CN117169755B - 交流阻抗测量系统及测量方法 - Google Patents

Abstract

本发明属于调节电变量的系统技术领域，涉及交流阻抗测量系统及测量方法。交流阻抗测量系统，包括A1倍放大带通滤波器单元、延时网络1单元和延时网络2单元；A1倍放大带通滤波器单元包括电容网络1、开关K1、电阻网络2、开关K2、电阻网络3、开关K3、电容网络4和开关K4，延时网络1单元包括开关K6、电阻网络6、开关K5和电容网络5，延时网络2单元包括电阻网络8、开关K8、开关K7和电容网络7。交流阻抗测量方法，控制单元控制产生变频恒流源Is，Is进入后续电路进行调节后传递给控制单元，对数据进行校正运算处理后得到电池阻抗的测量结果。本发明使电池两端的微弱电压被更准确的提取，提高了系统测量的精度。

Description

交流阻抗测量系统及测量方法

技术领域

本发明属于调节电变量的系统技术领域，具体涉及交流阻抗测量系统及测量方法，用于微弱信号的测量。

背景技术

随着新能源的推广，锂电池的应用越来越广泛，锂电池是否质量合格直接关乎安全问题。电池阻抗测试仪是用来检测锂电池是否生产达标的重要测量工具，电池阻抗测试仪测量的准确性极为重要。目前，国内各锂电池生产商基本采用交流法测量电池阻抗，就是向电池的正负极注入恒定的交流电流，然后通过四端子法测量电池两端的交流电压。

随着电池容量越来越大，电池阻抗一般在百微欧到百毫欧这个水平，而恒流电流一般是毫安级别，因此当电池两端流过毫安级别电流时，电池上会产生微伏级别的交流电压，该交流电压极易淹没在噪声中。在微弱信号测量时，一般采用同步检波的方法，把微弱信号从噪声中提取出来。该方法的缺点在于，当干扰或噪声频率与目标微弱信号相频时，同步检波法无法抑制该同频噪声，因此微弱信号的测量结果将不准确。

另外，随着电池生产商对电池阻抗参数指标测量的越来越全面，以往的固定频率的交流测量也不能满足电池生产商的使用需求。

发明内容

为了解决同频干扰或噪声无法被抑制，以及固定频率的交流测量不能满足电池生产商的使用需求的技术问题，本发明提供一种交流阻抗测量系统及测量方法，本发明所采用的技术方案如下：

交流阻抗测量系统，控制单元MCU通过电信号与变频恒流源基准单元相连，变频恒流源基准单元与变频恒流源Is单元电性连接；变频恒流源Is单元依次顺序电性连接电池阻抗Zb和采样电阻Rs，电池阻抗Zb电性连接A1倍放大带通滤波器单元，A1倍放大带通滤波器单元电性连接乘法器单元，乘法器单元依次顺序电性连接同步检波器1单元、频控滤波器单元、A2倍放大低通滤波器单元、同步检波器2单元、延时网络2单元和模数转换器，延时网络1单元分别电性连接电池阻抗Zb和采样电阻Rs的一端，采样电阻Rs的另一端接地，延时网络1单元电性连接同步检波器1单元，高精度振荡器分别电性连接乘法器单元、频控滤波器单元和同步检波器2单元，高精度振荡器经反向器OPA3电性连接频控滤波器单元；控制单元MCU通过数据总线电性连接模数转换器，控制单元MCU通过控制总线分别电性连接A1倍放大带通滤波器单元、延时网络1单元和延时网络2单元。本发明中的接地是指接 “地网络”。

优选的，所述A1倍放大带通滤波器单元包括依次电性连接的电容网络1、开关K1、电阻网络2、开关K2、电阻网络3和开关K3，电阻网络3输入端依次电性连接电容网络4和开关K4，运算放大器OPA1的反向输入端电性连接开关K2输出端，运算放大器OPA1的正向输入端接地，运算放大器OPA1的输出端分别电性连接开关K3输出端和开关K4输出端；电容网络1和电容网络4分别包括若干个并联的电容，电阻网络2和电阻网络3分别包括若干个并联的电阻；电池阻抗Zb电性连接电容网络1，开关K4输出端电性连接乘法器单元，控制单元MCU通过控制总线分别电性连接开关K1、开关K2、开关K3和开关K4。

优选的，所述延时网络1单元包括依次电性连接的开关K6、电阻网络6、开关K5和电容网络5，电容网络5的输出端接地；电容网络5包括若干个并联的电容，电阻网络6包括若干个并联的电阻；开关K6输出端分别电性连接电池阻抗Zb和采样电阻Rs的一端，开关K5输入端和电阻网络6输出端分别电性连接同步检波器1单元，控制单元MCU通过控制总线分别电性连接开关K5和开关K6。

优选的，所述延时网络2单元包括依次电性连接的电阻网络8、开关K8、开关K7和电容网络7，电容网络7的输出端接地；电容网络7包括若干个并联的电容，电阻网络8包括若干个并联的电阻；同步检波器2单元电性连接电阻网络8，开关K8输出端和开关K7输出端分别电性连接模数转换器，控制单元MCU通过控制总线分别电性连接开关K7和开关K8。

优选的，所述频控滤波器单元包括开关K9、开关K10、运算放大器OPA2、电容C91和电容C92，开关K9电性连接开关K10，电容C91的一端分别电性连接开关K9输出端和开关K10输入端，C91另一端接地，K10输出端电性连接运算放大器OPA2反向输入端，电容C92分别电性连接OPA2反向输入端和输出端，OPA2正向输入端接地。

交流阻抗测量方法，应用前述的交流阻抗测量系统，包括以下步骤：

步骤1、控制单元MCU通过变频恒流源基准单元控制变频恒流源Is单元产生变频恒流源Is，Is流过电池阻抗Zb和采样电阻Rs，并在电池阻抗Zb上产生交流电压Ua,在采样电阻Rs上产生交流电压Us,其中Us的频率和Ua的频率一致。

步骤2、Ua经过A1倍放大带通滤波器单元，交流电压Ua经过A1倍放大带通滤波器单元后变成交流电压Ub，Ub幅值等于Ua幅值的A1倍。

步骤3、Ub经过乘法器单元，在乘法器单元中与高精度振荡器产生的振荡信号Fs1叠加，产生交流电压Uc，振荡信号Fs1的频率是fs1。

步骤4、Us经过延时网络1单元后产生控制信号CJ1-fs，控制单元MCU调整CJ1-fs的相位，使CJ1-fs的相位和Uc的相位一致，Uc在CJ1-fs的控制下在同步检波器1单元中做同步检波，CJ1-fs的频率为fs，Uc在同步检波器1单元中会产生一倍同向信号与一倍反向信号，CJ1-fs控制开关K11以频率fs变换导通状态，并输出交流电压Ud。

步骤5、Ud经过频控滤波器单元后产生交流电压Ue，Ue经过A2倍放大低通滤波器单元产生交流电压Uf，Uf幅值是电压Ue幅值的A2倍，Uf在控制信号CJ2-fs1的控制下在同步检波器2单元中做同步检波产生直流电压Ug。

步骤6、Ug经过延时网络2单元后产生直流电压Uh，Uh经过模数转换器后，把数据传递给控制单元MCU，控制单元MCU对数据进行校正运算处理后得到电池阻抗的测量结果。

优选的，步骤2中，控制单元MCU通过控制总线中的控制信号C1、C2、C3和C4分别控制开关K1、开关K2、开关K3和开关K4的开通或关断。

优选的，步骤4中，控制单元MCU通过控制总线中的控制信号C5、C6分别控制开关K5和开关K6的开通或关断，进而调整CJ1-fs的相位。

优选的，步骤6中，控制单元MCU通过控制总线中的控制信号C7、C8改变开关K7与开关K8的状态，改变延时网络2的时间常数，对Ug滤波消除Ug上的微小波动，产生直流电压Uh。

本发明的有益效果：

①本发明中的变频恒流源基准单元的频率是可以根据实际需求进行变化的，而非传统的固定频率。

②本发明中的A1倍放大的带通滤波器的滤波特性是可以根据变频恒流源基准单元的频率而变化的。在实际应用中，可以预先在控制单元MCU中把开关K1、开关K2、开关K3和开关K4状态预先设定好，这样控制单元MCU可以根据设定的频率匹配开关K1、开关K2、开关K3和开关K4的开关状态。

③本发明中为了消除与被测信号同频的干扰或噪声信号，采用高精度振荡器和乘法器及频控滤波器。

④本发明中为了保证同步检波器的开关控制信号的相位与信号Uc的相位相同，采用延时网络1单元，在实际应用中，可以预先在控制单元MCU中把开关K5和开关K6状态预先设定好，这样控制单元MCU可以根据所设定的基准信号频率匹配开关K1、开关K2、开关K3和开关K4的开关状态的同时匹配开关K5和开关K6的状态。

⑤本发明中采用同步检波器2单元和延时网络2单元，这样可以进一步降低电压Ug的波动，提高直流电压Uh的精度。在实际应用中，可以预先在控制单元MCU中把开关K7和开关K8状态预先设定好，这样控制单元MCU可以根据设定的频率，同时匹配开关K1、开关K2、开关K3、开关K4、开关K5、开关K6、开关K7、开关K8的状态。

附图说明

图1是本发明实施例的交流阻抗测量系统的电路架构原理示意图；

图2是本发明实施例的延时网络1单元的电路结构示意图；

图3是本发明实施例的A1倍放大带通滤波器单元的电路结构示意图；

图4是本发明实施例的频控滤波器单元的电路结构示意图；

图5是本发明实施例的延时网络2单元的电路结构示意图；

图6是本发明实施例的关键信号的波形示意图，其中，（a）为交流电压信号Ub的波形，（b）为振荡信号Fs1的波形，（c）为交流电压信号Uc的波形，（d）为控制信号CJ1-fs的波形，（e）为交流电压信号Ud的波形，（f）为交流电压信号Uf的波形，（g）为直流电压信号Uh的波形。

具体实施方式

下面将结合附图对本发明的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。

如图1所示，是本发明实施例的交流阻抗测量系统的电路架构原理示意图。交流阻抗测量系统，主要包括控制单元MCU、变频恒流源基准单元、变频恒流源Is单元、采样电阻Rs、延时网络1单元、A1倍放大带通滤波器单元、乘法器单元、高精度振荡器、同步检波器1单元、频控滤波器单元、A2倍放大低通滤波器单元、同步检波器2单元、延时网络2单元及模数转换器A/D，在图1所示的电路架构中还包含了电池阻抗Zb。

控制单元MCU：可以通过控制总线发出控制信号C1、C2、C3、C4、C5、C6、C7和C8，这些控制信号分别控制开关K1、开关K2、开关K3、开关K4、开关K5、开关K6、开关K7和开关K8。控制单元MCU与模数转换器A/D通过数据总线进行数据交互。另外控制单元MCU可以控制变频恒流源基准单元的恒流源基准信号频率，进而可以根据不同的测量需求改变变频恒流源Is单元的交流恒流源频率。因为交流恒流源Is流过电池阻抗Zb和采样电阻Rs，当交流恒流源频率发生变化后，电池阻抗Zb的交流电压Ua、采样电阻Rs的交流电压Us的频率也会发生变化，并且Ua、Us和交流恒流源Is频率是相同的，均为fs。当控制单元MCU通过改变变频恒流源基准单元的恒流源基准信号频率时，也同时通过控制信号C1、C2、C3、C4、C5、C6、C7和C8分别改变开关K1、K2、K3、K4、K5、K6、K7和K8的状态，使各开关状态的组合与当前的变频恒流源Is的频率相匹配。

变频恒流源基准单元：该单元可以产生一定幅值的恒流源基准信号，并可以根据控制单元MCU发出的频率信息改变恒流源基准信号的频率。

变频恒流源Is单元：该单元接收变频恒流源基准单元传递来的恒流源基准信号，并产生变频恒流源Is，变频恒流源Is是交流信号，变频恒流源Is的频率与恒流源基准信号频率同为fs。通过控制单元MCU改变恒流源基准信号频率fs，就可以实现变频恒流源Is的变频，以满足不同的测量需求。

采样电阻Rs：变频恒流源Is流过采样电阻Rs，在采样电阻Rs上产生交流电压Us，Us的频率与相位均与变频恒流源Is的相同。

延时网络1单元：通过控制单元MCU改变开关K5与开关K6的状态，可以改变延时网络1单元的时间常数，时间常数有n²种组合，通过调整时间常数可以改变控制信号CJ1-fs的相位，延时网络1单元使CJ1-fs的相位与Uc的相位一致。延时网络1单元中，电容网络5由若干个电容并联组成，电容从电容C51、电容C52直到电容C5n；电阻网络6由若干个电阻并联组成，电阻从电阻R61、电阻R62直到电阻R6n。延时网络1单元的电路结构如图2所示。

A1倍放大带通滤波器单元：通过控制单元MCU改变开关K1、开关K2及开关K3、开关K4的状态，可以改变带通滤波器的截止频率。电容网络1和电阻网络2组成高通网络，截止频率为fl,fl有n²种组合；电容网络4和电阻网络3组成低通网络，截止频率为fh,fh有n²种组合；带通滤波器的带宽等于fh与fl的差值，有n⁴种组合，n为正整数，表示组合的次数有n种，假设n等于2，则在电容网络4中有2个电容，电阻网络3中有2个电阻，一个电阻和一个电容可以组成一种截止频率，2个电容和2个电阻就可以组成2²种截止频率，n的具体取值可以根据系统需求而定，n的取值与恒流源的频率设定有关。通过改变开关K1、开关K2及开关K3、开关K4的状态，就可以改变带通滤波器的截止频率和带宽，使信号中的频率fs成分通过，对其它频率成分进行抑制。带通滤波器的中频增益为A1倍，由电阻网络3和电阻网络2共同决定，在数值上等于电阻网络3的阻值除以电阻网络2的阻值，因此中频增益为A1倍有n²种组合，可以根据设计需求进行匹配。A1倍放大带通滤波器单元输出交流电压Ub。在实际应用中，可以预先在控制单元MCU中把开关K1、K2、K3和K4状态预先设定好，这样控制单元MCU可以根据设定的频率匹配开关K1、K2、K3和K4的开关状态。A1倍放大带通滤波器单元中，电容网络1由若干个电容并联组成，电容从电容C11、电容C12直到电容C1n；电容网络4由若干个电容并联组成，电容从电容C41、电容C42直到电容C4n；电阻网络2由若干个电阻并联组成，电阻从电阻R21、电阻R22直到电阻R2n；电阻网络3由若干个电阻并联组成，电阻从电阻R31、电阻R32直到电阻R3n。A1倍放大带通滤波器单元的电路结构如图3所示。

乘法器单元：用来实现将高精度振荡器输出的振荡信号Fs1与A1倍放大带通滤波器单元输出的Ub相乘运算，振荡信号Fs1的频率为fs1，相乘运算后，频率fs1成分将叠加在Ub上，产生交流电压Uc。

高精度振荡器：用来输出高精度的振荡信号Fs1，其频率等于fs1。本发明实施例中，高精度可以理解为一个相对的叫法，电路中存在误差，当误差累计到一定程度会影响系统最小分辨率，而高精度指的是不影响系统最小分辨率的误差。高精度振荡器即具有最小误差的振荡器。本发明实施例中，通过技术手段令：①振荡器输出波形的抖动降低，从而提高振荡器输出精度；②选用高电源抑制比的电压芯片给振荡器供电，也可以提高振荡器输出精度，结合①和②的技术手段可以实现高精度振荡器。

同步检波器1单元：同步检波器1单元把交流电压Uc转换成一倍同向电压信号和一倍反向电压信号，然后用CJ1-fs控制开关K11，按照频率fs交替切换开关状态，令Uc的一倍同向电压信号和一倍反向信号交替通过开关K11。通过上面的描述可知，CJ1-fs的相位和Uc的相位相同，在这样的情况下，经过同步检波后，Ud的幅值等于两倍的A1乘以Uc的幅值再除以数字π。因此，Ud是一个直流量。因为同步检波器本质上是一个窄带通滤波器，在理想情况下只允许和开关K11切换频率一致的频率成分通过，因此可以起到从干扰或噪声中提取目标信号的作用。在本发明的实例中，Uc是含有fs频率成分的，该频率成分所表征的就是电池阻抗两端电压信号，当开关K11切换频率为fs时，fs频率可以通过，而其它频率成分被抑制。但是如果干扰信号或噪声的频率与频率fs一致，则同步检波将不能抑制该干扰信号或噪声，这样会导致电池阻抗测试不准确。

频控滤波器单元：在理想情况下，同步检波器是砖墙式的窄带通滤波器，但是实际并非如此。同步检波器的输出中还存有其它微弱的频率成分，需要再通过滤波器的滤波处理。频控滤波器单元包括开关K9、开关K10、运算放大器OPA2、电容C91和电容C92，开关K9电性连接开关K10，电容C91的一端分别电性连接开关K9输出端和开关K10输入端，C91另一端接地，K10输出端电性连接运算放大器OPA2反向输入端，电容C92分别电性连接OPA2反向输入端和输出端，OPA2正向输入端接地。频控滤波器的时间常数等于开关周期和电容C92容值与电容C91容值的比值的乘积，因此当电容C91和电容C92确定后，改变开关周期就能改变滤波器的截止频率，可以通过控制开关K9和开关K10的切换周期来改变滤波器的截止频率。设计高精度振荡器输出信号频率fs1小于CJ1-fs的频率，这样可以大大的抑制Ud中频率超过fs1频率成分，其中也包括频率fs成分。因此与频率fs同频的干扰信号及噪声都可以得到有效的抑制，解决了同步检波不能抑制同频干扰信号或噪声而导致电池阻抗测试不准确的问题。开关K9的控制信号C9-fs1是由高精度振荡器产生，开关K10的控制信号C10-fs1是由高精度振荡器产生的fs1信号经过反向器OPA3产生。开关K9的控制信号与开关K10的控制信号是互补信号，开关K9导通时开关K10断开，反之亦然。控制信号C9-fs1和控制信号C10-fs1的频率均为fs1。频控滤波器单元的电路结构如图4所示。

A2倍放大低通滤波器单元：在频控滤波器单元中会存在开关K9和开关K10的开关噪声叠加在Ue上的问题，因此需要通过低通滤波滤除，为了满足后面电路的信号处理，可以根据实际需求改变A2倍数，产生交流电压Uf。

同步检波器2单元：同步检波器2单元把Uf转换成一倍同向电压信号和一倍反向电压信号，然后用控制信号CJ2-fs1控制开关K12按照频率fs1交替切换开关状态，令Uf的一倍同向电压信号和一倍反向信号交替通过开关K12。如上描述的同步检波原理。电压Ug是一个直流量。

延时网络2单元：控制单元MCU通过控制总线中的控制信号C7、C8改变开关K7与开关K8的状态，可以改变延时网络2的时间常数，时间常数有n²种组合，对Ug滤波，消除Ug上的微小波动，产生直流电压Uh。延时网络2单元中，电容网络7由若干个电容并联组成，电容从电容C71、电容C72直到电容C7n；电阻网络8由若干个电阻并联组成，电阻从电阻R81、电阻R82直到电阻R8n。延时网络2单元的电路结构如图5所示。

模数转换器：对输入的Uh采样处理，采样处理是模数转换的过程，指的是将连续的模拟信量转换成离散的数字量。把处理后的数字量数据通过数据总线传递到控制单元MCU进行校正运算处理。

控制单元MCU进行校正运算处理后的数据就是电池阻抗的测量结果，以上就完成了电池阻抗的测量。

本发明实施例中，电池两端流过恒定交流电流时，电池上会产生微弱的交流电压Ua，Ua经过变化后变成交流电压Ub，交流电压Ub经过乘法器单元，在乘法器单元中与高精度振荡器产生的振荡信号Fs1叠加，然后产生电压Uc，电压Uc中含有振荡信号Fs1的频率成分fs1。在交流电压Ub中添加频率成分fs1的目的，是为了消除与交流电压Ub同频的干扰信号。交流电压Uc在同步检波后转换成交流电压Ud，在这一步的转换中，电池两端的微弱电压信号被提取出来的同时，与恒流源同频率的干扰信号或噪声信号也被提取了。Ud到直流电压Uh的信号处理，消除了Ud中存在的与恒流源同频率的干扰信号或噪声信号，使电池两端的微弱电压被更准确的提取，提高了系统测量的精度。关键信号的波形如图6所示，交流电压信号Ub的波形如图6中（a）所示；振荡信号Fs1的波形如图6中（b）所示；交流电压信号Uc的波形如图6中（c）所示；控制信号CJ1-fs的波形如图6中（d）所示；交流电压信号Ud的波形如图6中（e）所示；交流电压信号Uf的波形如图6中（f）所示；直流电压信号Uh的波形如图6中（g）所示。

本发明实施例中，微弱信号测量时也是采用同步检波的方法，但是，创新设计了实现电路及电路控制思路，专门设计的电路包括：延时网络1单元、A1倍放大带通滤波器单元、延时网络2单元，本发明是一种系统架构及控制方法的创新。对于框架图中的各单元电路拓扑，本发明实施例除了延时网络1单元、A1倍放大带通滤波器单元、延时网络2单元以外，并没有限制具体电路，只要可以实现相应拓扑功能即可。

本发明实施例中，未详细描述的技术特征均为现有技术或者常规技术手段，在此不再赘述。

最后需要说明的是：以上实施例，仅为本发明的具体实施方式，用以说明本发明的技术方案，而非对其限制，本发明的保护范围并不局限于此。本领域技术人员应该理解：任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，其可以对前述实施例所记载的技术方案进行修改或可轻易想到变化，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改、变化或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明实施例技术方案的精神和范围，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.交流阻抗测量系统，其特征在于，控制单元MCU通过电信号与变频恒流源基准单元相连，变频恒流源基准单元与变频恒流源Is单元电性连接；变频恒流源Is单元依次顺序电性连接电池阻抗Zb和采样电阻Rs，电池阻抗Zb电性连接A1倍放大带通滤波器单元，A1倍放大带通滤波器单元电性连接乘法器单元，乘法器单元依次顺序电性连接同步检波器1单元、频控滤波器单元、A2倍放大低通滤波器单元、同步检波器2单元、延时网络2单元和模数转换器，延时网络1单元分别电性连接电池阻抗Zb和采样电阻Rs的一端，采样电阻Rs的另一端接地，延时网络1单元电性连接同步检波器1单元，高精度振荡器分别电性连接乘法器单元、频控滤波器单元和同步检波器2单元，高精度振荡器经反向器OPA3电性连接频控滤波器单元；控制单元MCU通过数据总线电性连接模数转换器，控制单元MCU通过控制总线分别电性连接A1倍放大带通滤波器单元、延时网络1单元和延时网络2单元；

所述A1倍放大带通滤波器单元包括依次电性连接的电容网络1、开关K1、电阻网络2、开关K2、电阻网络3和开关K3，电阻网络3输入端依次电性连接电容网络4和开关K4，运算放大器OPA1的反向输入端电性连接开关K2输出端，运算放大器OPA1的正向输入端接地，运算放大器OPA1的输出端分别电性连接开关K3输出端和开关K4输出端；电容网络1和电容网络4分别包括若干个并联的电容，电阻网络2和电阻网络3分别包括若干个并联的电阻；电池阻抗Zb电性连接电容网络1，开关K4输出端电性连接乘法器单元，控制单元MCU通过控制总线分别电性连接开关K1、开关K2、开关K3和开关K4；

所述延时网络1单元包括依次电性连接的开关K6、电阻网络6、开关K5和电容网络5，电容网络5的输出端接地；电容网络5包括若干个并联的电容，电阻网络6包括若干个并联的电阻；开关K6输出端分别电性连接电池阻抗Zb和采样电阻Rs的一端，开关K5输入端和电阻网络6输出端分别电性连接同步检波器1单元，控制单元MCU通过控制总线分别电性连接开关K5和开关K6；

所述延时网络2单元包括依次电性连接的电阻网络8、开关K8、开关K7和电容网络7，电容网络7的输出端接地；电容网络7包括若干个并联的电容，电阻网络8包括若干个并联的电阻；同步检波器2单元电性连接电阻网络8，开关K8输出端和开关K7输出端分别电性连接模数转换器，控制单元MCU通过控制总线分别电性连接开关K7和开关K8。

2.根据权利要求1所述的交流阻抗测量系统，其特征在于，所述频控滤波器单元包括开关K9、开关K10、运算放大器OPA2、电容C91和电容C92，开关K9电性连接开关K10，电容C91的一端分别电性连接开关K9输出端和开关K10输入端，C91另一端接地，K10输出端电性连接运算放大器OPA2反向输入端，电容C92分别电性连接OPA2反向输入端和输出端，OPA2正向输入端接地。

3.交流阻抗测量方法，应用如权利要求2所述的交流阻抗测量系统，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1、控制单元MCU通过变频恒流源基准单元控制变频恒流源Is单元产生变频恒流源Is，Is流过电池阻抗Zb和采样电阻Rs，并在电池阻抗Zb上产生交流电压Ua,在采样电阻Rs上产生交流电压Us,其中Us的频率和Ua的频率一致；

步骤2、Ua经过A1倍放大带通滤波器单元，交流电压Ua经过A1倍放大带通滤波器单元后变成交流电压Ub，Ub幅值等于Ua幅值的A1倍；

步骤3、Ub经过乘法器单元，在乘法器单元中与高精度振荡器产生的振荡信号Fs1叠加，产生交流电压Uc，振荡信号Fs1的频率是fs1；

步骤4、Us经过延时网络1单元后产生控制信号CJ1-fs，控制单元MCU调整CJ1-fs的相位，使CJ1-fs的相位和Uc的相位一致，Uc在CJ1-fs的控制下在同步检波器1单元中做同步检波，CJ1-fs的频率为fs，Uc在同步检波器1单元中会产生一倍同向信号与一倍反向信号，CJ1-fs控制同步检波器1单元的开关K11以频率fs变换导通状态，并输出交流电压Ud；

步骤5、Ud经过频控滤波器单元后产生交流电压Ue，Ue经过A2倍放大低通滤波器单元产生交流电压Uf，Uf幅值是电压Ue幅值的A2倍，Uf在控制信号CJ2-fs1的控制下在同步检波器2单元中做同步检波产生直流电压Ug；

步骤6、Ug经过延时网络2单元后产生直流电压Uh，Uh经过模数转换器后，把数据传递给控制单元MCU，控制单元MCU对数据进行校正运算处理后得到电池阻抗的测量结果。

4.根据权利要求3所述的交流阻抗测量方法，其特征在于，步骤2中，控制单元MCU通过控制总线中的控制信号C1、C2、C3和C4分别控制开关K1、开关K2、开关K3和开关K4的开通或关断。

5.根据权利要求4所述的交流阻抗测量方法，其特征在于，步骤4中，控制单元MCU通过控制总线中的控制信号C5、C6分别控制开关K5和开关K6的开通或关断，进而调整CJ1-fs的相位。

6.根据权利要求5所述的交流阻抗测量方法，其特征在于，步骤6中，控制单元MCU通过控制总线中的控制信号C7、C8改变开关K7与开关K8的状态，改变延时网络2的时间常数，对Ug滤波消除Ug上的微小波动，产生直流电压Uh。