JPS62250706A - 可変減衰器 - Google Patents
可変減衰器Info
- Publication number
- JPS62250706A JPS62250706A JP62091859A JP9185987A JPS62250706A JP S62250706 A JPS62250706 A JP S62250706A JP 62091859 A JP62091859 A JP 62091859A JP 9185987 A JP9185987 A JP 9185987A JP S62250706 A JPS62250706 A JP S62250706A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- resistor
- common mode
- variable attenuator
- operational amplifier
- Prior art date
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- Granted
Links
- 238000013016 damping Methods 0.000 description 7
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 2
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/02—Manually-operated control
- H03G3/04—Manually-operated control in untuned amplifiers
- H03G3/10—Manually-operated control in untuned amplifiers having semiconductor devices
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G1/00—Details of arrangements for controlling amplification
- H03G1/0005—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal
- H03G1/0017—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal the device being at least one of the amplifying solid state elements of the amplifier
- H03G1/0023—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal the device being at least one of the amplifying solid state elements of the amplifier in emitter-coupled or cascode amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/24—Frequency-independent attenuators
Landscapes
- Networks Using Active Elements (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は減衰器、特に遠隔制御信号により連続的に又は
複数の予定値に減衰比が選択可能な可変減衰器に関する
。
複数の予定値に減衰比が選択可能な可変減衰器に関する
。
電子機器、特に広範囲の入力信号を扱う電子計測器にあ
っては、減衰器は増幅器と共に信号路中に挿入される最
も一般的な回路であると言える。
っては、減衰器は増幅器と共に信号路中に挿入される最
も一般的な回路であると言える。
歴史的に見ると、この減衰器は機械的に作動される複数
のスイッチ又はリレー（継電器）と抵抗、コンデンサ等
の受動電気回路素子とを組合せて構成していた。このエ
レクトロ・メカニカル減衰器は正しく保守する限りＤＣ
乃至高周波の広帯域信号に対して優れた減衰特性を与え
てくれるが、減衰比が固定であること、切換動作が遅い
、比較的高価であり、また大型であり、更に疲労、衝撃
、はこりに弱く信頼性を欠くという欠点があった。
のスイッチ又はリレー（継電器）と抵抗、コンデンサ等
の受動電気回路素子とを組合せて構成していた。このエ
レクトロ・メカニカル減衰器は正しく保守する限りＤＣ
乃至高周波の広帯域信号に対して優れた減衰特性を与え
てくれるが、減衰比が固定であること、切換動作が遅い
、比較的高価であり、また大型であり、更に疲労、衝撃
、はこりに弱く信頼性を欠くという欠点があった。
機械的スイッチをバイポーラ或は電界効果トランジスタ
等を使用する電子スイッチに置き喚えてプログラム可能
なステップ減衰器が開発された。
等を使用する電子スイッチに置き喚えてプログラム可能
なステップ減衰器が開発された。
この型式の例として、本件特許出願人の出願に係る米国
特許第４，１２１，１８３号及び第４，５２３．１６１
号等がある。
特許第４，１２１，１８３号及び第４，５２３．１６１
号等がある。
半導体及び混成集積回路技術の進歩により、小型軽咀に
して低消費電力、高性能且つ高信頼性のプログラム可能
な電子機器が可能となった。これらプロゲラｌ、可能な
機器は遠隔スイッチング、電子作動、高速応答且つ可変
減衰比の減衰器を必要とする。
して低消費電力、高性能且つ高信頼性のプログラム可能
な電子機器が可能となった。これらプロゲラｌ、可能な
機器は遠隔スイッチング、電子作動、高速応答且つ可変
減衰比の減衰器を必要とする。
本発明の可変減衰器によると、ＩＣ（集積回路）差動増
幅器を含む主電流路に、そのコモンモード（バイアス）
電流の一部を分流する１対の演算増幅器と可変抵抗器を
含む副電流路を付加し、１対のクリティカル回路接続点
のバイアス電圧を安定化し、可変抵抗器の値に応じて１
対の出力ポートから出る出力電流を増減させ、これによ
り高精度の遠隔的にスイッチング作動される減衰器を得
る。
幅器を含む主電流路に、そのコモンモード（バイアス）
電流の一部を分流する１対の演算増幅器と可変抵抗器を
含む副電流路を付加し、１対のクリティカル回路接続点
のバイアス電圧を安定化し、可変抵抗器の値に応じて１
対の出力ポートから出る出力電流を増減させ、これによ
り高精度の遠隔的にスイッチング作動される減衰器を得
る。
図示の如く、本発明の可変減衰器の一実施例はベース間
に差動入力信号Ｖｉが印加されたエミッタ結合トランジ
スタ対Ｑ、−Ｑ、と、ベース接地型の２対のエミッタ結
合トランジスタＱ、−Ｑ。
に差動入力信号Ｖｉが印加されたエミッタ結合トランジ
スタ対Ｑ、−Ｑ、と、ベース接地型の２対のエミッタ結
合トランジスタＱ、−Ｑ。
及びＱｓ Ｑ＆とを有し、差動出力信号Ｖｏを出力す
る広帯域カスコード増幅器を構成する。
る広帯域カスコード増幅器を構成する。
先ず、下側のトランジスタＱ＋ Ｑｔにつき説明する
。Ｑ、−Ｑ、のエミッタは抵抗器００）を介して相互接
続されると共に、夫々電流源ａｓ、ａａを介して電源−
■にも接続される。各型？＆ ’ＪＢ Ｑａ及びＯａは
回路動作に必要なコモンモードのバイアス電流ＩＣＨの
半分ＩＣＭ／２を流す。Ｑ、のベースは入力端子ＯＱに
接続すると共にバイアス抵抗１ｉｉＱｌを介して接地し
、一方Ｑ２のベースは入力端子（至）に接続すると共に
バイアス抵抗器（２２）を介して接地する。
。Ｑ、−Ｑ、のエミッタは抵抗器００）を介して相互接
続されると共に、夫々電流源ａｓ、ａａを介して電源−
■にも接続される。各型？＆ ’ＪＢ Ｑａ及びＯａは
回路動作に必要なコモンモードのバイアス電流ＩＣＨの
半分ＩＣＭ／２を流す。Ｑ、のベースは入力端子ＯＱに
接続すると共にバイアス抵抗１ｉｉＱｌを介して接地し
、一方Ｑ２のベースは入力端子（至）に接続すると共に
バイアス抵抗器（２２）を介して接地する。
差動入力信号Ｖｉは両入力端子０１１− Ｉ２１間に印
加され、エミッタ抵抗器Ｏ１両端間の電圧をその抵抗値
で除して信号電流１１が得られる。この信号電流はＱ、
−Ｑ、のコレクタでコモンモードのバイアス電流ＩＣ１
１と代数的に加算される。
加され、エミッタ抵抗器Ｏ１両端間の電圧をその抵抗値
で除して信号電流１１が得られる。この信号電流はＱ、
−Ｑ、のコレクタでコモンモードのバイアス電流ＩＣ１
１と代数的に加算される。
デバイスの極性と電圧、及び電流の方向を図中に示して
本発明の好適実施例の理解の助けに供する。
本発明の好適実施例の理解の助けに供する。
次に、上側のＱ３ Ｑａのエミッタは直結してＱｌの
コレクタに接続し、他方Ｑｓ Ｑｂのエミッタも直結
してＱｔのコレクタに接続する。Ｑ３−Ｑ、のベースに
は共に分圧器（３０）及び（３２）からの適当な基準電
位ｖｂを印加し、他方Ｑ ａ Ｑ ｓのベースは演算
増幅器Ｕ２の出力に接続する。このＵ２については後述
する。外側トランジスタＱ。
コレクタに接続し、他方Ｑｓ Ｑｂのエミッタも直結
してＱｔのコレクタに接続する。Ｑ３−Ｑ、のベースに
は共に分圧器（３０）及び（３２）からの適当な基準電
位ｖｂを印加し、他方Ｑ ａ Ｑ ｓのベースは演算
増幅器Ｕ２の出力に接続する。このＵ２については後述
する。外側トランジスタＱ。
Ｑｂのコレクタは夫々出力端子（４０） −（４２）に
接続されると共に、両コレクタ間に負荷抵抗回路網（４
４） −（４６） −（４８） −（５０）が接続され
、両端間に差動出力電圧信号Ｖｏを生じる。内側トラン
ジスタＱ、−Ｑ、のコレクタは一端が負荷抵抗器（４Ｂ
） −（５０）の中点に接続された抵抗器（６０）の他
端に接続される。抵抗器（４８） −（５０）は共に等
しい抵抗値２ＲＬを有する。抵抗器（６０）は選択可能
な抵抗イ１σＲを有し、この減衰器の減衰比にはＫ ＝
Ｒ／ （Ｒ＋ ｌ？Ｌ）で表わされる。この詳細は後
述する。
接続されると共に、両コレクタ間に負荷抵抗回路網（４
４） −（４６） −（４８） −（５０）が接続され
、両端間に差動出力電圧信号Ｖｏを生じる。内側トラン
ジスタＱ、−Ｑ、のコレクタは一端が負荷抵抗器（４Ｂ
） −（５０）の中点に接続された抵抗器（６０）の他
端に接続される。抵抗器（４８） −（５０）は共に等
しい抵抗値２ＲＬを有する。抵抗器（６０）は選択可能
な抵抗イ１σＲを有し、この減衰器の減衰比にはＫ ＝
Ｒ／ （Ｒ＋ ｌ？Ｌ）で表わされる。この詳細は後
述する。
第１演算増幅器ＵＩは基準電圧源■１．に接続された非
反転入力端子と負荷抵抗器（４４） −（４６）の中点
に接続された反転入力端子を有する。抵抗器（４４）と
（４６）は等しい抵抗値Ｒ３を有する。演算増幅器Ｕ１
の出力は抵抗器（６０） 、 （，１Ｂ）及び（５０）
の共通接続点（ノードＡ）に接続する。抵抗回路網（４
４） −（４６） −（４８） −（５０）は演算増幅
器Ｕ、の反転入力端子への帰還路となる。典型的には、
抵抗器（４４） −（４６）の値は抵抗器（４８） −
（５０）の値Ｒｔより十分高く選定しているので、帰還
抵抗は主に抵抗器（４４） −（４６）で決まる。
反転入力端子と負荷抵抗器（４４） −（４６）の中点
に接続された反転入力端子を有する。抵抗器（４４）と
（４６）は等しい抵抗値Ｒ３を有する。演算増幅器Ｕ１
の出力は抵抗器（６０） 、 （，１Ｂ）及び（５０）
の共通接続点（ノードＡ）に接続する。抵抗回路網（４
４） −（４６） −（４８） −（５０）は演算増幅
器Ｕ、の反転入力端子への帰還路となる。典型的には、
抵抗器（４４） −（４６）の値は抵抗器（４８） −
（５０）の値Ｒｔより十分高く選定しているので、帰還
抵抗は主に抵抗器（４４） −（４６）で決まる。
第２演算増幅器Ｕ！の反転入力端子は基準電圧源Ｖ ＊
ｔＶに、非反転入力端子は抵抗器（６０）とトランジス
タＱ ａ Ｑ ｓのコレクタの共通接続点（ノードＢ
）に接続される。第２演算増幅器Ｕ２の出力は−Ｑ、−
ＱＳのベースに共通接続され、そのコレクタは演算増幅
器Ｕ２の非反転入力端子への帰還路となる。
ｔＶに、非反転入力端子は抵抗器（６０）とトランジス
タＱ ａ Ｑ ｓのコレクタの共通接続点（ノードＢ
）に接続される。第２演算増幅器Ｕ２の出力は−Ｑ、−
ＱＳのベースに共通接続され、そのコレクタは演算増幅
器Ｕ２の非反転入力端子への帰還路となる。
この回路の動作説明及び数式関係の理解に際して、演算
増幅器Ｕ、、Ｕ、は理想特性を有しく例えば利得は無限
大、入力端子及びオフセットはＯｌ・・・）、トランジ
スタＱ、−Ｑ２．Ｑ、乃至Ｑ、は特性が同一である（一
般にＩＣでは容易に実現可能）とする。差動増幅器の利
得ＡはＶｏ／Ｖｉであり、減衰比Ｋ ＝ Ｒ／ （Ｒ＋
ＲＬ）に比例する。出力信号電圧Ｖｏ−αに４ＲＬ’
Ｉｉであり、ここでαはＱ、乃至Ｑ６のベース接地型
の電流利得、ＲＬ’はＲｓ／２とＲＬの合成抵抗値であ
る。
増幅器Ｕ、、Ｕ、は理想特性を有しく例えば利得は無限
大、入力端子及びオフセットはＯｌ・・・）、トランジ
スタＱ、−Ｑ２．Ｑ、乃至Ｑ、は特性が同一である（一
般にＩＣでは容易に実現可能）とする。差動増幅器の利
得ＡはＶｏ／Ｖｉであり、減衰比Ｋ ＝ Ｒ／ （Ｒ＋
ＲＬ）に比例する。出力信号電圧Ｖｏ−αに４ＲＬ’
Ｉｉであり、ここでαはＱ、乃至Ｑ６のベース接地型
の電流利得、ＲＬ’はＲｓ／２とＲＬの合成抵抗値であ
る。
外側トランジスタＱｎ Ｑａが完全に４通状態であり
、内側トランジスタＱａ Ｑｓがオフであれば（これ
はＲが無限大の場合に相当）、信号電流αＩｉのすべて
が負荷抵抗器（４８） −（５０）に現れ、利得Ａはに
＝１の場合に相当することに注目されたい。また、逆の
状態であるｌ？＝ｏが存すれば、外側のＱ’ｓ Ｑ
ｈはオフで内側のＱａ Ｑｓが完全に導通状態である
ので、信号電流αＩｉはＱ４−ＱＳのコレクタで短絡さ
れ、信号電流は出力即ち負荷抵抗器に到達しないので、
利得Ａはに＝０に対応する。これら両極端から理解でき
る如く、Ｒの値を無限大から０の間で選択することによ
り、減衰比Ｋがｌと０間で変化する。Ｒとして異なる値
を選択しているとき、電流が外側及び内側トランジスタ
対間でシフトするのは、演算増幅器Ｕ１及びＵ！の作用
によるものである。即ち、Ｕ、、ＵオはＱ−Ｑｓのベー
スバイアス電圧をＱｓ Ｑａの固定ベースハイアス電
圧に対して変化して異なる電流が抵抗器（６０）を流れ
るようにノードＢを■□、に維持する。演算増幅器ＵＩ
はノードＡに十分な電流を供給し、出力端子（４０）
−（４２）のコモンモード電圧を基準電圧Ｖ□、にする
。よって、抵抗器（６０） 、 （４８）及び（５０）
間のコモンモード電圧は演算増幅器Ｕ、−Ｕ、の作用に
より強制的に等しくされる。演算増幅器Ｕ１により供給
され、ノードＡに入る電流αＩＣＭ（図示）は抵抗器（
６０）と抵抗器（４８） −（５０）の並列合成に（１
−Ｋ）とＫの比で分流される。ここでに＝Ｒ／（Ｒ＋Ｒ
Ｌ）である、ノードＡから出る電流αＫＩＣＭはＱ、−
Ｑ。
、内側トランジスタＱａ Ｑｓがオフであれば（これ
はＲが無限大の場合に相当）、信号電流αＩｉのすべて
が負荷抵抗器（４８） −（５０）に現れ、利得Ａはに
＝１の場合に相当することに注目されたい。また、逆の
状態であるｌ？＝ｏが存すれば、外側のＱ’ｓ Ｑ
ｈはオフで内側のＱａ Ｑｓが完全に導通状態である
ので、信号電流αＩｉはＱ４−ＱＳのコレクタで短絡さ
れ、信号電流は出力即ち負荷抵抗器に到達しないので、
利得Ａはに＝０に対応する。これら両極端から理解でき
る如く、Ｒの値を無限大から０の間で選択することによ
り、減衰比Ｋがｌと０間で変化する。Ｒとして異なる値
を選択しているとき、電流が外側及び内側トランジスタ
対間でシフトするのは、演算増幅器Ｕ１及びＵ！の作用
によるものである。即ち、Ｕ、、ＵオはＱ−Ｑｓのベー
スバイアス電圧をＱｓ Ｑａの固定ベースハイアス電
圧に対して変化して異なる電流が抵抗器（６０）を流れ
るようにノードＢを■□、に維持する。演算増幅器ＵＩ
はノードＡに十分な電流を供給し、出力端子（４０）
−（４２）のコモンモード電圧を基準電圧Ｖ□、にする
。よって、抵抗器（６０） 、 （４８）及び（５０）
間のコモンモード電圧は演算増幅器Ｕ、−Ｕ、の作用に
より強制的に等しくされる。演算増幅器Ｕ１により供給
され、ノードＡに入る電流αＩＣＭ（図示）は抵抗器（
６０）と抵抗器（４８） −（５０）の並列合成に（１
−Ｋ）とＫの比で分流される。ここでに＝Ｒ／（Ｒ＋Ｒ
Ｌ）である、ノードＡから出る電流αＫＩＣＭはＱ、−
Ｑ。
のコモンモードコレクタ電流である。コモンモード電流
がＱｚ Ｑｂから側流されるにつれて、差動利得は低
下する。
がＱｚ Ｑｂから側流されるにつれて、差動利得は低
下する。
図中、抵抗器（６０）は単一抵抗器として示すが、実際
回路では複数の異なる抵抗値に切換選択するものである
。各抵抗器は従来技法例えばエレクトロメカニカルスイ
ッチやリレーで、またはトランジスタやＩＣスイッチの
如きプログラム可能な電子スイッチにより切換え選択し
得る。更に必要に応じて感光、悠然抵抗器を用いて、外
部からの光又は熱により可変することも可能である。抵
抗器（６０）にはコモンモード電流の一部（又は全部）
のみが流れ、信号電流１ｉは流れないので、Ｉｉは切換
スイッチを流れることもない。よって、信号路内での切
換えは起らず、またスイッチングは信号路から隔離され
ているので、増幅器の広帯域動作特性は影響を受けない
。スイッチング速度は主に演算増幅器のセトリング時間
で決まる。
回路では複数の異なる抵抗値に切換選択するものである
。各抵抗器は従来技法例えばエレクトロメカニカルスイ
ッチやリレーで、またはトランジスタやＩＣスイッチの
如きプログラム可能な電子スイッチにより切換え選択し
得る。更に必要に応じて感光、悠然抵抗器を用いて、外
部からの光又は熱により可変することも可能である。抵
抗器（６０）にはコモンモード電流の一部（又は全部）
のみが流れ、信号電流１ｉは流れないので、Ｉｉは切換
スイッチを流れることもない。よって、信号路内での切
換えは起らず、またスイッチングは信号路から隔離され
ているので、増幅器の広帯域動作特性は影響を受けない
。スイッチング速度は主に演算増幅器のセトリング時間
で決まる。
高精度の減衰比は主に抵抗ＲとＲＬの特性により決まる
ことが判る。代表的な抵抗器０ω、 （４４） （又は
（４６））及び（４８） （又は（５０） ）の抵抗値
Ｒ１゜、Ｒ１及びＲＬは夫々４００Ω、１００Ω及び１
００にΩであり、Ｒ＝無限大のとき（即ち抵抗器（６０
）を回路から切離したとき）電圧利得は略１であり、Ｒ
＝１００Ωでに＝１／２．Ｒ＝６６．６７Ωで１（＝１
／２．５．Ｒ＝２５Ωでに＝１１５． Ｒ＝１１．１１
ΩでＫ ＝ １ ／１０になる。これらの値は例示に過
ぎない、連続的に可変する減衰比を得るには、抵抗器（
６０）としてポテンショメータ又は電圧制御型抵抗器（
例えば電界効果トランジスタ）を使用してもよい。
ことが判る。代表的な抵抗器０ω、 （４４） （又は
（４６））及び（４８） （又は（５０） ）の抵抗値
Ｒ１゜、Ｒ１及びＲＬは夫々４００Ω、１００Ω及び１
００にΩであり、Ｒ＝無限大のとき（即ち抵抗器（６０
）を回路から切離したとき）電圧利得は略１であり、Ｒ
＝１００Ωでに＝１／２．Ｒ＝６６．６７Ωで１（＝１
／２．５．Ｒ＝２５Ωでに＝１１５． Ｒ＝１１．１１
ΩでＫ ＝ １ ／１０になる。これらの値は例示に過
ぎない、連続的に可変する減衰比を得るには、抵抗器（
６０）としてポテンショメータ又は電圧制御型抵抗器（
例えば電界効果トランジスタ）を使用してもよい。
上述の説明から理解できる如く、本発明の可変減衰器は
ＩＣ等により構成されたカスコード増幅器類似の主回路
に演算増幅器及び抵抗器を含む帰還回路を付加したもの
であるので、減衰比選択素子及びスイッチング素子は信
号路外にある。従って、次のような種々の効果が得られ
る。
ＩＣ等により構成されたカスコード増幅器類似の主回路
に演算増幅器及び抵抗器を含む帰還回路を付加したもの
であるので、減衰比選択素子及びスイッチング素子は信
号路外にある。従って、次のような種々の効果が得られ
る。
＋１１ 広帯域信号の減衰が可能である。
（２） 抵抗比のみで減衰比が正確に定まるので連続
的に又は複数の固定減衰比が容易に且つ遠隔的に選択で
き、その可変範囲も大幅である。
的に又は複数の固定減衰比が容易に且つ遠隔的に選択で
き、その可変範囲も大幅である。
（３）直流特性が演算増幅器の特性で決まる極めて高安
定度である。
定度である。
（４）減衰比の切損速度が演算増幅器のセトリング時間
で決る高速である。
で決る高速である。
（５）差動回路構成であるので、差動オフセントを最小
とすることができる。
とすることができる。
（６）能動素子のバイアス電圧は選択した減衰比に関係
なく一定である。
なく一定である。
図は本発明による可変減衰器の好適一実施例の回路図を
示す。 Ｑ、、Ｑ、、Ｑ、、Ｑ６は夫々主電流路を構成する差動
増幅器、（６０）、Ｑ、、Ｑ、は夫々主電流路、Ｕ ｌ
＋Ｕ２は夫々演算増幅器である。
示す。 Ｑ、、Ｑ、、Ｑ、、Ｑ６は夫々主電流路を構成する差動
増幅器、（６０）、Ｑ、、Ｑ、は夫々主電流路、Ｕ ｌ
＋Ｕ２は夫々演算増幅器である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、コモンモード電流及び入力信号に応じる信号電流を
流す差動増幅器構成の主電流路と、該主電流路に並列接
続され上記コモンモード電流の一部を分流する副電流路
と、該副電流路への上記コモンモード電流の分流比を可
変する可変手段とを具える可変減衰器。 ２、上記主電流路は、カスコード型差動トランジスタ増
幅器であることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載
の可変減衰器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US06/852,476 US4695806A (en) | 1986-04-15 | 1986-04-15 | Precision remotely-switched attenuator |
| US852476 | 1997-05-07 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62250706A true JPS62250706A (ja) | 1987-10-31 |
| JPH0556685B2 JPH0556685B2 (ja) | 1993-08-20 |
Family
ID=25313447
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62091859A Granted JPS62250706A (ja) | 1986-04-15 | 1987-04-14 | 可変減衰器 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4695806A (ja) |
| EP (1) | EP0242479A3 (ja) |
| JP (1) | JPS62250706A (ja) |
Families Citing this family (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0691390B2 (ja) * | 1988-05-02 | 1994-11-14 | 株式会社東芝 | 増幅器 |
| US5371475A (en) * | 1993-06-03 | 1994-12-06 | Northern Telecom Limited | Low noise oscillators and tracking filters |
| US5491447A (en) * | 1994-05-13 | 1996-02-13 | International Business Machines Corporation | Operational transconductance amplifier with independent transconductance and common mode feedback control |
| NL1002732C2 (nl) * | 1996-03-28 | 1997-09-30 | Stichting Tech Wetenschapp | Instrumentatieversterker. |
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