JPS62296604A - プッシュプッシュ誘電型共振発振回路 - Google Patents
プッシュプッシュ誘電型共振発振回路Info
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- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
３、発明の詳細な説明
［産業上の利用分野１
本発明は２０ないし４０ギガヘルツの周波数領域で動作
するプッシュプッシュ発振回路に関するもので、とくに
プッシュプッシュ誘電型共振発振回路に係わるものであ
る。 ［従来の技術ｌ 誘電型共振器を用いたマイクロ波装置は、低価格で温度
安定性にすぐれ、誘電率の高い材料が利用しうるために
、これまでに各種のものが開発されてきている、このよ
うな誘電率の高い材料としては、さまざまな誘電率やさ
まざまな温度係数のものをいくつかのメーカーから入手
することができる。こうした材料を使用することにより
、各種のフィルタや発振器の性能対寸法比が最大となり
、低価格でかつ量産性の高い装置を実現することが可能
となっている。このため、上記材料は周波数固定型送受
信器の各種低雑音発振器用として、他に選択の余地のな
いものとなっている。 誘電型共振発振器は、おおむね１反射型のものと帰還型
のものとに分類することができる。このうち９反射型の
誘電型共振発振器は誘電型共振器をトランジスタ （電
界効果トランジスタ等）から半波長だけずらして出力回
路と結合させるもので、従来の発振器にくらべて、すこ
ぶる良好なＦＭ雑音特性および周波数安定性を示す、し
かしながら反射型の発振器においては、負荷回路の最適
Ｑ値が得られないために、帰還型誘電型共振発振回路に
おけるような低ＦＭ雑音特性や高安定性が得られない、
こうした状態は１周波数安定特性を左右するゲート・ソ
ース回路を構成するのにＱ値の低い素子を用いているた
めに、共振器が存在することによる影響がデバイス出力
において強く現われないということによるものである。 周波数安定性が高＜ＦＭ雑音の低い回路としてはほかに
１例えば米国特許第４，５３８，５３０号等に示された
直列帰還型発振器がある。この直列帰還発振器は通常、
高利得、低雑音型の電界効果トランジスタと、この電界
効果トランジスタのゲートに接続された５０オームの成
端マイクロストリップ伝送ラインと、結合誘電型共振器
と、上記電界効果トランジスタのソースに接続された分
流リアクタンスと、該トランジスタのドレーンポートに
接続された伝送ライン等のインピーダンス変成器とから
なるものである。 このような直列帰還型発振器が動作する」二で肝要なこ
とは、電界効果トランジスタのゲート回路に誘電型共振
器を設けて、このゲート回路において、電界効果トラン
ジスタ一般に固有のきわめて低いドレーン・ゲート容量
を介して、該誘電型共振器が出力から分離されるように
することである。このようにして誘電型共振器が出力か
ら分離されることによって１発振器の出力および入力回
路間の相互作用が最小限となって、被負荷回路のＱ値が
きわめて大きな値となる。 しかしながら１周波数が２０ギガヘルツ以上となると、
精度が高くかつＱ値の大きな共振器を効果的に製造する
ことは不可能に近い、また、 ２０ギガヘルツの共振器
は直径が１ミリのオーダーとなるため、その物体として
の取扱いも大きな問題となり、Ｋａバンドの誘電型共振
発振器の設計に際しては、まったく異なった種類の困難
が生ずる。 また、現時点において入手しうるもっともすぐれた電界
効果トランジスタでさえも、その利得は２Ｂないし４０
ギガヘルツの周波数ではかろうじて許容しうる値であり
、このため、共振器の結合度を過度のものとすることが
必要となって９発振器の固有Ｑ値やスペクトル純度がそ
こなわれることとなる、
するプッシュプッシュ発振回路に関するもので、とくに
プッシュプッシュ誘電型共振発振回路に係わるものであ
る。 ［従来の技術ｌ 誘電型共振器を用いたマイクロ波装置は、低価格で温度
安定性にすぐれ、誘電率の高い材料が利用しうるために
、これまでに各種のものが開発されてきている、このよ
うな誘電率の高い材料としては、さまざまな誘電率やさ
まざまな温度係数のものをいくつかのメーカーから入手
することができる。こうした材料を使用することにより
、各種のフィルタや発振器の性能対寸法比が最大となり
、低価格でかつ量産性の高い装置を実現することが可能
となっている。このため、上記材料は周波数固定型送受
信器の各種低雑音発振器用として、他に選択の余地のな
いものとなっている。 誘電型共振発振器は、おおむね１反射型のものと帰還型
のものとに分類することができる。このうち９反射型の
誘電型共振発振器は誘電型共振器をトランジスタ （電
界効果トランジスタ等）から半波長だけずらして出力回
路と結合させるもので、従来の発振器にくらべて、すこ
ぶる良好なＦＭ雑音特性および周波数安定性を示す、し
かしながら反射型の発振器においては、負荷回路の最適
Ｑ値が得られないために、帰還型誘電型共振発振回路に
おけるような低ＦＭ雑音特性や高安定性が得られない、
こうした状態は１周波数安定特性を左右するゲート・ソ
ース回路を構成するのにＱ値の低い素子を用いているた
めに、共振器が存在することによる影響がデバイス出力
において強く現われないということによるものである。 周波数安定性が高＜ＦＭ雑音の低い回路としてはほかに
１例えば米国特許第４，５３８，５３０号等に示された
直列帰還型発振器がある。この直列帰還発振器は通常、
高利得、低雑音型の電界効果トランジスタと、この電界
効果トランジスタのゲートに接続された５０オームの成
端マイクロストリップ伝送ラインと、結合誘電型共振器
と、上記電界効果トランジスタのソースに接続された分
流リアクタンスと、該トランジスタのドレーンポートに
接続された伝送ライン等のインピーダンス変成器とから
なるものである。 このような直列帰還型発振器が動作する」二で肝要なこ
とは、電界効果トランジスタのゲート回路に誘電型共振
器を設けて、このゲート回路において、電界効果トラン
ジスタ一般に固有のきわめて低いドレーン・ゲート容量
を介して、該誘電型共振器が出力から分離されるように
することである。このようにして誘電型共振器が出力か
ら分離されることによって１発振器の出力および入力回
路間の相互作用が最小限となって、被負荷回路のＱ値が
きわめて大きな値となる。 しかしながら１周波数が２０ギガヘルツ以上となると、
精度が高くかつＱ値の大きな共振器を効果的に製造する
ことは不可能に近い、また、 ２０ギガヘルツの共振器
は直径が１ミリのオーダーとなるため、その物体として
の取扱いも大きな問題となり、Ｋａバンドの誘電型共振
発振器の設計に際しては、まったく異なった種類の困難
が生ずる。 また、現時点において入手しうるもっともすぐれた電界
効果トランジスタでさえも、その利得は２Ｂないし４０
ギガヘルツの周波数ではかろうじて許容しうる値であり
、このため、共振器の結合度を過度のものとすることが
必要となって９発振器の固有Ｑ値やスペクトル純度がそ
こなわれることとなる、
【発明が解決しようとする問題点＝発明の目的１かくで
本発明の目的は、プッシュプッシュ発振器構成を用いて
Ｋａバンドの周波数領域で動作する。誘電型共振発振回
路を提供することにある。 本発明の第２の目的は、動作周波数の偶数次の高調波を
所望の周波数として用いる誘電型共振発振回路を提供す
ることにある。 【問題点を解決しようとするための手段］このような目
的を達成すべく本発明は、におよびＫａバンドで動作す
るプッシュプッシュ広帯域誘電型共振発振回路を２個の
発振回路により構成して、これらの発振回路を同一の基
本周波数で動作させ、さらに上記２個の発振回路間には
誘電型共振器を用いて逆位相関係を維持して、該逆位相
関係を有する２個の発振回路の出力周波数をたがいにベ
クトル的に合成して９個々の誘電型共振発振回路の各々
の基本動作周波数の２倍の出力周波数を得ることにより
、所望の周波数を得るようにした誘電型共振発振回路を
提供するものである。 ［実施例１ 以下９図面を参照して本発明の詳細な説明する。 まず第１図において９本発明によるプッシュプッシュ誘
電型共振発振回路ｌＯは、同一の基本周波数で動作し、
かったがいに１８０度の逆位相関係を維持するように設
計した２個の発振回路１．３を有する。これら発振回路
１．３の各々は成端伝送ライン７を有し、該伝送ライン
７は動作周波数ｆＯの信号に５０オームのインピーダン
スを与えるようにその長さが選定されている。この伝送
ライン７の一端は５０オームの抵抗９を介して接地され
、他端は電界効果トランジスタ１３のゲート１１に接続
されている。伝送ライン７および前記抵抗９は誘電型共
振器とあいまって、０ｇで表わされる度数の電気長を有
すφグー１マフチング回路を構成している。この電気長
は図中１寸法線Ｇで示しである。さらに、各電界効果ト
ランジスタ１３のソースには第２の伝送ラブン１７が接
続されて、θＳで表わされる度数の電気長を有するソー
スマツチング回路を構成して、ソースマツチングを行な
うようにする。なお、上記電気長θ９は、前記第１の発
振回路ｌの発振周波数が前記第２の発振回路３の発振周
波数と逆位相関係にあることを保証することによって、
前記誘電型共振器５の発振回路１．３に対する関係を画
定するものであり、これにより、当該プッシュプッシュ
誘電型共振回路が該発振回路１．３の発振動作を保証す
ることが可能となる。 上記発振回路１．３の各々の出力は信号結合回路１５に
印加され、この信号結合回路１５において発振回路１．
３の各出力周波数がたがいにベクトル的に結合されるた
め、前記動作周波数ｆ、の奇数次の高調波が打ち消され
て偶数次の、高調波のみが残され、第１図の構成の場合
、その第２高調波の周波数２ｆ、は所望の動作周波数ｄ
ｆ、にひとしい、上記動作は、１００オームの伝送ライ
ン２１からなるインピーダンスマツチング回路を第１の
電界効果トランジスタ１３の出力ないしドレーンに接続
し、かつ同じ＜１００オームＱ伝送ライン２３からなる
インピーダンスマツチング回路を第２の電界効果トラン
ジスタ１３の出力ないしドレーンに接続することにより
行なわれる。これら２木の伝送ライン２１．２３は上記
動作周波数ｆＯにおける２分の１波長（入／２）の長さ
を有し、第３の伝送ライン２５の入力に結合され、この
第３の伝送ライン２５の出力から前記所望の動作周波数
ｄｆ、が得られることとなる。 ＤＣバイアスは、当該回路をフィルタ回路を介、して図
示の端子３７の電源電圧ＶＤＤに接続することにより得
られ、このフィルタ回路は、接地されたキャパシタ３９
と、伝送ライン４１とからなり、この伝送ライン４１は
、第１図に示す構成の場合、その長さを４分の１波長（
λ／４）となるように設定することによって、前記動作
周波数ｆ、の第２高調波に対して同調するようにしであ
る。さらにバイアス用伝送ライン４３が各電界効果トラ
ンジスタ１３のソースと接地との間に接続され、これら
が電源電圧源に接続されることにより、ＤＣバイアス回
路が完成されることとなる。 この２第已図に示すプッシュプッシュ誘電型共振発振回
路ｌＯはこれをモノリシック構成の回路とすることが可
能であり、第１図における、断面線ｊ３７．ＩＩに沿う
その断面竺成を第２図に示す９．図示のように、前記伝
送ライン７の各々と誘電型共振器５との間は磁束線３３
．３５によりたがＩ＋Ｘ、４．３磁気的に結合されてい
る０図示の回路素子は、前記電界効果トランジスタ１３
および伝送ライン７．１？。 ２１、２３．２５．４．３などとともに、基板３１上に
装着ないし被着されているものである。 第３図は第１図に示した実施例の変形例を示すもので、
同図において、前記、伝送ライン１７は、その動４周波
数におけ、る長さを４分の１波長（入／４）延長して接
地されている。これにより、前述の第１の実施例におい
て本来は伝送ライン４３により得ていチ″イアス動作を
得るようにしている・本発明の実施例においてはさらに
、前記伝送ライン４１の代りにチョークコイル４５を用
いてフィルタ回路を構成することも可能である。このよ
うな構成とした回路が動作することにより、奇数次の高
調波が打ち消されて、残存する周波数成分が前記動作周
波数ｆ、の偶数次高調波となることとなる。また第１の
実施例においては２ｆ、をもって所望の動作周波数ｄｆ
ｏとしたが、さきに従来の技術に関する説明において述
べたように９周波数が高くなるに従って誘電型共振器５
の寸法は小さくなる。したがって周波数がきわめて高い
場合には、偶数次の高調波のうちただ一種のみを分離抽
出して、動作周波数に対する第２次の高調波以外の所望
の高調波を選択するように構成するのが有利である。こ
のような構成は図示のように帯域通過フィルタ４７を用
いることによって容易に実現することができる。 下表は電気長θ３を３０°とするソースマツチング回路
および電気長θ９を１０８°とするゲートマツチング回
路の各種誘電型共振器について、基本周波数および基本
周波数の第２高調波としだ場合における共振器の直径を
その厚みと比較した例を示すものである。 θ５＝３０” 共振器の誘電率：Ｅｒ＝３８、
θ９ ＝ １０８” 周波数： ＧＨｚ【
発明の効果】 以上に述べたように２本発明はＫおよびＫａバンドで動
作するプッシュプッシュ広帯域誘電型共振発振回路ｌＯ
を２個の発振回路１．３を有し。 これら発振回路１．３を同一の基本周波数で動作させ、
ｙらに上記２個の発振回路１．３間には誘電型共振器５
を用いて逆位相関係を維持して、該逆位相関係を有する
２個の発振回路１．３の出力周波数をたがいにベクトル
的に合成し て９個々の誘電型共振発振回路の各々の基本動作周波数
の２倍の出力周波数を得ることにより、所望の周波数を
得るようにしたので、プッシュプッシュ発振器構成を用
いてＫａバンドの周波数領域で動作するとと゛も１．動
作周波数の偶数次の高調波を所望の周波数として用いる
誘電型”共振発振回路を、効果的に実現することができ
るという効果がある。 以上の説明に関連してさらに以下の項を開示する。 （１）ｉｌの周波数′および第１′の位相を有する第１
の′信号を生成する第ｉの発振器手段（１）と。 前記ｉｌの周波数および第°２の位相を有する第２の信
号を生成するＮＳ２の発振器手段（３）と。 前記第１の信号および第２の信号間に逆位相関係を維□
持するための共振器手段（５）と。 該第１および第２の信号をたがいにベクトル的に結合し
て第２の周波数を有する出力信号を得るための信号結合
手段（１５）とからなり。 前記第１および第２の発振器手段（１，３）はそれぞれ
、ゲート、ドレーンおよびソースを有する電界効果トラ
ンジスタ（１３，１３）を含む電界効果トランジスタ回
路と、前記第１の周波数を基本周波数として共振するよ
うに同調され前記電界′効果トランジスタのゲートに接
続された共振回路（７／９．７／９）と、前記電界効果
トランジスタのソースに接続されて前記第１の周波数で
インピーダンスマツチングを行なうようにした回路（１
７／４３．１７／４３）と、前記電界効果トランジスタ
のドレーンに接続されて該第１の周波数でインピーダン
スマツチングを行なうようにした出力回路 （３９，４
１）とから゛なることを特徴とするプッ”シュブツシュ
誘電型共振発振回路。 （２）前記共振回路（７／９．７／９）は。 第１および第２の成端回路（９，９）と。 第１の長さを有し、一端が前記電界効果トランジスタ
（１３，１３）のうち第１の電界効果トランジスタのゲ
ートに、他端が前記第１の成端回路（９）と接続された
第１の伝送ライン（７）と。 第１の長さを有し、一端が前記電界効果トランジスタ
（１３，１３）のうち第２の電界効果トランジスタのゲ
ートに、他端が前記第２の成端回路（９）と接続され、
前記第１の伝送ラインに対して所定の位置関係をもって
配置された第２の伝送ライン（７）と。 前記第１および第２の伝送ライン間の磁気エネルギを結
合するための誘電型共振器手段（５）とからなるように
した前記第１項に記載のプッシュプッシュ誘電型共振発
振回路。 （３）前記誘電型共振器手段（５）はさらに前記第１の
１発振器手段と前記第２の発振器手段との間に逆位相関
係を維持するようにした前記第２項に記載のプッシュプ
ッシュ誘電型共振発振回路。 （４）前記信号結合手段は。 前記第１の周波数の半波長にひとしい長さを有し、それ
ぞれの一端がたがいに接続されるとともに他端が前記第
１の発振器手段および第２の発振器手段の前記電界効果
トランジスタ （１３，１３）のドレーンに接続された
第１および第２の伝送ライン（２１，２３）と。 これら第１および第２の伝送ライン（２１゜２３）の接
続点に一端が接続され、前記出力回路（３９，４１）に
他端が接続された第３の伝送ライン（２５）とからなる
ようにした前記第１項１こ記載のプッシュプッシュ誘電
型共振発振回路゛。 以上１本発明の実施例につき記載してきたが９本発明に
よるプッシュプッシュ誘電型共振発振回路は、記載の実
施例に対して適宜追加ないし変更を行なって実施しても
よいことはいうまでもない。
本発明の目的は、プッシュプッシュ発振器構成を用いて
Ｋａバンドの周波数領域で動作する。誘電型共振発振回
路を提供することにある。 本発明の第２の目的は、動作周波数の偶数次の高調波を
所望の周波数として用いる誘電型共振発振回路を提供す
ることにある。 【問題点を解決しようとするための手段］このような目
的を達成すべく本発明は、におよびＫａバンドで動作す
るプッシュプッシュ広帯域誘電型共振発振回路を２個の
発振回路により構成して、これらの発振回路を同一の基
本周波数で動作させ、さらに上記２個の発振回路間には
誘電型共振器を用いて逆位相関係を維持して、該逆位相
関係を有する２個の発振回路の出力周波数をたがいにベ
クトル的に合成して９個々の誘電型共振発振回路の各々
の基本動作周波数の２倍の出力周波数を得ることにより
、所望の周波数を得るようにした誘電型共振発振回路を
提供するものである。 ［実施例１ 以下９図面を参照して本発明の詳細な説明する。 まず第１図において９本発明によるプッシュプッシュ誘
電型共振発振回路ｌＯは、同一の基本周波数で動作し、
かったがいに１８０度の逆位相関係を維持するように設
計した２個の発振回路１．３を有する。これら発振回路
１．３の各々は成端伝送ライン７を有し、該伝送ライン
７は動作周波数ｆＯの信号に５０オームのインピーダン
スを与えるようにその長さが選定されている。この伝送
ライン７の一端は５０オームの抵抗９を介して接地され
、他端は電界効果トランジスタ１３のゲート１１に接続
されている。伝送ライン７および前記抵抗９は誘電型共
振器とあいまって、０ｇで表わされる度数の電気長を有
すφグー１マフチング回路を構成している。この電気長
は図中１寸法線Ｇで示しである。さらに、各電界効果ト
ランジスタ１３のソースには第２の伝送ラブン１７が接
続されて、θＳで表わされる度数の電気長を有するソー
スマツチング回路を構成して、ソースマツチングを行な
うようにする。なお、上記電気長θ９は、前記第１の発
振回路ｌの発振周波数が前記第２の発振回路３の発振周
波数と逆位相関係にあることを保証することによって、
前記誘電型共振器５の発振回路１．３に対する関係を画
定するものであり、これにより、当該プッシュプッシュ
誘電型共振回路が該発振回路１．３の発振動作を保証す
ることが可能となる。 上記発振回路１．３の各々の出力は信号結合回路１５に
印加され、この信号結合回路１５において発振回路１．
３の各出力周波数がたがいにベクトル的に結合されるた
め、前記動作周波数ｆ、の奇数次の高調波が打ち消され
て偶数次の、高調波のみが残され、第１図の構成の場合
、その第２高調波の周波数２ｆ、は所望の動作周波数ｄ
ｆ、にひとしい、上記動作は、１００オームの伝送ライ
ン２１からなるインピーダンスマツチング回路を第１の
電界効果トランジスタ１３の出力ないしドレーンに接続
し、かつ同じ＜１００オームＱ伝送ライン２３からなる
インピーダンスマツチング回路を第２の電界効果トラン
ジスタ１３の出力ないしドレーンに接続することにより
行なわれる。これら２木の伝送ライン２１．２３は上記
動作周波数ｆＯにおける２分の１波長（入／２）の長さ
を有し、第３の伝送ライン２５の入力に結合され、この
第３の伝送ライン２５の出力から前記所望の動作周波数
ｄｆ、が得られることとなる。 ＤＣバイアスは、当該回路をフィルタ回路を介、して図
示の端子３７の電源電圧ＶＤＤに接続することにより得
られ、このフィルタ回路は、接地されたキャパシタ３９
と、伝送ライン４１とからなり、この伝送ライン４１は
、第１図に示す構成の場合、その長さを４分の１波長（
λ／４）となるように設定することによって、前記動作
周波数ｆ、の第２高調波に対して同調するようにしであ
る。さらにバイアス用伝送ライン４３が各電界効果トラ
ンジスタ１３のソースと接地との間に接続され、これら
が電源電圧源に接続されることにより、ＤＣバイアス回
路が完成されることとなる。 この２第已図に示すプッシュプッシュ誘電型共振発振回
路ｌＯはこれをモノリシック構成の回路とすることが可
能であり、第１図における、断面線ｊ３７．ＩＩに沿う
その断面竺成を第２図に示す９．図示のように、前記伝
送ライン７の各々と誘電型共振器５との間は磁束線３３
．３５によりたがＩ＋Ｘ、４．３磁気的に結合されてい
る０図示の回路素子は、前記電界効果トランジスタ１３
および伝送ライン７．１？。 ２１、２３．２５．４．３などとともに、基板３１上に
装着ないし被着されているものである。 第３図は第１図に示した実施例の変形例を示すもので、
同図において、前記、伝送ライン１７は、その動４周波
数におけ、る長さを４分の１波長（入／４）延長して接
地されている。これにより、前述の第１の実施例におい
て本来は伝送ライン４３により得ていチ″イアス動作を
得るようにしている・本発明の実施例においてはさらに
、前記伝送ライン４１の代りにチョークコイル４５を用
いてフィルタ回路を構成することも可能である。このよ
うな構成とした回路が動作することにより、奇数次の高
調波が打ち消されて、残存する周波数成分が前記動作周
波数ｆ、の偶数次高調波となることとなる。また第１の
実施例においては２ｆ、をもって所望の動作周波数ｄｆ
ｏとしたが、さきに従来の技術に関する説明において述
べたように９周波数が高くなるに従って誘電型共振器５
の寸法は小さくなる。したがって周波数がきわめて高い
場合には、偶数次の高調波のうちただ一種のみを分離抽
出して、動作周波数に対する第２次の高調波以外の所望
の高調波を選択するように構成するのが有利である。こ
のような構成は図示のように帯域通過フィルタ４７を用
いることによって容易に実現することができる。 下表は電気長θ３を３０°とするソースマツチング回路
および電気長θ９を１０８°とするゲートマツチング回
路の各種誘電型共振器について、基本周波数および基本
周波数の第２高調波としだ場合における共振器の直径を
その厚みと比較した例を示すものである。 θ５＝３０” 共振器の誘電率：Ｅｒ＝３８、
θ９ ＝ １０８” 周波数： ＧＨｚ【
発明の効果】 以上に述べたように２本発明はＫおよびＫａバンドで動
作するプッシュプッシュ広帯域誘電型共振発振回路ｌＯ
を２個の発振回路１．３を有し。 これら発振回路１．３を同一の基本周波数で動作させ、
ｙらに上記２個の発振回路１．３間には誘電型共振器５
を用いて逆位相関係を維持して、該逆位相関係を有する
２個の発振回路１．３の出力周波数をたがいにベクトル
的に合成し て９個々の誘電型共振発振回路の各々の基本動作周波数
の２倍の出力周波数を得ることにより、所望の周波数を
得るようにしたので、プッシュプッシュ発振器構成を用
いてＫａバンドの周波数領域で動作するとと゛も１．動
作周波数の偶数次の高調波を所望の周波数として用いる
誘電型”共振発振回路を、効果的に実現することができ
るという効果がある。 以上の説明に関連してさらに以下の項を開示する。 （１）ｉｌの周波数′および第１′の位相を有する第１
の′信号を生成する第ｉの発振器手段（１）と。 前記ｉｌの周波数および第°２の位相を有する第２の信
号を生成するＮＳ２の発振器手段（３）と。 前記第１の信号および第２の信号間に逆位相関係を維□
持するための共振器手段（５）と。 該第１および第２の信号をたがいにベクトル的に結合し
て第２の周波数を有する出力信号を得るための信号結合
手段（１５）とからなり。 前記第１および第２の発振器手段（１，３）はそれぞれ
、ゲート、ドレーンおよびソースを有する電界効果トラ
ンジスタ（１３，１３）を含む電界効果トランジスタ回
路と、前記第１の周波数を基本周波数として共振するよ
うに同調され前記電界′効果トランジスタのゲートに接
続された共振回路（７／９．７／９）と、前記電界効果
トランジスタのソースに接続されて前記第１の周波数で
インピーダンスマツチングを行なうようにした回路（１
７／４３．１７／４３）と、前記電界効果トランジスタ
のドレーンに接続されて該第１の周波数でインピーダン
スマツチングを行なうようにした出力回路 （３９，４
１）とから゛なることを特徴とするプッ”シュブツシュ
誘電型共振発振回路。 （２）前記共振回路（７／９．７／９）は。 第１および第２の成端回路（９，９）と。 第１の長さを有し、一端が前記電界効果トランジスタ
（１３，１３）のうち第１の電界効果トランジスタのゲ
ートに、他端が前記第１の成端回路（９）と接続された
第１の伝送ライン（７）と。 第１の長さを有し、一端が前記電界効果トランジスタ
（１３，１３）のうち第２の電界効果トランジスタのゲ
ートに、他端が前記第２の成端回路（９）と接続され、
前記第１の伝送ラインに対して所定の位置関係をもって
配置された第２の伝送ライン（７）と。 前記第１および第２の伝送ライン間の磁気エネルギを結
合するための誘電型共振器手段（５）とからなるように
した前記第１項に記載のプッシュプッシュ誘電型共振発
振回路。 （３）前記誘電型共振器手段（５）はさらに前記第１の
１発振器手段と前記第２の発振器手段との間に逆位相関
係を維持するようにした前記第２項に記載のプッシュプ
ッシュ誘電型共振発振回路。 （４）前記信号結合手段は。 前記第１の周波数の半波長にひとしい長さを有し、それ
ぞれの一端がたがいに接続されるとともに他端が前記第
１の発振器手段および第２の発振器手段の前記電界効果
トランジスタ （１３，１３）のドレーンに接続された
第１および第２の伝送ライン（２１，２３）と。 これら第１および第２の伝送ライン（２１゜２３）の接
続点に一端が接続され、前記出力回路（３９，４１）に
他端が接続された第３の伝送ライン（２５）とからなる
ようにした前記第１項１こ記載のプッシュプッシュ誘電
型共振発振回路゛。 以上１本発明の実施例につき記載してきたが９本発明に
よるプッシュプッシュ誘電型共振発振回路は、記載の実
施例に対して適宜追加ないし変更を行なって実施しても
よいことはいうまでもない。
第１図は本発明によるプッシュプッシュ誘電型共振発振
回路の一実施例を示す概略回路図であす、第２図は第１
図における断面線１１− ＩＩに沿う概略断面図で、第
１図に示すプッシュプッシュ誘電型共振発振回路をモノ
リシック構成とした場合の断面構造を示すものであり、
第３図は本発明による誘電型共振発振回路の他の実施例
を示すもので、第１図に示した実施例におけるＤＣバイ
アス方式の変形例を用いた共振発振回路を示す概略回路
図である。 １．３．、、発振器。 ５、、、、、誘電型共振器・、 ・７
、１７．２１．２３．２５．４１．４３ ・
１００．伝送ライン。 １０、、、、、プッシュプッシュ誘電型共振発振回路。 １３、、、、、電界効果トランジスタ。 １５、、、、、信号結合回路。 ３１、、、、、基板。 ３３、３５． 、 、磁束線。 ３９／４１． 、 、フィルタ回路。 ４５・・・・、チョークコイル。 ４７、、、、、帯域通過フィルタ。 出願人 テキサスインスッルメンツインコーポレ
イテッド
回路の一実施例を示す概略回路図であす、第２図は第１
図における断面線１１− ＩＩに沿う概略断面図で、第
１図に示すプッシュプッシュ誘電型共振発振回路をモノ
リシック構成とした場合の断面構造を示すものであり、
第３図は本発明による誘電型共振発振回路の他の実施例
を示すもので、第１図に示した実施例におけるＤＣバイ
アス方式の変形例を用いた共振発振回路を示す概略回路
図である。 １．３．、、発振器。 ５、、、、、誘電型共振器・、 ・７
、１７．２１．２３．２５．４１．４３ ・
１００．伝送ライン。 １０、、、、、プッシュプッシュ誘電型共振発振回路。 １３、、、、、電界効果トランジスタ。 １５、、、、、信号結合回路。 ３１、、、、、基板。 ３３、３５． 、 、磁束線。 ３９／４１． 、 、フィルタ回路。 ４５・・・・、チョークコイル。 ４７、、、、、帯域通過フィルタ。 出願人 テキサスインスッルメンツインコーポレ
イテッド
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 第１の周波数および第１の位相を有する第１の信号を
生成する第１の発振器手段と、 前記第１の周波数および第２の位相を有する第２の信号
を生成する第２の発振器手段と、前記第１の信号および
第２の信号間に逆位相関係を維持するための共振器手段
と、 該第１および第２の信号をたがいにベクトル的に結合し
て第２の周波数を有する出力信号を得るための信号結合
手段とからなり、 前記第１および第２の発振器手段はそれぞ れ、ゲート、ドレーンおよびソースを有する電界効果ト
ランジスタを含む電界効果トランジスタ回路と、前記第
１の周波数を基本周波数として共振するように同調され
前記電界効果トランジスタのゲートに接続された共振回
路と、前記電界効果トランジスタのソースに接続されて
前記第１の周波数でインピーダンスマッチングを行なう
ようにした回路と、前記電界効果トランジスタのドレー
ンに接続されて該第１の周波数でインピーダンスマッチ
ングを行なうようにした出力回路とからなることを特徴
とするプッシュプッシュ誘電型共振発振回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US86784386A | 1986-05-27 | 1986-05-27 | |
| US867843 | 1992-04-13 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62296604A true JPS62296604A (ja) | 1987-12-23 |
Family
ID=25350570
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13103287A Pending JPS62296604A (ja) | 1986-05-27 | 1987-05-27 | プッシュプッシュ誘電型共振発振回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0247749A3 (ja) |
| JP (1) | JPS62296604A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012138675A (ja) * | 2010-12-24 | 2012-07-19 | Mitsubishi Electric Corp | 高周波発振器 |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE4013181A1 (de) * | 1990-04-25 | 1991-10-31 | Kontron Elektronik | Hochfrequenzoszillator |
| US5250910A (en) * | 1991-08-12 | 1993-10-05 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Push-push oscillator having in-phase and anti-phase output combining circuits |
| FR2795887B1 (fr) | 1999-07-01 | 2001-10-05 | Cit Alcatel | Oscillateur hyperfrequence a resonateur dielectrique |
| CN110380688B (zh) * | 2018-04-12 | 2022-10-21 | 南京理工大学 | 基于微带差分带通滤波器的推-推型振荡器 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2600215B1 (fr) * | 1986-06-13 | 1988-08-19 | Thomson Csf | Oscillateur doubleur de frequence, fonctionnant en hyperfrequences |
-
1987
- 1987-05-07 EP EP87304083A patent/EP0247749A3/en not_active Withdrawn
- 1987-05-27 JP JP13103287A patent/JPS62296604A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012138675A (ja) * | 2010-12-24 | 2012-07-19 | Mitsubishi Electric Corp | 高周波発振器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0247749A2 (en) | 1987-12-02 |
| EP0247749A3 (en) | 1989-03-29 |
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