第ｊ番岐路が変化する範囲を表わしたも
のとみなすことができる。この範囲の“振幅”Ａ、は値
ｒ、　　　　−ｒ、　　であり、これはＪ　　　　Ｊ−
Ｉ　　　Ｊ 第ｊ番岐路が変化する周波数範囲は間隔ωＢｊ、ωＨｊ
により定義される。ここに、 （４４）ｌＧｌ＝Ａ、（１−０，１）　　（ωＢｊの場
合）（４５）（Ｊ）Ｂｊ＝ωｊ！了万　　そして（４６
）　　１Ｇｌ＝０．１　Ａ、　　　　　　（ωＢｊの場
合）（４７）−□＝五〇　ｗ。

このようにしてωＨｊ／ωＢｊ＝ｌＯが得られる。

かくして第ｊ番目岐路は１０個の周波数にわたる周波数
範囲を通じて変化する。この範囲を越えると、Ｇの絶対
値はその漸近値の１０％以内におさまる。

この範囲は常に１０個にわたるものであり、振幅Ａ、は
独立したものである。

したがって、連続した２つのステップを分離する振幅Ａ
、における１０％マーク間のｌｒ（ω）１曲」 線において測定された周波数範囲が１０％より大きけれ
ばそこには重なりあった能動岐路が存在しなければなら
ない。

Ａ、は重なり合った能動岐路の振幅ＡＡｊ　　　　　　
　　　　　　　　　　１゛　２・・・の和と考えられる
が、その重なり合いは周波数範囲を減少し、これによっ
て例えば２分岐路の場合に総合範囲が１０〜２０区切り
内のいずれかに対応するものである。

反射係数の式は次のようになる。

１＋ｊＴ　　ω　１　＋　ｊＴ　２ω ここに、Ｔ　＝１／ω　　　Ｔ　＝１／ω２．ω　くω
　く１０ω１である。

重なり合った周波数範囲はしたがって、両方が同時に“
活性化”される領域を含んでいる。しかしながら、周波
数を増大することにより低周波数ωが変動範囲全体の出
発点に近づく限り範囲Ａ。

が活性状態となることを意味している。

またはＴ　ω〈く１の場合、 （５０）　Ｉ’　（ω）　＝ｒ’　＋　Ａ　＋　Ａ　　
Ａ　Ｔ　　ｈａ　−ｊＡｔＴｔｉｉまたは、 これは次のように書くことができる。

これはｌｏｇｌＦ（ω）１及びω　間の比例関係を示し
ている。

この直線の勾配は 同様に高い角周波数ωが全周波数範囲の経端に近づく場
合、その上部の項のみが活性比状態にとどまり、その活
動性はＡ２／ｊＴ２ωの１項に減少する。このようにし
て ｊＴ２′″＋　　　　　　Ｔ２ｗ そして、 ＜５６）　　ｌｒ’（ω）ｌ＝ｒ（１＋Ａ　−／２「２
Ｔ　２ω２）ここに、 これは勾配を与え、 （但し、ｌｏｇｌｒ’（ω）ｌ＝ｆ　（１／ω　）ライ
ンの場合） 最後にω　〈ωくω２なる中間領域において、２つの分
岐路は共振状態に接近し、したがってω／／′ω　及び
／ω２はいずれもほぼ１に等しい値となる。

第１の分岐路の場合ω＝ω１　＋Ｘとおいて、Ｘ＝ω−
ω１　とする。ここに、Ｘ＜＜ω１とすれば、同一の手
順を上部岐路に適用するならば、とおいて、 上式において、Ｆ及び考察する領域における全振幅Ａ１
＋Ａ２＝Ａは既知であり、ＩＦ（ω）１曲線上のｌｒ（
ωＭ）１の値を見い出すために用いることができる。角
周波数ωＭは上記の値に対応するため、Ａ１、Ａ２及び
ω１及びω２を決定するためめに４つの式を用いること
ができる。すなわち、（６５）Ａ１＋Ａ２＝Ａ （６６）　　Ａ１ω１＋Ａ２ω２　”　ＡωＭζ式　外
ヒ同し） これは勾配を与え、 第１４図はＲ＝１８０Ω、Ｃ１＝１００ｐＦのＲＩＣ１
岐路におけるコンデンサの応答曲線（ａ）及びＲ＝１８
０Ω、Ｃ２＝１ｎＦのＲ２Ｃ２岐路におけるコンデンサ
の応答を示す曲ｆｉ　（ｂ）を作図したものである。

第１５図はＲ１＝Ｒ２＝１８０Ω、そしてＣ１−１００
ｐＦ、Ｃ２＝１ｎＦとした二分岐路に等価なコンデンサ
の応答を示す実験曲線及び理論曲線を示すものである。

線を示すものである。

第１６図はＲ＝Ｒ＝１８０Ω、Ｃ３＝１ｎＦ、そしてＣ
４＝４７ｐＦなる二分岐路のＲ３、ＣＲＣに等価なコン
デンサの実験的応 ４’　　３’　　４ 答を示すものである。

第１４、第１５及び第１６図において、ＶＤは検出され
た反射電圧（ｍＶ）を表すものである。

ＶＤはｌｖｒ　ｌ及びＩＴ’（ω）ｌに比例する。第１
７Ａ、１７Ｂ及び１７Ｃ図は上述した反射測定回路の点
Ａにおいて測定された電圧と、点Ｂにおいて測定された
電圧、及び点Ａ−Ｂ間において測定された電圧をそれぞ
れ示す波形図である。

第１８図は長さ１ｍの同軸ラインの実験的応答を示す曲
線（ａ）と、長さ１００ｍのラインにおける理論的応答
を示す破線並びに長さ１００ｍのラインにおける実験的
応答を示す実線からなる曲線（ｂ）を含んでいる。

第１９図は開放回路へのライン入力における応答曲線（
ａ）と整合負荷（Ｒ＝５０Ω）に対する応答曲線（ｂ）
を作図したものである。

第２０図はＲ＝１８０Ω、Ｃ１＝４７０ｐＦ（１００ｎ
ライン）なる単一岐路Ｒｔ　Ｃ１岐路中のものと等価な
コンデンサの応答性を示している。

第１８図はｌ　ｖ（１）ｌに比例した電圧ＶＤを示して
いる。すなわち、入射電圧１ｖ（０）ｌがライン入力に
おいて一定に維持される場合にそのラインから出力され
る入射電圧の絶対値に比例した電圧を示すものである。

したがって、第１８図は類ライン及び長ラインにおける
減衰率を示している。

２゛に六した　　　　７０ 第２２図に示した検出回路（７００）は二次法則を用い
て長伝送路に関する全体的な波形を検出すべく用いられ
るものである。

この検出回路は２個のショットキーダイオードＤ２０及
びＤ２１を含んでいる。ダイオードＤ２０は超高周波電
圧の二次検出に、ダイオードＤ２１は基準素子として用
いられる。

ＶＨＦ発振器からの出力はコンデンサＣ２０を介してダ
イオードＤ２０のアノードに接続される。コンデンサＣ
２０及びダイオードＤ２０間の節点は抵抗Ｒ２０を介し
て接地電位に接続される。ダイオードＤ２０のカソード
はコンデンサＣ２１を介して接地電位に接続され、それ
は抵抗Ｒ２１を介して差動増幅器Ａ１の第１の入力に接
続される。コンデンサＣ２１及び抵抗Ｒ２１はローパス
フィルターを形成している。

ダイオードＤ２１のアノードは抵抗Ｒ２１を介して接地
電位に接続される。ダイオードＤ２１のカソードは差動
増幅器Ａ１の第２の入力に接続される。ダイオードＤ２
１のカソードはまた抵抗Ｒ２３及びこれに並列接続され
たコンデンサＣ２２からなるセルを介して接地電位に接
続される。

ダイオードＤ２０及びＤ２１は定電流発生器■１及び■
２によりそれぞれバイアスされる。これらの定電流発生
器は抵抗Ｒ２６を介して接地電位に接続された可変抵抗
Ｒ２４及びＲ２５にそれぞれ接続され、これによって検
出器感度を向上させるものである。

差動増幅器Ａ１は信号を増幅するためにのみ用いられる
のではな（，２個のダイオードを定電流でバイアスする
効果を排除するものである。

差動増幅器ＡＩからの出力は第２の増幅器ステージＡ２
に接続される。

コンデンサＣ２０に加えられる入力電圧ＶｅＨＦは正弦
波であるため、 （６７）　　ＶｅＨＦ　＝ｖ、Ｒ５１ｎ（ωｔ＋φ）こ
れにより第２増幅器ステージＡ２の出力から取り出され
る出力信号Ｖ　は次式で表されるようなＤＣ信号となる
。

（６８）　　Ｖ　　＝に−Ｇｌ−Ｇ２・Ｒ−Ｉ　　Ｖ　
　”ｓ　　　　　　　　　　ｃｈ　　ｓ　　ｍここに、 Ｋは定数、 Ｇ１及びＧ２はそれぞれ差動増幅器ステージＡ１及び第
２増幅ステージＡ２の利得であり、Ｒｏｈは負荷抵抗 Ｉ　は検出ダイオードＤ２０の飽和電流、そして、 Ｖ　はＶＨＦ波のピーク電圧である。

３・に、スされた　正目 上に特定した通り、ライン入力における電圧は次式によ
り与えられる。

ライン長はきわめて大きいため、反射波Ｖ　の位相は周
波数変化とともに急速に変動する。関数ｌｒ’（ω）ｌ
ｅ　””’　及びｖ（ω）はきわめて緩やかに変化する
と仮定することができる。

１「（ω）１はＶ　曲線の上部包絡線のみを考察すす ることにより決定することができる。すなわち、−２α
（Ｉｌｌ）１ （６９）　　ｖ　　＝ｖ、（１＋ｌｒ’（ω）ｌｅ　　
　　）そして、 ｌｖ、１ この場合、 ４　ＲＯＣｏ ここに、 ２ａ及び２ｂはそれぞれ使用された同軸伝送線の内径及
び外径であり、 Ｒはラインの特定抵抗であり、 ＣＤは真空中の伝播速度、そして、 ｆはライン上を伝送される信号波の周波数である。

絶対値ｌｖ　　を及び１ｖ、１を用いて１「１を決定す
一２α（１，ｌ）す るための式（７０）に導入されたｅ　　　　項は分散項
である。これはα（ω）が既知であるときに計算するこ
とができる。

しかしながら、第２３図に示された回路は上記−２（１
（１，１０項を除去し得るものである。

第２３図のブロック線図は第２２図の検出回路（７００
）から始まり、その出力信号Ｖ　はｌ　ｖ　ｔ　ｌに比
例するものである。

検出回路（７００）からの出力は平方根抽出回路（７１
０）に加えられる。この回路（７１０）は１ｖ、１に比
例、した出力信号を発生するものである。

平方根抽出回路（７１０）からの出力は引き算回路（７
２０）の第１の入力に加えられ、さらに、積分回路（７
２２）に加えられる。この積分回路（７２２）は１ｖ、
１に比例した出力信号を発生する。積分回路（７２２）
からの出力は引き算回路（７２０）の第２の入力に接続
される。引き算回路からの出力信号は１ｖｌ−ｌｖ、ｌ
の差に比例し、それは割り算回路（７３０）の分子入力
に加えられる。割り算器（７３０）の分母入力は積分器
（７２２）の出力に接続され、ここから１ｖ、１に比例
した信号を受入る。

割り算器（７３０）からの出力信号はかくして比率（ｌ
ｖ　　１−ｌｖ　、　ｌ）／ｌｖ　、　ｌとなる。この
信号はｔ　　　　　　　　ｌ　　　　　　　　　を対数
回路（７３５）の入力に加えられる。

対数回路（７３５）からの出力信号は −ｋｆ　　　　＋１ｏｇｌｒ’ｌ　（式（７０）及び（
７１）参照〉に比例する。この信号は加算回路（７５０
）の第１の入力に加えられる。

第２３図に示した補正回路はまたＶＨＦ発生器の変動を
制御するため、前述した鋸歯状信号発生器（２００）を
使用するものである。鋸歯状信号発生器（２００）は周
波数ｆに比例した電圧を発生する。

この信号はｆ　　　に比例した出力信号を発生ずるため
の第２の平方根抽出回路（７４２）に加えられる。

この信号はｋｆ　　　　に比例した出力信号を発生する
ように利得をセットされた増幅ステージく７４４）に加
えられる。

この信号は加算器（７５０）の第２の入力に加えられ、
加算器はこれによってＩｏｇｌｒ’ｌに比例した出力信
号を発生し、この信号は真数回路（７６０）に加えられ
る。この真数回路の出力はＩＩ”ｌに正比例した信号、
すなわち反射係数に正比例した信号を発生するものであ
る。

２４図にスされた回路 第２４図に示された回路はラインの終端に接続された素
子の位相を決定するためのものである。

この回路は実抵抗値であって、基準相を与えるだめのイ
ンピーダンス■Ｒにより成端化された基準伝送ラインｌ
　を用いるものである。基準ラインｌ　はＶＨＦ発生器
Ｇをテスト中のインピーダンスＹに接続するライン１と
同じ長さを有する。

ＶＨＦ発生器からの入力波は直結用カプラ（８００）の
主ポートを介して測定ラインｌに加えられ、また、その
カップリングポートを介して基準ライン１　に加えられ
る。

より厳密に言えば、直結用カプラ（８００）はインピー
ダンス整合及びセパレータステージ（８２０）を介して
測定ラインｌに接続される。そして、それは第２のイン
ピーダンス整合及びセパレータステージ（８１０）を介
して基準ライン１　に接続される。

各ラインへの入力における合成波形は各検出回路（９０
０）及び（９００’）により検出される。

検出器からの出力はコンパレータ（９１０）及び（９１
０゛）にそれぞれ供給される。これらのコンパレータは
検出器からの信号を対応する閾値と比較し、比較結果に
応じた二進もしくはオン／オフ信号を提供するように接
続されている。こらの二進比較信号はその出力がローパ
スフィルター（９３０）に供給されるようにした排他的
ＯＲゲート（９２０）の各入力に加えられる。

両ライン上において検出された総合波形の値またはその
絶対値は両ラインに適用される励起周波数が変化すると
き低周波正弦波として変化するものである。テスト中の
インピーダンスＹが基準インピーダンス■Ｒからある程
度具なる場合、前記正弦波間には何らかの位相ずれが生
ずる。

検出器（９００）及び（９００’）、コンパレータ（９
１０）及び（９１０’）、排他的ＯＲゲート（９２０）
及びローパスフィルター（９３０）はかくして測定ライ
ン１の出力に接続された素子Ｙの位相に比例した信号を
発生する低周波位相計を構成するものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による試験法の一般的原理を示す図、 第２図は非理想コンデンサのための標準フォスター等価
回路を示す回路図、 第３図は上記等価回路における岐路のアドミタンスの絶
対値ＩＹ、ｌ−Ｒ，を周波数の関数として示すグラフ、 第４図は上記等価回路の同一岐路におけるアドミタンス
の偏角を示すグラフ、 第５図は本発明に従って構成された反射波Ｖｔと入射波
Ｖ、とを分離するに適した反射測定回路の回路図、 第６図は反射測定回筒のより詳細な回路図、第７図は長
いライン上の反射測定法による第２の技術を用いて入射
波及び反射波を分離するようにしたテスト装置の構造を
示す線図、 第８図は本発明に従って構成されたテスト測定中に用い
られる信号発生器のブロック線図、第９図は上記信号発
生器において用いられる集積化発信回路を示す回路線図
、 第１０図は切換可能なインダクタンス素子のブロックと
バンドスイッチング信号発生器及び前記信号発生器に関
連してバリキャップダイオードにバイアスを与える鋸歯
状信号発生器を組み合わせたことにより各周波数バンド
内での動揺または掃引を形成するための同様な発信回路
を示す回路図、 第１１図は鋸歯状発生器の回路図、 第１２図は前記鋸歯状波発生器及び本発明の好ましい実
施例においてこれと同期するように構成されたバンドス
イッチング信号発生器を示すブロック線図、 第１３図は本発明に従った信号発生器の動作を表す種々
の信号を示す波形図、 第１４〜２１図は本発明に従って実行された種々の測定
結果を示すグラフ、 第２２図は長ラインにおけるテスト法を実行するための
検出回路を示す回路図、 第２３図は上記検出回路と共に用いられるための補正回
路を示すブロック線図、 第２４図はラインの終端に接続されたインピーダンスの
位相を決定するための回路を示すためのブロック線図で
ある。 Ｇ・・・・・・・・・・・・・・・・・・ＶＨＦ信号発
生器Ｄ・・・・・・・・・・・・・・・・・・２端子網
Ｌ・・・・・・・・・・・・・・・・・・分布定数ライ
ンＹ・・・・・・・・・・・・・・・・・・アドミタン
ス■、・・・・・・・・・・・・・・・入射波■　・・
・・・・・・・・・・・・・反射波特許出願人　　ユニ
バーシテ　ドウ　ロンヌブルミエ 代　理　　人　　　新　　　実　　　健　　　部外１名

Claims (34)

【特許請求の範囲】
1. （１）ｉ）分布定数伝送ラインを用意し、このラインの
   送電端をＶＨＦ範囲内の可変周波数を発生することがで
   きる電気信号発生器に接続するとともに、被検２端子装
   置を成端インピーダンスとして前記ラインの他端に接続
   する段階と、 ｉｉ）前記信号発生器を用いて前記ラインに対し、前記
   ２端子装置の試験中においてＶＨＦ範囲内で変調される
   周波数を有する周期的入射波ｖ＿ｉを供給する段階、及
   び、 ｉｉｉ）前記試験中の装置より反射された信号波ｖ＿ｒ
   に関連する信号を検出することにより前記ＶＨＦ範囲内
   の反射係数Γの傾向を判定するとともに、２端子装置の
   インピーダンスをそこから推定する段階 からなることを特徴とする受動２端子装置のＶＨＦ範囲
   内における急速試験方法。
2. （２）前記段階（ｉｉ）において前記ライン（Ｌ）にそ
   の周期が約１秒間のテスト期間内で、約１μ秒〜約５ｎ
   秒までの範囲にわたって変化する周期的入射波ｖ＿ｉを
   供給することを特徴とする特許請求の範囲第（１）項記
   載の方法。
3. （３）前記段階（ｉｉ）において前記ライン（Ｌ）に、
   その周期が、時間の線形関数または対数関数を用いて形
   成されたＶＨＦ範囲内にわたる動揺により変調された周
   期的入射波ｖ＿ｉを供給することを特徴とする特許請求
   の範囲第（１）または（２）項に記載の方法。
4. （４）コンデンサにより構成された２端子回路網のアド
   ミタンスの絶対値｜Ｙ｜が一連のレベル値Ｇとして変化
   し、これらのレベルが段階（ｉｉｉ）において、式 Ｇ＿ｊ＝（１／Ｒ＿ｃ）［（１−｜Γ＿ｊ｜）／（１＋
   ｜Γ＿ｊ｜）］ ここに、（Ｒ＿ｃはラインの特性インピーダンス、また
   、｜Γ＿ｊ｜は反射係数の絶対値）を基礎として決定さ
   れるものであることを特徴とするコンデンサを測定する
   ために構成された特許請求の範囲第（１）〜（３）項の
   いずれか１項に記載した方法。
5. （５）各岐路が抵抗Ｒ＿ｊとこれに直列接続されたコン
   デンサＣ＿ｊとより構成されたｎ列の並列岐路を含む梯
   形回路網におけるコンデンサの測定において、前記抵抗
   Ｒ＿ｊ及びコンデンサＣ＿ｊを段階（ｉｉｉ）において
   式 １／Ｒ＿ｊ＝Ｇ＿ｊ−Ｇ＿ｊ＿−＿１ （ここに、Ｇ＿ｊ及びＧ＿ｊ＿−＿１はアドミタンスの
   絶対値｜Ｙ｜の２個の連続したレベルである）及び式 Ｃ＿ｊ＝（Ｇ＿ｊ−Ｇ＿ｊ＿−＿１）／ω＿ｊ （ここに、ω＿ｊは第ｊ番目岐路の共振角周波数である
   ） を基礎として決定されるものであることを特徴とする特
   許請求の範囲第（４）項記載の方法。
6. （６）段階（ｉｉｉ）がラインの送電端において、反射
   波ｖ＿ｒを表わす第１の信号と、入射波ｖ＿ｉを表わす
   第２の信号を前記信号発生器（Ｇ）及びライン（Ｌ）間
   に挿入された抵抗性反射測定回路により検出するもので
   あることを特徴とする特許請求の範囲第（１）〜（５）
   項のいずれか１項に記載した方法。
7. （７）前記反射測定回路が信号発生器の内部インピーダ
   ンス及びラインの特性インピーダンスに等しい特性イン
   ピーダンスを有する抵抗性π形回路網であることを特徴
   とする特許請求の範囲第（６）項記載の方法。
8. （８）反射波ｖ＿ｒを表わす第１の信号は反射測定回路
   がライン（Ｌ）に接続された点（Ａ）と、抵抗性π形回
   路の上流側の脚部の中点（Ｂ）との間から取り出され、
   入射波ｖ＿ｉを表わす第２信号は反射測定回路が信号発
   生器に接続された点（Ｃ）と、抵抗性π形回路の下流側
   脚部の中点（Ｄ）との間から取り出されるものであるこ
   とを特徴とする特許請求の範囲第（７）項記載の方法。
9. （９）抵抗性π形回路網の両脚部が互いに同一の構成か
   らなり、抵抗性π形回路網の両脚部（Ｒ＿３、Ｒ＿４及
   びＲ＿５、Ｒ＿６）の各一方と並列に接続されたライン
   （Ｌ）の特性インピーダンス（Ｒ＿ｃ）より形成された
   各セルが前記両脚部においてそれらの中点と接地電位と
   の間にのびる部分（Ｒ＿４、Ｒ６）のインピーダンスに
   等しいインピーダンスを有し、π形回路網の両脚部を連
   絡する抵抗（Ｒ＿２）が前記π形回路網の両脚部におけ
   る前記中点と前記回路網の入力または出力端との間にの
   びる部分（Ｒ＿３、Ｒ＿５）のインピーダンスに等しい
   インピーダンスを有するものであることを特徴とする特
   許請求の範囲第（８）項記載の方法。
10. （１０）段階（ｉｉｉ）が長ライン（Ｌ）である前記ラ
    インの送電端において反射波ｖ＿ｒと入射波ｖ＿ｉとの
    和を表わす合成電圧ｖ＿ｔを検出し、入射電圧ｖ＿ｉを
    監視することにより検出するものであることを特徴とす
    る特許請求の範囲第（１）〜（５）項のいずれか１項に
    記載した方法。
11. （１１）長ライン（Ｌ）が約１００ｍの長さを有するこ
    とを特徴とする特許請求の範囲第（１０）項記載の方法
    。
12. （１２）段階（ｉｉ）が合成電圧ｖ＿ｔの最大値及び最
    少値を検出するものであり、その場合において曲線｜［
    ｖ＿ｔ（ω）］／［ｖ＿ｉ（ω）］｜＿Ｍ−１及び１−
    ｜［ｖ＿ｔ（ω）］／［ｖ＿ｉ（ω）］｜＿ｍの包絡線
    がα（ω）を減衰率としてｅ＾−＾２＾α＾（＾ω＾）
    ＾１の範囲にある反射係数の関数｜Ｙ｜を表わすように
    したことを特徴とする特許請求の範囲第（１０）または
    （１１）項に記載の方法。
13. （１３）段階（ｉｉ）が自動周波数バンドスイッチング
    型可変周波数発振器（１００）により実行されるように
    したことを特徴とする特許請求の範囲第（１）〜（１２
    ）項のいずれか１項に記載の方法。
14. （１４）発振器（１００）のウェーブトラップが各周波
    数バンド内での変動を形成するために鋸歯状信号（２０
    ０）によりバイアスされた可変容量（Ｄ＿ｖ）と関連動
    作するものであり、前記ウェーブトラップは前記周波数
    バンドスイッチングを形成するために順次回路に接続さ
    れ、または切り離される複数のインダンクタンス素子（
    Ｌ３０１、Ｌ３０２、Ｌ３０３、Ｌ３０４）を含むもの
    であることを特徴とする特許請求の範囲第３項記載の方
    法。
15. （１５）ウェーブトラップのインダクタンス素子（Ｌ３
    ０１、Ｌ３０２、Ｌ３０３、Ｌ３０４）を回路中に順次
    接続し、または切り離すための周波数バンドスイッチン
    グ信号（４００）が前記可変容量ダイオード（Ｄ＿ｖ）
    をバイアスする鋸歯状信号から発生されるものであるこ
    とを特徴とする特許請求の範囲第３項記載の方法。
16. （１６）周波数バンドスイッチング信号が前記鋸歯状信
    号発生器（２００）からの信号により制御される直列入
    力・並列出力シフトレジスタ（４３０）から出力される
    ものであることを特徴とする特許請求の範囲第３項記載
    の方法。
17. （１７）ＶＨＦ範囲内において可変周波数を発生するこ
    とができる電気信号発生器と、 送電端が前記信号発生器に接続され、受電端が成端イン
    ピーダンスを構成する被検２端子装置に接続された分布
    定数伝送ライン、及び、前記装置の検査中においてＶＨ
    Ｆ範囲内で周波数変調される周期的入射波ｖ＿ｉを供給
    されるとき前記被検装置より反射された波形に関する信
    号を検出し、これによって前記ＶＨＦ範囲内の反射係数
    Γの傾向を判定するするとともに、被検装置である梯形
    回路網のｎ並列岐路の各々のインピーダンスを推定する
    ための手段 を備えたことを特徴とするＶＨＦ範囲内において受動２
    端子装置を急速に試験するための装置。
18. （１８）前記信号発生器（Ｇ）が前記ライン（Ｌ）に対
    し約１秒間のテスト期間を通じて約１μ秒〜約５ｎ秒の
    範囲で変化する周期を有する周期的入射波ｖ＿ｉを供給
    するものであることを特徴とする特許請求の範囲第３項
    記載の装置。
19. （１９）コンデンサより構成された２端子網のアドミタ
    ンス絶対値｜Ｙ｜におけるレベルＧ＿ｊを式Ｇ＿ｊ＝（
    １／Ｒ＿ｃ）［（１−｜Γ＿ｊ｜）／（１＋｜Γ＿ｊ｜
    ）］（但し、Ｒ＿ｃはラインの特性インピーダンスであ
    り、｜Γ＿ｊ｜は反射係数の絶対値である）を用いて決
    定するための手段を備えたことを特徴とする特許請求の
    範囲第（１７）または（１８）項に記載の装置。
20. （２０）各岐路が抵抗Ｒ＿ｊ及び直列コンデンサＣ＿ｊ
    より形成されたｎ並列岐路を含む梯形回路網のコンデン
    サを測定するために 抵抗Ｒ＿ｊを式 １／Ｒ＿ｊ＝Ｇ＿ｊ−Ｇ＿ｊ＿−＿１ （ここに、Ｇ＿ｊ及びＧ＿ｊ＿−＿１はアドミタンス絶
    対値｜Ｙ｜における２つの連続レベルである） を用いて決定するための手段、及び コンデンサＣ＿ｊを式 Ｃ＿ｊ＝（Ｇ＿ｊ　Ｇ＿ｊ＿−＿１）／ω＿ｊ（ここに
    、ω＿ｊはｊ番目岐路の共振角周波数である） を用いて決定するための手段 を備えたことを特徴とする特許請求の範囲第（１９）項
    記載の装置。
21. （２１）前記装置がさらに、前記信号発生器（Ｇ）及び
    ライン（Ｌ）間に挿入され、前記ラインの送電端におい
    て反射波ｖ＿ｒを表わす第１の信号と入射波ｖ＿ｉを表
    わす第２の信号とを検出するように構成された抵抗性反
    射測定回路を含むことを特徴とする特許請求の範囲第（
    １７）〜（２０）項のいずれか１項に記載した装置。
22. （２２）前記反射測定回路が信号発生器の内部インピー
    ダンス及びラインの特性インピーダンス（Ｒ＿ｃ）に等
    しい特性インピーダンスを有する抵抗性π形回路網から
    なることを特徴とする特許請求の範囲第（２１）項記載
    の装置。
23. （２３）反射波ｖ＿ｒを表わす第１の信号が反射測定回
    路のライン（Ｌ）への接続点（Ａ）と、抵抗性π形回路
    の上流側の脚部の中点（Ｂ）との間から取り出され、入
    射波ｖ＿ｉを表わす第２の信号が反射測定回路の信号発
    生器への接続点（Ｃ）と、抵抗性π形回路の下流側脚部
    の中点（Ｄ）との間から取り出されるようにしたことを
    特徴とする特許請求の範囲第（２２）項記載の装置。
24. （２４）抵抗性π形回路網の両脚部が互いに同一の構成
    からなり、抵抗性π形回路網の両脚部（Ｒ＿３、Ｒ＿４
    及びＲ＿５、Ｒ＿６）の各一方と並列に接続された特性
    インピーダンス（Ｒ＿ｃ）のライン（Ｌ）により形成さ
    れる各セルが前記両脚部の各々においてそれらの中点と
    接地電位との間に延びる部分（Ｒ＿４、Ｒ＿６）のイン
    ピーダンスに等しいインピーダンスを有し、前記π形回
    路網の両脚部間に接続された抵抗（Ｒ＿２）が前記回路
    網の両脚部においてそれらの中点とその回路網の入力ま
    たは出力端との間にのびる部分（Ｒ＿３、Ｒ＿５のイン
    ピーダンスに等しいインピーダンスを有することを特徴
    とする特許請求の範囲第３記載の装置。
25. （２５）π形回路網の両脚部における第１の抵抗（Ｒ＿
    ４、Ｒ＿６）が２／３Ｒの値を有し、前記π形回路網の
    両脚部における第２の抵抗（Ｒ＿３、Ｒ＿５）が４／３
    Ｒ＿ｃの値を有するものであり、この場合においてＲ＿
    ｃがラインの特性インピーダンスであることを特徴とす
    る特許請求の範囲第（２４）項記載の装置。
26. （２６）ライン（Ｌ）が長ラインであり、前記装置がさ
    らに反射波ｖ＿ｒ及び入射波ｖ＿ｉの和を表わす合成電
    圧を検出し、その間入射電圧ｖ＿ｉを監視するための手
    段を含むことを特徴とする特許請求の範囲第（１７）〜
    （２０）項のいずれか１項に記載した装置。
27. （２７）ライン（Ｌ）が約１００ｍの長さを有すること
    を特徴とする特許請求の範囲第（２６）項記載の装置。
28. （２８）前記装置が合成電圧ｖ＿ｔの最大値及び最少値
    を検出するものであり、その場合において曲線｜［ｖ＿
    ｔ（ω）］／［ｖ＿ｉ（ω）］｜＿Ｍ−１及び１−｜［
    ｖ＿ｔ（ω）］／［ｖ＿ｉ（ω）］｜＿ｍの包絡線がα
    （ω）を減衰率としてｅ＾−＾２＾α＾（＾ω＾）＾１
    の範囲にある反射係数の関数｜Ｙ｜を検出する手段を含
    むことを特徴とする特許請求の範囲第（１０）または（
    １１）項に記載の方法。
29. （２９）信号発生器（Ｇ）が周波数バンドスイッチング
    機構を備えた可変周波数発振器（１００）を含むことを
    特徴とする特許請求の範囲第（２７）または（２８）項
    に記載の装置。
30. （３０）前記装置か鋸歯状信号発生器（２００）を含み
    、発振器（１００）のウェーブトラップが各周波数バン
    ド内における変動を与えるため前記信号発生器（２００
    ）から出力された鋸歯状信号により、バイアスされる可
    変容量ダイオード（Ｄ＿ｖ）と関連動作するものであり
    、前記発振器のウェーブトラップが前記周波数バンドス
    イッチングを形成するために順次回路中に接続され、ま
    たは切り離される複数のインダンクタンス素子（Ｌ３０
    １、Ｌ３０２、Ｌ３０３、Ｌ３０４）を含むものである
    ことを特徴とする特許請求の範囲第（２９）項記載の装
    置。
31. （３１）鋸歯状信号発生器（２００）がさらに前記発振
    器ウェーブトラップのインダクタンス素子（Ｌ３０１、
    Ｌ３０２、Ｌ３０３、Ｌ３０４）を順次回路接続、また
    は分離するための周波数バンドスイッチング信号（４０
    ０）を発生するものであることを特徴とする範囲第ω項
    記載の装置。
32. （３２）前記装置がさらに、鋸歯状信号発生器（２００
    ）により制御される直列入力−並列出力シフトレジスタ
    （４３０）を含み、前記シフトレジスタの出力信号が周
    波数バントスイッチング信号を構成するようにしたこと
    を特徴とする特許請求の範囲第（３１）項記載の装置。
33. （３３）前記装置がさらに、 ラインの入力端に位置して二次法則を用いて合成波形を
    検出するための検出器（７００）と、前記検出器の出力
    に接続された第１の平方根抽出回路（７１０）と、 前記第１の平方根抽出回路（７１０）の出力に接続され
    た積分器（７２２）と、 前記第１の平方根抽出回路（７１０）の出力に接続され
    た第１入力端子と前記積分器（７２２）の出力に接続さ
    れた第２入力端子を有する減算器（７２０）と、 前記減算器（７２０）の出力に接続された第１の入力端
    子と前記積分器（７２２）の出力に接続された第２入力
    端子を有する割算器（７３０）と、前記割算器（７３０
    ）の出力に接続された対数抽出回路（７３５）と、 前記ラインに加えられた周波数に比例した電圧を発生す
    るための周波数信号発生器（２００）と、 前記周波数信号発生器（２００）の出力端子に接続され
    た第２平方根抽出回路（７０２）と、前記第２の平方根
    抽出回路の出力に接続された増幅ステージ（７４４）と
    、 前記対数抽出回路（７３５）の出力に接続された第１の
    入力端子及び前記増幅ステージ（７４４）の出力に接続
    された第２の入力端子を有する加算器（７５０）、及び
    、 前記加算器（７５０）の出力に接続され、反射係数の絶
    対値に正比例した出力信号を発生するための真数回路（
    ７６０） を備えたことを特徴とする特許請求の範囲第６項記載の
    装置。
34. （３４）第１のポートと、測定されるべきインピーダン
    スにより終了する測定ライン（Ｉ）に結合された第２の
    ポートと、純抵抗により終了する基準ライン（Ｉ＿ｒ）
    に結合された第３のポートとを有する方向性カプラ（８
    ００）における前記第１のポートに結合されたＶＨＦ発
    生器と、 前記両ラインの各入力において合成波をそれぞれ検出す
    るために接続された第１及び第２の検出器（９００、９
    ００′）と、 前記検出器の各一方からの出力レベルを所定の閾値と比
    較するように接続された第１及び第２のスレシホールド
    コンパレータ（９１０、９１０′）と、 前記コンパレータの出力にそれぞれ接続された入力端子
    を有する排他的ＯＲゲート（９２０）、及び、 前記排他的ＯＲゲートの出力に接続され、測定されるべ
    きインピーダンスの位相に比例した信号を発生するため
    のローパスフィルタ（９３０）を備えたことを特徴とす
    る特許請求の範囲第（２６）項記載装置。