JPS628362Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案は、内燃機関の電磁式燃料噴射弁等の電
磁式切換装置の電流制御回路に関する。

リレー、ソレノイド或いは内燃機関の電磁式燃
料噴射弁等の電磁式切換装置は、駆動電流が所定
レベルに達しない限り作動しないために作動開始
時には大なる駆動電流を必要とする。しかし乍
ら、この大なる駆動電流を電磁式切換装置の動作
中常時流し続けた場合には励磁巻線が発熱したり
或いは損失電力が増大するという不具合が生じ
る。このため、電磁式切換装置の駆動時に大なる
電流を供給し、該切換装置の動作後は動作状態を
保持し得る程度の小なる電流すなわち保持電流を
供給するように制御する電流制御回路が用いられ
ている。また、動作後の切換装置に上記保持電流
を供給しておくことにより復旧時間を短縮し得る
という利点もある。

第１図に、電磁式切換装置の電流制御回路の従
来例のブロツク図が示されている。図において、
１は電磁式切換装置としての例えば内燃機関にお
ける燃料噴射用電磁弁であり、駆動回路２により
駆動される。入力端子３には吸気量や内燃機関の
瞬時回転数等のエンジン作動パラメータによつて
ほぼ定まるパルス幅を有する第２図ａに示す如き
燃料噴射制御パルスtiが印加される。この制御パ
ルスtiはインバータ４及びゲート回路としての
NOR回路５を経て駆動回路２の入力端に印加さ
れる。駆動回路２は制御パルスtiの印加により電
磁弁１を駆動すべくオン状態となる。電磁弁１に
流れる電流は電流検出回路６において検出され、
次段のスイツチング回路７に供給される。スイツ
チング回路７は、電磁弁１に流れる電流の最大値
I₁を決めるべく第２図ｄに示す如き出力を発生す
る第１比較回路８と、電磁弁１に流れる保持電流
の極大値I₂及び極小値I₃に応じてオン・オフ動作
して第２図ｅに示す如き出力を発生する第２比較
回路９とを有しており、各々の出力はNOR回路
１０を経て第２図ｆに示す如きパルス信号で
NOR回路５の一方の入力端に供給される。従つ
て、駆動回路２がNOR回路５の出力信号（第２
図ｇ）に応じてオン・オフ動作をするために電磁
弁１に流れる電流は第２図ｃに示す如く変化す
る。

また、電磁弁１の電流を上述の如くスイツチン
グにより制御する場合、電磁弁１に逆起電力が生
ずるために該逆起電力を吸収すべく逆起電力吸収
回路１１が設けられている。この逆起電力吸収回
路１１は、電磁弁１に並列に接続されたトランジ
スタ等から構成されたフライホイール回路１２を
有している。このフライホイール回路１２は電磁
弁１の該燃料噴射制御パルスtiに対する応答性を
高めるためには電磁弁１のスイツチング領域（第
２図ａ）内でオンするのが望ましい。従つて、第
１比較回路８の出力を第２図ｉに示す如く△ｔだ
け遅延させる遅延回路１３と、該遅延回路１３の
出力に応じてフライホイール回路１２をオンせし
める制御回路１４とが設けられている。

かかる電磁式切換装置の電流制御回路において
は、フライホイール回路１２のオン時と電磁弁１
のスイツチング領域の開始点とを一致させるため
に遅延回路１３を用いているが同期をとるのが非
常に困難であり、又遅延時間△ｔの調整が必要で
あるという欠点があつた。また、電磁弁１に生じ
た逆起電力を電源側へ放電していることにより電
源ラインに多量のリツプルがのるためにスイツチ
ング回路７の動作が不安定であつた。更に、フラ
イホイール回路１２がオンして逆起電力放電ルー
プが構成されることにより電磁弁１に実際流れて
いる電流が電流検出回路６に供給されないために
電磁弁１の正確な電流値を検出してのスイツチン
グ制御ができないという欠点があつた。

本考案の目的は、従来用いられていたフライホ
イール回路を省略することにより、電源ラインに
のるリツプルを低減し回路動作の安定化を図ると
共に、電磁弁の正確な電流値を検出してのスイツ
チング制御を可能とした電磁式切換装置の電流制
御回路を提供することである。

以下、本考案を第３図及び第４図を参照して詳
細に説明する。

第３図は、本考案により一実施例の回路図であ
り、図中第１図と同等構成部分は破線で囲われて
同一符号によつて示されている。図において、入
力端子３に印加された制御パルスti（第４図ａ）
は抵抗R₁，R₂と共にゲート回路１５を構成する
トランジスタQ₁のエミツタに印加される。ゲー
ト回路１５の出力は次段の駆動回路２に供給され
る。駆動回路２はベースが抵抗R₃を介してトラ
ンジスタQ₁のコレクタに接続されたトランジス
タQ₂を有しており、該トランジスタQ₂のコレク
タは一端が正電位線１６に接続された電磁弁１の
他端に接続されている。また、トランジスタQ₂
のエミツタと負電位線１７との間には電流検出回
路６としての抵抗R₄が接続されており、トラン
ジスタQ₂のエミツタと抵抗R₄との接続点P₁には
電磁弁１に流れる電流（第４図ｂ）に応じた電圧
が発生する。

スイツチング回路７は、第１比較回路８を構成
する演算増幅器OP₁と第２比較回路９を構成する
演算増幅器OP₂とを有している。演算増幅器OP₁
及びOP₂の反転入力端子には電磁弁１の電流変動
に応じて変化する点P₁の電位が印加される。演算
増幅器OP₁は非反転入力端子に点P₂の電位を抵抗
R₅，R₆からなる分圧回路で分圧した点P₃の第１
基準電位が印加され、点P₁すなわち反転入力端子
の電位が該第１基準電位より大になることにより
第(4)図ｃの如く負電位の出力を発生する。なお、
電磁弁１の電流の最大値I₁は演算増幅器OP₁の非
反転入力端子における電位、すなわち該第１基準
電位により定まる。一方、演算増幅器OP₂の非反
転入力端子には点P₂の電位を抵抗R₈，R₉からな
る分圧回路で分圧した点P₄の第２基準電位が印加
される。更に、演算増幅器OP₂の非反転入力端子
と出力端子との間には抵抗R₁₀が接続されている
ために第２基準電位は演算増幅器OP₂の出力電位
に応じて電磁弁１の保持電流の極大値I₂及び極小
値I₃を決める２つの基準電位に変化する。保持電
流の極大値I₂と極小値I₃との幅は抵抗R₁₀により決
定される。なお、点P₂の電位は抵抗R₁₁及びツエ
ナーダイオードZD₁で決定される。演算増幅器
OP₁の出力（第４図ｃ）及び演算増幅器OP₂の出
力（第４図ｄ）は、抵抗R₁₂，R₁₃及びトランジス
タQ₃から構成されたNOR回路１０に供給され、
第４図ｅに示す如き出力で前述したゲート回路１
５の入力抵抗R₂に印加される。制御パルスti（第
４図ａ）及びNOR回路１０の出力（第４図ｅ）
を入力とするゲート回路１５は第４図ｆに示す如
き出力信号を発生する。よつて、駆動回路２のト
ランジスタQ₂がゲート回路１５の出力信号に応
じて制御されるために電磁弁１の電流は第４図ｂ
に示す如く制御される。

また、駆動回路２は、スイツチング領域Ａ内に
おける電磁弁１のオフ時に該電磁弁１に生ずる逆
起電力の波高値を制御するためにトランジスタ
Q₂のベース電流を所定時定数で減少せしめる第
１の制御回路１８と、該スイツチング領域外にお
ける電磁弁１のオフ時（第４図Ｂ，Ｃ）に該トラ
ンジスタQ₂のベース電流を瞬時に減少せしめる
第２の制御回路１９と、該第２の制御回路１９の
作動時に電磁弁１に生ずる逆起電力を吸収する手
段としてのツエナーダイオードZD₂とを有してい
る。

第１の制御回路１８は、トランジスタQ₂のベ
ースとコレクタとの間に接続されたコンデンサ
C₁と、トランジスタQ₂のベースと負電位線１７
との間に接続された後述する抵抗R₂₄に比較して
大なる抵抗値を有する抵抗R₁₄とから構成されて
おり、トランジスタQ₂をオフする信号がトラン
ジスタQ₂のベースに印加された場合にコンデン
サC₁及びトランジスタQ₂の空乏層容量に蓄積さ
れたキヤリアがトランジスタQ₂のベース電流と
して、及び抵抗R₁₄を介しての負電位線１７への
放電電流として放電するが抵抗R₁₄として適当な
値を設定すれば放電電流のほとんどはトランジス
タQ₂のベース電流として放電するためトランジ
スタQ₂を徐々にオフせしめる。よつて、逆起電
力は第４図ｇに示す如く傾斜をもつて立上がるた
めにその波高値が低く抑えられる。すなわち、第
１の制御回路１８においては、スイツチング領域
Ａ内で電磁弁１をオフする際、トランジスタQ₂
をオフさせる時間を制御することにより、逆起電
力の波高値を低く抑えるべく当該波高値の制御が
行なわれる。これにより、従来用いられていたフ
ライホイール回路を省略できることになる。ま
た、フライホイール回路の省略により、電源ライ
ンにのるリツプルを低減できると共に、電流検出
回路６において電磁弁１に実際に流れる電流値を
正確に検出できることになる。

第２の制御回路１９は制御パルスti及び第１比
較回路８の出力すなわち演算増幅器OP₁の出力を
入力とする。制御パルスtiは抵抗R₁₅〜R₁₇及びト
ランジスタQ₄からなる第１のインバータで反転
され、コンデンサC₂及び抵抗R₁₈からなる第１の
微分回路で微分される（第４図ｈ）。一方、演算
増幅器OP₁の出力は抵抗R₁₉〜R₂₁及びトランジス
タQ₅からなる第２のインバータで反転され、コ
ンデンサC₃及び抵抗₂₂からなる第２の微分回路で
微分される（第４図ｉ）。この第１及び第２の微
分回路の出力はそれぞれダイオードD₁，D₂を通
過することによつて第４図ｊに示す如く正成分の
みの信号となつてベースが抵抗R₂₃を介して負電
位線１７に接続されたトランジスタQ₆の該ベー
スに印加される。トランジスタQ₆はエミツタが
負電位線１７に接続され、コレクタが抵抗R₁₄に
比較して十分小なる抵抗値の抵抗R₂₄を介してト
ランジスタQ₂のベースに接続されている。この
トランジスタQ₆が第４図ｊの信号でオンした時
にトランジスタQ₂のベース電流が瞬時に減少す
るために該トランジスタQ₂は急速にオフする。
トランジスタQ₂を急速にオフすることによつて
電磁弁１の電流の減少が速いためにスイツチング
信号に対する電磁弁１の応答性が向上する。ま
た、トランジスタQ₂の急速なオフにより電磁弁
１には高い逆起電力が発生するがこの逆起電力は
トランジスタQ₂のコレクタとベースとの間に接
続された逆起電力吸収手段としてのツエナーダイ
オードZD₂によつてトランジスタQ₂のベース電流
として放電される。すなわち、第２の制御回路１
９においては、スイツチング領域Ａ以外では、ト
ランジスタQ₂を急激にオフさせ、発生する高い
逆起電力をツエナーダイオードZD₂を介してトラ
ンジスタQ₂のベース電流として処理することに
よりスイツチング信号に対する電磁弁１の電流の
応答性が高められる。

以上詳述した如く、本考案による電磁式切換装
置の電流制御回路によれば、電源ラインにのるリ
ツプルが極めて少ないために各回路の動作が非常
に安定する。また、電流検出回路において電磁弁
１に流れる正確な電流値を検出できるために確実
な制御が行なえる。更に、回路構成が簡単でかつ
調整個所が少ないために生産性及び信頼性が向上
する。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の電流制御回路のブロツク図、第
２図は第１図の各部における波形図、第３図は本
考案による電流制御回路の一実施例の回路図、第
４図は第３図の各部における波形図である。 主要部分の符号の説明、１……電磁弁、２……
駆動回路、６……電流検出回路、７……スイツチ
ング回路、１５……ゲート回路、１８……第１の
制御回路、１９……第２の制御回路。

Claims (1)

1. 【実用新案登録請求の範囲】 (1) 電磁式切換装置と、前記電磁式切換装置に流
   れる電流を検出する電流検出回路と、前記電流
   検出回路の検出電流値に応じてオン・オフ動作
   をするスイツチング回路と、所定入力信号若し
   くは前記スイツチング回路の出力信号に応じて
   前記電磁式切換装置を駆動する駆動素子を有す
   る駆動回路とを含む電磁式切換装置の電流制御
   回路において、前記駆動回路は、所定領域内に
   おける前記電磁式切換装置のオフ時に前記駆動
   素子の制御電流を所定時定数で減少せしめる第
   １の制御回路と、該所定領域外における前記電
   磁式切換装置のオフ時に該制御電流を瞬時に減
   少せしめる第２の制御回路と、前記第２の制御
   回路の作動時に前記電磁式切換装置に生ずる逆
   起電力を吸収する吸収手段とを有することを特
   徴とする電磁式切換装置の電流制御回路。 (2) 前記駆動素子はトランジスタであつて、前記
   第１の制御回路は前記トランジスタのコレクタ
   とベースとの間に接続されたコンデンサと前記
   トランジスタのベースと基準電位点との間に接
   続された抵抗とからなることを特徴とする実用
   新案登録請求の範囲第１項記載の電磁式切換装
   置の電流制御回路。 (3) 前記第２の制御回路は、該所定入力信号を反
   転する第１のインバータと、前記第１のインバ
   ータの出力信号を微分する第１の微分回路と、
   前記スイツチング回路の所定出力信号を反転す
   る第２のインバータと、前記第２のインバータ
   の出力信号を微分する第２の微分回路と、前記
   第１及び第２の微分回路の出力信号の正若しく
   は負成分を通過せしめる一対の一方向性素子
   と、前記一方向性素子の出力信号に応じて前記
   トランジスタのベースと該基準電位点とをバイ
   パスする手段とを有することを特徴とする実用
   新案登録請求の範囲第２項記載の電磁式切換装
   置の電流制御回路。 (4) 前記吸収手段はカソードが前記トランジスタ
   のコレクタに、アノードがベースにそれぞれ接
   続されたツエナーダイオードであることを特徴
   とする実用新案登録請求の範囲第３項記載の電
   磁式切換装置の電流制御回路。