JPS6235283B2 - - Google Patents
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- JPS6235283B2 JPS6235283B2 JP55185881A JP18588180A JPS6235283B2 JP S6235283 B2 JPS6235283 B2 JP S6235283B2 JP 55185881 A JP55185881 A JP 55185881A JP 18588180 A JP18588180 A JP 18588180A JP S6235283 B2 JPS6235283 B2 JP S6235283B2
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 8
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/02—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal
- H03D3/04—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal by counting or integrating cycles of oscillations
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Television Signal Processing For Recording (AREA)
- Television Receiver Circuits (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は例えばテレビ音声多重放送の副チヤ
ンネルのFM（周波数変調）信号を復調するのに
好適なパルスカウント式FM復調回路に関する。
ンネルのFM（周波数変調）信号を復調するのに
好適なパルスカウント式FM復調回路に関する。
例えばテレビ音声多重信号の副チヤンネルの
FM信号を復調する方式としては、一般にPLL
（フエイズロツクドループ）方式とパルスカウン
ト方式が考えられている。
FM信号を復調する方式としては、一般にPLL
（フエイズロツクドループ）方式とパルスカウン
ト方式が考えられている。
第１図はPLL方式のFM復調回路の基本構成を
示すものである。第１図に於いて、１１は副チヤ
ンネル信号（FM信号）の入力端子、１２はリミ
ツタ、１３はPLL復調部、１４はFM復調出力が
導出される出力端子である。今、PLL復調部１３
がFM信号自体にロツクしていると仮定すると、
電圧制御発振回路（VCO）１３１の発振周波数
はFM入力信号の瞬時周波数に追随して変化す
る。すなわち、リミツタ１２からのFM入力信号
とVCO１３１の発振出力は位相比較器１３２で
位相比較され、その誤差信号が低域フイルタ１３
３で直流化され、さらに直流増幅器１３４で増幅
され、この増幅出力がVCO１３１に制御電圧と
して供給され、VCO１３１の発振周波数をFM入
力信号にロツクさせるようにするわけである。し
たがつて制御電圧そのものが復調出力（音声信号
成分）、すなわち、第２図に示すような検波特性
となる。なお、第２図に於いて、縦軸は検波電圧
Ｖを、横軸はFM入力信号周波数を示す。
示すものである。第１図に於いて、１１は副チヤ
ンネル信号（FM信号）の入力端子、１２はリミ
ツタ、１３はPLL復調部、１４はFM復調出力が
導出される出力端子である。今、PLL復調部１３
がFM信号自体にロツクしていると仮定すると、
電圧制御発振回路（VCO）１３１の発振周波数
はFM入力信号の瞬時周波数に追随して変化す
る。すなわち、リミツタ１２からのFM入力信号
とVCO１３１の発振出力は位相比較器１３２で
位相比較され、その誤差信号が低域フイルタ１３
３で直流化され、さらに直流増幅器１３４で増幅
され、この増幅出力がVCO１３１に制御電圧と
して供給され、VCO１３１の発振周波数をFM入
力信号にロツクさせるようにするわけである。し
たがつて制御電圧そのものが復調出力（音声信号
成分）、すなわち、第２図に示すような検波特性
となる。なお、第２図に於いて、縦軸は検波電圧
Ｖを、横軸はFM入力信号周波数を示す。
しかしながらPLL方式のFM復調回路では次の
ような欠点がある。
ような欠点がある。
(1) キヤプチヤレンジ以上の過変調信号が入力さ
れた場合、復調出力の歪率が大幅に劣化する。
れた場合、復調出力の歪率が大幅に劣化する。
(2) PLL復調部１３自体が帯域特性を有している
ので、このPLL復調部１３で復調波が遅延し、
遅延時間補正が必要である。
ので、このPLL復調部１３で復調波が遅延し、
遅延時間補正が必要である。
(3) VCO１３１の自走発振周波数調整が必要で
ある。
ある。
(4) 回路構成が複雑で、集積回路IC化した場合
に、IC構成素子数が大幅に増加するととも
に、端子数、周辺部品数とも多くなる。
に、IC構成素子数が大幅に増加するととも
に、端子数、周辺部品数とも多くなる。
第３図はパルスカウント方式のFM復調回路の
従来構成を示す回路図である。第３図に於いて、
入力端子２１に印加されたFM信号はリミツタ２
２により十分振幅制限作用をかけられ、差動増幅
器を構成するトランジスタQ11，Q12のベース及
び掛算回路を構成するトランジスタQ13，Q14の
ベースに供給される。トランジスタQ11，Q13の
ベースに印加される信号を第４図ａに示す。トラ
ンジスタQ11，Q12に印加された信号はトランジ
スタQ11のコレクタからエミツタホロワのトラン
ジスタQ15を通して取り出される。そしてこの出
力は抵抗R11を介して掛算回路を構成するトラン
ジスタQ16，Q17のベースに印加されるととも
に、抵抗R12及び外付のコンデンサC11から成る積
分回路を介してトランジスタQ18，Q19のベース
に印加される。トランジスタQ16，Q17のベース
に印加される信号を第４図ｂに示す。またトラン
ジスタQ18，Q19のベースに印加される信号を第
４図ｃに示す。このように時間差のある２つの信
号を掛算回路に加えることによりトランジスタ
Q17，Q18のコレクタには第４図ｄに示す如き両
信号の時間差に対応した信号が取り出され、パル
ス増幅回路２３を介してローパスフイルタ
（LPF）２４に供給され、出力端子２５に復調波
（音成信号成分）が導出される。パルス増幅回路
２３、ローパスフイルタ２４の出力をそれぞれ第
４図ｅ，ｆに示す。なお、第３図に於いて、２６
１乃至２６３は定電流源回路、Ｄはダイオード、
Ｒは抵抗、ＶCCは電源である。
従来構成を示す回路図である。第３図に於いて、
入力端子２１に印加されたFM信号はリミツタ２
２により十分振幅制限作用をかけられ、差動増幅
器を構成するトランジスタQ11，Q12のベース及
び掛算回路を構成するトランジスタQ13，Q14の
ベースに供給される。トランジスタQ11，Q13の
ベースに印加される信号を第４図ａに示す。トラ
ンジスタQ11，Q12に印加された信号はトランジ
スタQ11のコレクタからエミツタホロワのトラン
ジスタQ15を通して取り出される。そしてこの出
力は抵抗R11を介して掛算回路を構成するトラン
ジスタQ16，Q17のベースに印加されるととも
に、抵抗R12及び外付のコンデンサC11から成る積
分回路を介してトランジスタQ18，Q19のベース
に印加される。トランジスタQ16，Q17のベース
に印加される信号を第４図ｂに示す。またトラン
ジスタQ18，Q19のベースに印加される信号を第
４図ｃに示す。このように時間差のある２つの信
号を掛算回路に加えることによりトランジスタ
Q17，Q18のコレクタには第４図ｄに示す如き両
信号の時間差に対応した信号が取り出され、パル
ス増幅回路２３を介してローパスフイルタ
（LPF）２４に供給され、出力端子２５に復調波
（音成信号成分）が導出される。パルス増幅回路
２３、ローパスフイルタ２４の出力をそれぞれ第
４図ｅ，ｆに示す。なお、第３図に於いて、２６
１乃至２６３は定電流源回路、Ｄはダイオード、
Ｒは抵抗、ＶCCは電源である。
しかしながら、上記構成に於いては、トランジ
スタのベース・エミツタ間電圧（ＶBE）のばらつ
きにより、トランジスタQ17，Q18のコレクタの
出力波形（第４図ｄ参照）がばらつき、パルス増
幅回路２３の出力パルス（第４図ｅ参照）の幅が
変化し、ローパスフイルタ２４の出力波形（第４
図ｆ参照）が本来の音声信号とは異なつた波形に
なつてしまう。すなわち、温度ドリフトにより復
調出力レベルが変わる欠点があるわけである。ま
た、検波効率を良くする為に抵抗R11、コンデン
サC11によつて決まる時定数を大きくすると、過
変調信号が到来したとき歪率が悪化する為、前述
の時定数を大きくできず、検波効率が悪い欠点が
あつた。
スタのベース・エミツタ間電圧（ＶBE）のばらつ
きにより、トランジスタQ17，Q18のコレクタの
出力波形（第４図ｄ参照）がばらつき、パルス増
幅回路２３の出力パルス（第４図ｅ参照）の幅が
変化し、ローパスフイルタ２４の出力波形（第４
図ｆ参照）が本来の音声信号とは異なつた波形に
なつてしまう。すなわち、温度ドリフトにより復
調出力レベルが変わる欠点があるわけである。ま
た、検波効率を良くする為に抵抗R11、コンデン
サC11によつて決まる時定数を大きくすると、過
変調信号が到来したとき歪率が悪化する為、前述
の時定数を大きくできず、検波効率が悪い欠点が
あつた。
この発明は上記の事情に対処すべくなされたも
ので、製造上あるいは温度ドリフト等による構成
部品の特性のばらつきによつて復調出力が影響さ
れることなく、しかも検波効率を高めることがで
きるパルスカウント式FM復調回路を提供するこ
とを目的とする。
ので、製造上あるいは温度ドリフト等による構成
部品の特性のばらつきによつて復調出力が影響さ
れることなく、しかも検波効率を高めることがで
きるパルスカウント式FM復調回路を提供するこ
とを目的とする。
以下、図面を参照してこの発明の一実施例を詳
細に説明する。まず、入力端子３１に印加された
FM信号はリミツタ３２によつて十分振幅制限作
用を受けた後、差動対を成すトランジスタQ21，
Q22のベースに印加される。トランジスタQ21の
ベースに印加される信号を第６図ａに示す。トラ
ンジスタQ21，Q22に印加された信号はトランジ
スタQ22のコレクタより取り出され、エミツタホ
ロワのトランジスタQ23のベースに印加される。
また、トランジスタQ21，Q22のコレクタ間は抵
抗値の等しい抵抗R21，R22で接続され、その中点
電圧はトランジスタQ24のベースに印加されてい
る。
細に説明する。まず、入力端子３１に印加された
FM信号はリミツタ３２によつて十分振幅制限作
用を受けた後、差動対を成すトランジスタQ21，
Q22のベースに印加される。トランジスタQ21の
ベースに印加される信号を第６図ａに示す。トラ
ンジスタQ21，Q22に印加された信号はトランジ
スタQ22のコレクタより取り出され、エミツタホ
ロワのトランジスタQ23のベースに印加される。
また、トランジスタQ21，Q22のコレクタ間は抵
抗値の等しい抵抗R21，R22で接続され、その中点
電圧はトランジスタQ24のベースに印加されてい
る。
ここで、トランジスタQ21，Q22のコレクタ抵
抗R23，R24の値が等しいとすれば、抵抗R21，R22
の中点電圧（ＶA）は ＶA＝ＶCC−１／２ＩAＲA …(1) 但し、ＶCC：電源電圧 ＩA：定電流源回路３３の電流値 ＲA：抵抗R23，R24の抵抗値 トランジスタQ24のエミツタに導出される直流
電圧ＶEはトランジスタQ25，Q26のベースに印加
される。前記トランジスタQ23のエミツタに導出
されるFM信号は抵抗R25及び外付けのコンデン
サC21から成る積分回路に供給される。上記抵抗
R21，R22は等しい値に設定しているので、トラン
ジスタQ24のベース電位とトランジスタQ23のベ
ース電位とは等しく、トランジスタQ23のエミツ
タの直流電位はトランジスタQ24のエミツタ電圧
レベルと等しい。この場合、抵抗R25とコンデン
サC21との接続中点ａとトランジスタQ25，Q26の
ベース間には例えばダイオードD21，D22を逆方向
に並列接続した双方向性リミツタが挿入されてい
る。したがつて中点ａにはトランジスタQ24のエ
ミツタ電圧を中心に2VF（ＶF：ダイオードD21，
D22の順方向降下電圧）のピーク・ピーク値を有
し、抵抗R25とコンデンサC21の大きさによつて決
まる時定数τにしたがつて変化する積伏波形が得
られる。この振幅制限作用を受けた積分出力はそ
れぞれトランジスタQ25，Q26と差動対を成すト
ランジスタQ27，Q28のベースに印加される。
抗R23，R24の値が等しいとすれば、抵抗R21，R22
の中点電圧（ＶA）は ＶA＝ＶCC−１／２ＩAＲA …(1) 但し、ＶCC：電源電圧 ＩA：定電流源回路３３の電流値 ＲA：抵抗R23，R24の抵抗値 トランジスタQ24のエミツタに導出される直流
電圧ＶEはトランジスタQ25，Q26のベースに印加
される。前記トランジスタQ23のエミツタに導出
されるFM信号は抵抗R25及び外付けのコンデン
サC21から成る積分回路に供給される。上記抵抗
R21，R22は等しい値に設定しているので、トラン
ジスタQ24のベース電位とトランジスタQ23のベ
ース電位とは等しく、トランジスタQ23のエミツ
タの直流電位はトランジスタQ24のエミツタ電圧
レベルと等しい。この場合、抵抗R25とコンデン
サC21との接続中点ａとトランジスタQ25，Q26の
ベース間には例えばダイオードD21，D22を逆方向
に並列接続した双方向性リミツタが挿入されてい
る。したがつて中点ａにはトランジスタQ24のエ
ミツタ電圧を中心に2VF（ＶF：ダイオードD21，
D22の順方向降下電圧）のピーク・ピーク値を有
し、抵抗R25とコンデンサC21の大きさによつて決
まる時定数τにしたがつて変化する積伏波形が得
られる。この振幅制限作用を受けた積分出力はそ
れぞれトランジスタQ25，Q26と差動対を成すト
ランジスタQ27，Q28のベースに印加される。
トランジスタQ25，Q26のベースに印加される
直流電圧ＶE及びトランジスタQ27，Q28のベース
に印加される積分波形Saを第６図ｂに示す。
直流電圧ＶE及びトランジスタQ27，Q28のベース
に印加される積分波形Saを第６図ｂに示す。
前記トランジスタQ25，Q27の共通エミツタに
は差動対を成すトランジスタQ29，Q30の一方の
トランジスタQ29のコレクタが接続され、トラン
ジスタQ26，Q28の共通エミツタにはトランジス
タQ30のコレクタが接続されている。このトラン
ジスタQ29，Q30の共通エミツタには定電流源回
路３４が接続されている。また、トランジスタ
Q29，Q30のベースにはリミツタ３２出力が印加
されている。トランジスタQ29のベースに印加さ
れる信号を第６図ａに示す。
は差動対を成すトランジスタQ29，Q30の一方の
トランジスタQ29のコレクタが接続され、トラン
ジスタQ26，Q28の共通エミツタにはトランジス
タQ30のコレクタが接続されている。このトラン
ジスタQ29，Q30の共通エミツタには定電流源回
路３４が接続されている。また、トランジスタ
Q29，Q30のベースにはリミツタ３２出力が印加
されている。トランジスタQ29のベースに印加さ
れる信号を第６図ａに示す。
このような構成に於いては、トランジスタQ29
のベース電位がハイレベルで、トランジスタQ25
のベース電位がトランジスタQ27のベース電位よ
りも高いとき、及びトランジスタQ29のベース電
位がローレベルでトランジスタQ26のベース電位
がトランジスタQ28のベース電位より低いとき、
トランジスタQ26，Q27のコレクタ電位が高くな
り、２重平衡形差動増幅器の乗算動作により第６
図ｃに示すようなパルス信号が導出される。この
信号をパルス増幅回路３５で増幅し、ローパスフ
イルタ３６で平滑することにより出力端子３７に
アナログ化された音声信号が得られる。
のベース電位がハイレベルで、トランジスタQ25
のベース電位がトランジスタQ27のベース電位よ
りも高いとき、及びトランジスタQ29のベース電
位がローレベルでトランジスタQ26のベース電位
がトランジスタQ28のベース電位より低いとき、
トランジスタQ26，Q27のコレクタ電位が高くな
り、２重平衡形差動増幅器の乗算動作により第６
図ｃに示すようなパルス信号が導出される。この
信号をパルス増幅回路３５で増幅し、ローパスフ
イルタ３６で平滑することにより出力端子３７に
アナログ化された音声信号が得られる。
また、図中３８，３９は定電流源回路である。
ここで、第６図ｂの曲線部分の電圧をυ（ｔ）
とおき、同図ｂの実線で示す立ち上がり部を時間
的基準とすると、 さらにV1＝aVF（但しａ＞１）とおけば、 出力のパルス幅を第６図ｃに示すように（Ｔ）と
おくと、 υ（Ｔ）＝ＶF …(3) であるから が成り立つ。したがつてパルス幅（Ｔ）は Ｔ＝−τlnａ／１＋ａ …(5) ここで、ａ＝３とおけば Ｔ＝0.29τ …(6) FM入力信号の最大入力周波（）は ＝31.5kHz＋10kHz …(7) であるから、リミツタ３２によつて振幅制限され
たFM信号のパルス幅の最小値は12μsecとな
る。したがつて Ｔ＝0.29τ＜12（μsec） …(8) が成り立つように時定数を選べば入力周波数が高
くなつても忠実にFM信号を復調することができ
る。すなわち、第(5)式で判るように、パルスカウ
ント方式によるFM復調パルスのパルス幅（Ｔ）
は、ダイオード電圧VFの関数とはならず、ダイ
オード特性が変動したとしても変動しない。
とおき、同図ｂの実線で示す立ち上がり部を時間
的基準とすると、 さらにV1＝aVF（但しａ＞１）とおけば、 出力のパルス幅を第６図ｃに示すように（Ｔ）と
おくと、 υ（Ｔ）＝ＶF …(3) であるから が成り立つ。したがつてパルス幅（Ｔ）は Ｔ＝−τlnａ／１＋ａ …(5) ここで、ａ＝３とおけば Ｔ＝0.29τ …(6) FM入力信号の最大入力周波（）は ＝31.5kHz＋10kHz …(7) であるから、リミツタ３２によつて振幅制限され
たFM信号のパルス幅の最小値は12μsecとな
る。したがつて Ｔ＝0.29τ＜12（μsec） …(8) が成り立つように時定数を選べば入力周波数が高
くなつても忠実にFM信号を復調することができ
る。すなわち、第(5)式で判るように、パルスカウ
ント方式によるFM復調パルスのパルス幅（Ｔ）
は、ダイオード電圧VFの関数とはならず、ダイ
オード特性が変動したとしても変動しない。
また、上記第(2)式で変数ａを上記第(8)式を満足
するように設定することで、検波感度、すなわ
ち、検波効率を適宜所望の値に設定することがで
きる。
するように設定することで、検波感度、すなわ
ち、検波効率を適宜所望の値に設定することがで
きる。
以上詳述したこの発明によれば次のような効果
がある。回路を構成するトランジスタのＶBEやダ
イオードのＶFが製造上あるいは温度ドリフトに
よりばらついたとしても、第６図ｃに示すパルス
列の個々のパルス幅の変動が防止され、本来の音
声信号を忠実に復調することができる。
がある。回路を構成するトランジスタのＶBEやダ
イオードのＶFが製造上あるいは温度ドリフトに
よりばらついたとしても、第６図ｃに示すパルス
列の個々のパルス幅の変動が防止され、本来の音
声信号を忠実に復調することができる。
また、双方向性リミツタにより積分波の振幅を
押えている為、時定数を比較的大きく選ぶことが
でき、検波効率を高めることができる。
押えている為、時定数を比較的大きく選ぶことが
でき、検波効率を高めることができる。
なお、この発明は先の実施例に限定されるもの
ではない。例えば、双方向性リミツタとしてはダ
イオードD21，D22を用いた構成に限らず、要は積
分波の振幅を押えることができる構成のものであ
ればよい。
ではない。例えば、双方向性リミツタとしてはダ
イオードD21，D22を用いた構成に限らず、要は積
分波の振幅を押えることができる構成のものであ
ればよい。
また、第１，第２のトランジスタとしてそれぞ
れ例えばトランジスタQ25，Q27のみを用いるよ
うな構成であつてもよい。
れ例えばトランジスタQ25，Q27のみを用いるよ
うな構成であつてもよい。
このようにこの発明によれば、製造上あるいは
温度ドリフト等による構成部品の特性のばらつき
によつて復調出力が影響されることなく、しかも
検波効率を高めることができるパルスカウント式
FM復調回路を提供することができる。
温度ドリフト等による構成部品の特性のばらつき
によつて復調出力が影響されることなく、しかも
検波効率を高めることができるパルスカウント式
FM復調回路を提供することができる。
第１図はPLL式FM復調回路を示すブロツク
図、第２図は第１図の復調特性を示す特性図、第
３図は従来のパルスカウント式FM復調回路を示
す回路図、第４図ａ乃至ｆは第３図の動作を説明
する為の各部の信号波形図、第５図はこの発明に
係るパルスカウント式FM復調回路の一実施例を
示す回路図、第６図ａ乃至ｃは第５図の動作を説
明する為の各部の信号波形図である。 R25，R26…抵抗、C21…コンデンサ、D21，D22
…ダイオード、Q25乃至Q30…トランジスタ。
図、第２図は第１図の復調特性を示す特性図、第
３図は従来のパルスカウント式FM復調回路を示
す回路図、第４図ａ乃至ｆは第３図の動作を説明
する為の各部の信号波形図、第５図はこの発明に
係るパルスカウント式FM復調回路の一実施例を
示す回路図、第６図ａ乃至ｃは第５図の動作を説
明する為の各部の信号波形図である。 R25，R26…抵抗、C21…コンデンサ、D21，D22
…ダイオード、Q25乃至Q30…トランジスタ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 復調すべきFM信号が差動形態で入力され、
第１の出力端子より所定レベルに増幅した信号を
出力し、前記第１の出力端子の直流レベルに略等
しい直流電圧を出力する第２の出力端子を有する
差動増幅器と、 この差動増幅器の第１の出力端子側に接続した
積分回路と、 前記第１の出力端子側と第２の出力端子側との
間に介在接続され、前記積分回路の出力を双方向
レベルで振幅制限する双方向性リミツタと、 この双方向性リミツタの出力と復調すべきFM
信号との乗算を行ない、FM変調度に応じたパル
スを出力するFM復調パルス出力端子を有するス
イツチング手段とを少なくとも具備したことを特
徴とするパルスカウント式FM復調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18588180A JPS57109408A (en) | 1980-12-26 | 1980-12-26 | Fm demodulating circuit of pulse count system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18588180A JPS57109408A (en) | 1980-12-26 | 1980-12-26 | Fm demodulating circuit of pulse count system |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57109408A JPS57109408A (en) | 1982-07-07 |
| JPS6235283B2 true JPS6235283B2 (ja) | 1987-07-31 |
Family
ID=16178503
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18588180A Granted JPS57109408A (en) | 1980-12-26 | 1980-12-26 | Fm demodulating circuit of pulse count system |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS57109408A (ja) |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS54101651A (en) * | 1978-01-27 | 1979-08-10 | Toshiba Corp | Fm demodulator circuit |
-
1980
- 1980-12-26 JP JP18588180A patent/JPS57109408A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS54101651A (en) * | 1978-01-27 | 1979-08-10 | Toshiba Corp | Fm demodulator circuit |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS57109408A (en) | 1982-07-07 |
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