JPS627800B2

JPS627800B2 -

Info

Publication number: JPS627800B2
Application number: JP57173228A
Authority: JP
Inventors: Kyoo Takeyasu; Hiroshi Morozumi; Mikikazu Uchida; Tatsuo Goto
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1982-10-04
Filing date: 1982-10-04
Publication date: 1987-02-19
Also published as: JPS58119795A

Description

【発明の詳細な説明】本発明はブラシレスモータに係り、特に交流電
源を駆動源とする場合のブラシレスモータの電源
回路に関するものである。

一般に、永久磁石ロータの回転位置を無接点検
出器を利用して検出し、その検出信号に応じて電
機子コイルの電流をスイツチングする形式のブラ
シレスモータは、駆動電源として直流電源を用い
ることを前提として駆動回路が構成される。しか
しながら、この種のブラシレスモータの制御性、
信頼性が次第に注目され、その応用分野が拡大す
るにつれて、本来交流電源の利用のみが可能な分
野においても、ブラシレスモータの使用が要望さ
れつつある。

第１図は、このような要求に対処することを考
慮した従来のブラシレスモータの駆動回路の一例
を示すものである。すなわち、交流電源１よりの
供給電力は、シリコン制御整流素子（以下SCR
と略す）２ａ，２ｂ，及び２ｃ，２ｄよりなる整
流回路２によつて整流され、インダクタンス素子
３およびコンデンサ４によつて平滑化された後、
モータの電機子コイル５ａ，５ｂ，５ｃに供給さ
れる。

上記電機子コイル５ａ，５ｂ，５ｃの電流は、
無接点コミユテータを構成するトランジスタ６
ａ，６ｂ，６ｃによつて、永久磁石ロータ７が一
定方向に回転を持続しうるように順次切換えられ
る。このためには、ロータ７の回転位置を検出す
る手段と、その検出信号をコミユテータ用トラン
ジスタ６ａ，６ｂ，６ｃに分配する手段が必要で
あるが、本発明には直接関係ないのでこの部分は
省略してある。一方、モータの回転速度を制御す
るためには、整流回路２におけるSCR２ａ及び
２ｂを点弧角制御し、平滑化された直流出力電圧
レベルを可変とすればよい。

このように従来は、交流電力を整流ならびに平
滑化することによつて、ほぼ完全な直流電力に変
換し、この直流電力をブラシレスモータの駆動に
利用している。このため、50Hzあるいは60Hzの低
周波数の単相交流電源を用いる場合には大容量の
インダクタンス素子３及びコンデンサ４を必要と
し、モータの容量の割には全体として大形化、高
価格となる点に問題があつた。

本発明はこのような従来回路の欠点を除去し、
比較的小形で低価格のブラシレスモータの電源回
路を提供することに目的がある。

本発明の原理を述べる前に、第１図を利用して
ブラシレスモータの基本的な特性についてまず説
明する。第１図のモータの電源１が交流ではな
く、電圧V₀なる直流で駆動される場合、したが
つて近似的には平滑コンデンサ４の両端に電圧
V₀なる直流電圧が与えられた形で駆動される場
合を考える。この時、各電機子コイル５ａ，５ｂ
および５ｃに発生する誘起電圧に脈動がないとす
れば、その値Ｅは、Ｅ＝Ｋ_eω (1) （ただしＫ_e：誘起々電圧定数、ω：ロータ回
転角速度）で与えられる。したがつて、電機子コイルの電流
も脈動はなく、その大きさは、Ｉ＝（V₀−Ｅ）／Ｒ_a (2) （ただし、Ｒ_a：電機子直流抵抗）となる。ところで、モータに銅損以外の損失がな
い理想状態を考えると、モータの無負荷回転角速
度ω_０は、誘起々電圧Ｅが駆動電圧V₀に達した
時得られるから、 V₀＝Ｋ_eω_０すなわちＫ_e＝V₀／ω_０ (3) なる関係が成立する。よつて、モータの回転角速
度ωと、無負荷回転角速度ω_０との比を、Ｓ＝ω／ω_０ (4) の形で基準化すれば、Ｉ＝V₀（１−Ｓ）／Ｒ_a (5) を得る。

一方、モータのトルクは τ＝Ｋ_t・Ｉ (6) （ただし、Ｋ_t：トルク定数）で与えられるが、モータの速度を以上の様に角速
度で表わす場合には、Ｋ_e＝Ｋ_t (7) となる。したがつて τ＝Ｋ_e・V₀（１−Ｓ）／Ｒ_a ＝Ｐ（１−Ｓ）／ω_０ (8) を得る。ただし、Ｐはモータ起動時の入力電力で
あり、Ｐ＝V₀ ²／Ｒ_a (9) である。この結果、モータの速度トルク特性は第
２図Ａにａで示したような直線的垂下特性を示
す。ただし起動トルクτ_０はτ_０＝Ｐ／ω_０であ
る。

また、モータ回転時の入力電力Ｐ_iは、Ｐ_i＝V₀・Ｉ＝V₀ ²（１−Ｓ）／Ｒ_a＝Ｐ（１−Ｓ） (10) さらに、モータの機械出力P₀は、 P₀＝ω・τ ＝Ｐ（１−Ｓ）Ｓ (11) となる。モータの効率は、この機械出力と入力電
力の比であり η＝P₀／Ｐ_i＝Ｓで与えられる。この結果、モータの速度効率特性
は第２図Ｂにａで示したような直線的特性とな
る。

このように直流電源で駆動されるブラシレスモ
ータ、すなわち第１図において平滑回路の容量を
十分大とし、電圧脈動のない条件で駆動する場合
のブラシレスモータの特性は、基本的に分巻形直
流モータとしての特性を示す。

しかし、このように大容量の平滑回路を用いる
事は、コストや寸法重量が当然大となる事を意味
する。そこで、平滑回路を除去し、交流の全波整
流電圧をそのまま駆動電圧として用いる簡易方式
が考えられる。この場合、駆動電圧を第３図の様
に０θπの範囲で見るとV₀sinθの形になる
が、誘起々電圧レベルＥより駆動電圧が低い期間
で無接点コミユテータ（第１図の６ａ，６ｂ，６
ｃ）をオンにするとモータを制御する方向に電流
が流れる。そこで、駆動電圧レベルが誘起々電圧
レベルＥより高い期間、すなわち第３図において
α≦θ≦π―αの期間に限つてコミユテータを介
して通電するような制御方式を仮定する。この
時、モータの駆動電流は第３図に斜線部で示した
差電圧を抵抗値で除した大きさとなり当然間欠的
なものとなる。

すなわち、αθπ―αの期間での電流瞬時
値は、ｉ＝（V₀sinθ―Ｅ）／Ｒ_a (12) であるからトルクの瞬時値τ′は τ′＝Ｋ_t・ｉ＝Ｐ（sinθ―Ｓ）／ω_０ (13) で与えられる。

このような脈動トルクによつても、モータの回
転速度に脈がない、比較的慣性の大きい条件を仮
定するとモータの平均的なトルクの大きさτは、
αθπ―αの期間に発生するトルクの積分値
を０θπの期間で除したものとなり、 τ＝２／π・∫〓〓〓τ′ｄθ ＝２／π・Ｐ／ω_０∫〓〓〓（sinθ―Ｓ）ｄθ(14
) で与えられる。これより、モータの平均的な機械
出力は P₀＝２／π・PS∫〓〓〓（sinθ―Ｓ）ｄθ (15) となる。また電流の瞬時値ｉを用い、モータ平均
入力電力はＰ_i＝２／π・Ｐ∫〓〓〓（sinθ―Ｓ）sinθｄθ(16
) となるから、モータ効率を、これらを用いて表わ
すととなる。この結果、トルク速度特性は第２図Ａの
ｂ、効率速度特性は第２図Ｂのｂの様になり、モ
ータの特性は直巻特性に近いものになる。

この方式は、装置として小形となり、効率とし
ても直流駆動に対してそん色はない。

このように、交流電源を用い、50Hzあるいは60
Hz等の低周波脈動成分を全く平滑化しない電圧に
より、ブラシレスモータを駆動した場合でも、前
記のような一定の条件下ではモータの特性、とく
に効率は低下しない点に着目したことに本発明の
特長がある。この場合、駆動電圧波形はとくに正
弦波状には限らない。

一方、第２図の特性から明らかなように、交流
分を含む駆動電圧によりモータを駆動した場合
は、トルクすなわち出力の低下がさけられない。
しかしながら、この欠点は次に述べる方法により
十分改善することができる。今、正弦波状の電圧
を全波整流すると、第４図ａに示した波形の電圧
が得られる。これを同図ｂのように一定周波数か
つ一定パルス幅で断続を行つたのち平滑化すれ
ば、同図ｃのように、ａの振幅を縮小した出力波
形が得られる。この場合断続周波数を十分大きく
すれば、平滑に必要な素子を小容量化し、低価格
にすることが可能である。また断続するパルスの
幅を変化すれば平滑後の電圧の振幅を変化せしめ
ることが可能であるから、この平滑電圧をモータ
に駆動電圧として供給すればモータの速度制御を
行うことができる。

また、第４図ｄに示したように全波整流した入
力電圧を、その振幅が小さい間はパルス幅が広
く、振幅が大きくなるに従つてパルス幅が狭くな
るように断続すれば、平滑後の電圧は同図ｅに示
す如くかなりの範囲にわたつて平坦な部分を有す
る波形となる。このような電圧でモータを駆動し
た場合のモータのトルク特性は、第２図Ａの破線
ｃのようになり、正弦波状電圧を平滑しない電圧
でモータを駆動した場合に比較してかなり改善さ
れる。また、モータの効率は第２図Ｂの破線ｃの
ようになり、直流駆動の場合よりもよい特性が得
られる。

以下実施例につき本発明の内容をさらに詳細に
説明する。

第５図に本発明ブラシレスモータの駆動回路部
の一実施例を示す。交流電源１よりの入力は、、
整流回路２によつて整流される。８は入力電圧断
続用のスイツチであり、比較的周波数の高い断続
を可能とするためトランジスタを用いている。こ
のトランジスタスイツチ８により断続された出力
はインダクタンス素子３とダイオード９で平滑化
された後、電機子コイル５ａ，５ｂ，５ｃに供給
される。この場合、スイツチ８の断続周波数が十
分高ければ上記インダクタンス素子３はごく小容
量でよく、場合によつては電機子コイルのインダ
クタンスで代用することができる。必要に応じ
て、小容量のコンデンサを接続すれば平滑化はよ
り完全なものとなる。

次に本発明ブラシレスモータの制御回路全体の
動作を第６図及び第７図と共に説明する。

整流回路２により全波整流された電圧と、端子
１０に印加された速度指令信号とは、パルス幅制
御回路１３の比較回路１３１に加えられる。この
比較回路１３１は速度指令信号に対して全波整流
電圧の振幅が大きい程、大きな値の出力電圧を生
ずる。この出力電圧はエミツタホロアトランジス
タ１３２を介して単安定マルチバイブレータ１３
３に供給される。上記単安定マルチバイブレータ
１３３は端子１３５に印加される一定の高周波パ
ルスにより常にトリガーされると共に、上記エミ
ツタホロアトランジスタ１３２を介して供給され
る制御電圧によつて出力パルス幅を制御できるよ
うに構成されている。すなわち制御電圧が高いと
きには出力パルス幅が大となり、低いときには出
力パルス幅は小となる。この単安定マルチバイブ
レータ１３３の出力パルスはエミツタホロアトラ
ンジスタ１３４を介してスイツチ回路８に加えら
れる。

今、全波整流波形の振幅が大きい時は、比較回
路１３１の出力電圧も大となり単安定マルチバイ
ブレータ１３３の出力パルス輻も大となるためス
イツチ回路８のオフの時間が長くなる。又、全波
整流波形の振幅が小さい時は逆に単安定マルチバ
イブレータ１３３の出力パルス幅が小となるた
め、スイツチ回路８のオフの時間が短くなる。こ
の結果、第４図ｄに示す如く全波整流電圧をその
振幅に応じて断続した波形の高周波電圧が得ら
れ、これが前述のように電機子コイル５に供給さ
れる。

一方、回転位置検出器１１によつて検出された
信号と、電機子コイルに印加される駆動電圧と該
コイルに発生する誘起起電圧との差電圧はそれぞ
れ分配回路１２に供給される。この分配回路１２
は上記差電圧が正である条件においてのみ、ロー
タを一定方向に回転せしめる如くコミユテータ６
の各トランジスタを順次オンとするような信号を
発生する。

なお、整流回路２、スイツチ回路８、無接点コ
ミユテータ６等の構成素子は上記の実施例で示し
たもの以外でも勿論よいし、又、電機子コイルの
接続法も上記実施例に限定されないことはいうま
でもない。

以上説明したように本発明によれば、比較的小
形かつ低価格で、交流電源により駆動されるブラ
シレスモータを実現することが可能となり、工業
上きわめて効果大である。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のブラシレスモータの駆動回路の
回路図、第２図はブラシレスモータの特性図、第
３図および第４図は本発明の原理説明のための波
形図、第５図は本発明の一実施例を示す回路図、
第６図は本発明を適用したブラシレスモータの制
御回路全体のブロツク図、第７図は第６図におけ
る一部ブロツクの回路図である。１…交流電源、２…整流回路、３…インダクタ
ンス素子、４…コンデンサ、５…電機子コイル、
６…コミユテータ用トランジスタ、７…ロータ、
８…スイツチ回路、９…ダイオード、１０…速度
指令信号印加端子、１１…回転位置検出器、１２
…分配回路。

Claims

【特許請求の範囲】

１交流電源と、この電源からの交流電圧を整流
する整流手段と、該整流手段から出力された直流
電圧が印加される電機子コイルと、該電機子コイ
ルに流れる電流を切換えるスイツチング素子から
なる無接点コミユテータと、永久磁石ロータの回
転位置を検出する回転位置検出器と、該回転位置
検出器によつて検出された信号により前記スイツ
チング素子を順次オンするように信号を分配する
手段とを備えたブラシレスモータにおいて、前記
整流手段の出力を前記交流電源の基本波より高い
周波数で断続するとともに該断続動作におけるオ
ン時間及びオフ時間を前記整流手段の出力の振幅
の大きさに対応して変化せしめることにより、そ
の出力電圧を略平坦とするスイツチ回路を備える
とともに、、前記スイツチング素子への信号を分
配する手段が、前記出力電圧の値が前記電機子コ
イルに発生する誘起起電圧の値より高い期間に限
つて前記スイツチング素子を順次オンせしめる信
号を発生分配することを特徴とするブラシレスモ
ータ。