JPS62242447A

JPS62242447A - ト−ン信号検出装置

Info

Publication number: JPS62242447A
Application number: JP8499886A
Authority: JP
Inventors: Kenzo Urabe; 健三占部; Kenji Aoyama; 賢司青山; Yoshikuni Makino; 牧野　儀邦
Original assignee: Kokusai Electric Corp
Current assignee: Kokusai Electric Corp
Priority date: 1986-04-15
Filing date: 1986-04-15
Publication date: 1987-10-23
Also published as: JPH0225303B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）本発明は単一周波数トーン信号の時間的組合わせを用い
て情報伝送を行うトーン伝送システムに使用されるトー
ン信号検出装置の小形化と経済化に関するものである。

（従来の技術）トーン伝送による制御、監視情報の伝送はデータ伝送に
比べて情報の伝送速度が低い、すなわち単位時間当たり
の伝送情報量が少ないという欠点とは逆に、回線雑音耐
力が大きく、高信頼度の情報伝送が得られるという特長
があり、無線通信機用のトーンスケルチ方式など各種の
制御監視システムに利用されている。

特に単一周波数トーン信号の時間的組合せによる情報の
伝送は、モデムによるデータ伝送と同様回線のグイナミ
ソクレンジの有効利用が可能で、多周波トーン同時伝送
と共に広く応用されている。

その−例としてＥＩＡ規格のＣＴＣＳＳ（Ｃｏｎｔｉｎ
ｕｏｕｓＴｏｎｅ−Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ　５ｑｕｅｌ
ｃｈ　Ｓｙｓｔｅｍｓ）がある。

さてトーン信号の検出装置として従来はアクティブフィ
ルタやスイッチドキャパシタフィルタを使用するもの、
Ａ／Ｄ変換を使用したディジタル信号処理を行うディジ
タルフィルタや離散的フーリエ変換を利用するもの等が
知られている。しかしこのうちアクティブフィルタやス
イッチドキャパシタによる方法では、使用される周波数
の種類（ＣＴＣＳＳではＡ群１７波、８群１６波、０群
４波計３７波）が多くなると回路規模が大きくなり高価
になってくる。またディジタル信号処理によるものは検
出パラメータを可変にできるため周波数の種類が多いこ
とには対応できるが、Ａ／Ｄ変換を必要とし、ディジタ
ル数値化された情報の高速処理機能をになうため、一般
にはシグナルプロセッサを用いている。しかしその消費
電力は市販のＣＭＯ５ＬＳＩに比べて現在のところ著し
く大きく、電池を電源とする装置には不適当である。

・（発明の具体的な目的）本発明は前記従来の装置の欠点を取除くために行ったも
ので、使用する周波数の種類にかかわらず周波数に対応
したパラメータ設定が容易であること、市販のＣＭＯ５
論理ＩＣを使用した簡易な回路で実現でき、ゲートアレ
イ化が容易で低消費電力化に適すること、装置のほとん
どの部分を１個の汎用１チツプマイクロコンピユータに
よってソフトウェア化できること等が目的である。

（発明の構成）第１図は本発明を実施したトーン信号検出装置の構成例
図である。図中の記号１はレベル比較器で、アナログ信
号人力を基準電位（アース）と比較して“ｌ”と“０”
の２値信号に変換する。ＩＮはトーン信号入力、Ｐｏは
２値に変換された整形出力である。２はＤ形フリップフ
ロップ（Ｄ　−Ｆ　Ｆ）で、ＰＩＮを入力し、これをサ
ンプルホールドする。

ＣＬＫはクロック信号で、その立上り時点でサンプリン
グタイミングを与える。その周波数は検出すべきトーン
信号（以下希望トーンという）の４倍に設定する。Ｐ、
はＤ−ＦＦ２のサンプルホールド出力、３はグレイコー
ド発生器で、ＣＬＫを入力しその立上り時点毎に変化す
る２ビットのグレイ（Ｇｒａｙ）コード出力Ｐｘ、Ｐｙ
を発生する。その入出力タイミングは発生器のタイムチ
ャートである第２図によって説明する。

第２図において横軸は時間の経過を表し、左端の記号Ｃ
ＬＫ、Ｐつ、Ｐｙはグレイコード発生器の人、出力信号
であることは第１図に示す通りである。右端の１と０は
各信号の２値状態を示している。ＣＬＫの１周期は希望
トーンの周期Ｔに対して前記の設定からＴ／４となり、
ＣＬＫの１つの立上りから次の立上りまでのＴ／４の時
間区間毎にグレイコード出力Ｐイ、Ｐ７の状態が確定す
る。このＰＸ、Ｐ、の各区間毎の組合わせを（ｐＸ。

ｐｙ）と置くと、これは図示のように（１，１）−（０
゜１）−（０，０）−（１，Ｑ）−（１，１）・〜・・
・のように変化し、いずれの遷移もハミング距離が１ビ
ットであるというグレイコード特有の性質を持っている
。さらにＰｘとＰｖの極性に着目するとこれらはそれぞ
れ第２図の第４．第５各段に破線で示した／ｆｃｏｓ（
２ｆｆｔ／Ｔ）およびｄｓｔｎ　　（２πｔ　／Ｔ）曲
線の時刻ｔ−（２ｎ−１）Ｔ／８　（ｎは時系列番号で
正の整数）における値（＋１）に対してｌ″→＋ｌ、　
　“０”−−１の１対１写像関係が成立する。

第１図に戻って４と５は排他的負論理和回路（ＥＸ−Ｎ
ＯＲゲート）で、その１人力はいずれもサンプルホール
ド出力Ｐ、であり、他の１人力はそれぞれＰにおよびＲ
７である。ここで＋１゜−１の乗算は２４ｍ論理値“ｌ
”、“０”の排他的負論理和と同値であるから、ゲート
４と５はそれぞれＰ、とＲ８およびＰ、とＰＶの＋１．
−ルヘルでの乗算処理に相当する機能を有し、その出力
Ｕ　Ｄ　ＸおよびＵ　Ｄ　ｖは乗算結果の２値論理値“
ｌ”。

Ｏ”への写像となる。

６と７はアップダウンカウンタで、それぞれＥＸ−ＮＯ
Ｒゲート４，５の出力Ｕ　ＤＸ　、　Ｕ　Ｄｖをアップ
ダウン制御人力Ｕ／Ｄとする。８はインバータでクロッ
ク信号ＣＬＫを入力し、この反転値ＣＬＫをアップダウ
ンカウンタ６．７のカウントクロック入力とする。この
結果６と７はＣＬＫの立上り時点（＝ＣＬＫの立下り時
点）にそれぞれ確定しているＥＸ−ＮＯＲゲート４．５
の出力Ｕ　ＤＸ　、　　Ｕ　Ｄｖの状態に従って、これ
らが“ｌ”のとき＋１のアンプカウントを、“０”のと
き−１のダウンカウントをそれぞれ行う。ＸとＹはそれ
ぞれカウンタ６と７のカウント（ディジタル数値）出力
である。また９は判定回路で、希望トーン信号の有無を
判定する、すなわちカラン＋−ｘ、ｙおよびクロックＣ
ＬＫを入力し、その周期Ｔ／４の所定の複数倍区間（以
下識別周期と言う）毎に、Ｘ、Ｙのそれぞれの値からこ
れらの自乗和を算出し、これと所定のしきい値（以下識
別しきい値という）とを比較する機能や、識別周期と識
別しきい値を後述する方法によって変化させる機能を備
えていて、これらを使用して希望トーンの受信開始時と
終了時の応答時間の短いトーン検出動作を行う。この判
定回路９の出力信号ＤＥＴはその検出出力で、状態“１
”では検出あり、状態“０”では検出なしをそれぞれ示
している。またＲは９よりのリセットパルス信号出力で
、前記の識別周期毎にアップダウンカウンタ６と７を初
期値（カウントゼロ）にリセットするため６と７のリセ
ット入力Ｒに接続される。

第３図は前記判定回路９の回路構成の一例図である。こ
の図において９１は自乗加算器で、前記のカウンタのカ
ウント値ＸとＹを入力し、ｘＺ　＋　ＹＺを出力する。

これはＲＯＭ（リードオンリメモリ）を用いたテーブル
による公知の方法で容易に実現できる。９２は２つのデ
ィジタル数の比較器、９３は２つのディジタル数の一方
を選択する切替ゲートである。比較器９２は自乗加算器
９１の出力ＸＺ　＋Ｙ２と切替ゲート９３の出力Ｚ２と
を比較して出力Ｃを発生する。ここでＣはｘＺ　＋　Ｙ
　２≧Ｚ２のとき“１”を、Ｘ　Ｘ　＋　ｙ　！　＜　
ｚ　ｔのとき０３となるものとする。さらに切替ゲート
９３への入力Ｚ２工と２２Ｌはあらかじめ定められる２
つのディジタル定数で、；いずれも前記識別しきい値の
高、低値にそれぞれ相当する。またＱは切替制御信号で
、Ｑ＝“０”のとき出力Ｚ２はＺｔＬに、Ｑ＝“１”の
とき出力Ｚ２はＺへとなる。

９４はＤ−ＦＦで比較器出力Ｃを入力してサンプルホー
ルドする、このホールド出力はトーン検出出力ＤＥＴと
なる。

９５と９６はタイマー回路で、クロックＣＬＫを入力し
てその立上りの回数をカウントし、それぞれがあらかじ
め定めであるＮ、個およびＮＬ個をカウントしたとき短
時間のタイムアツプパルス信号ＴＵＨおよびＴＵＬを出
力する、このうちＴＵ。

はＤ−ＦＦ９４のサンプリングタイミング人力ＣＫとな
る＠　　ＴＨｒ　ＴＬをタイマー回路９５．９６それぞ
れのタイマ一時間とすれば、Ｔ、Ｉ＝Ｔ／４Ｎ、。

Ｔ　Ｌ　＝　Ｔ　／　４　Ｎ　Ｌとなり、いずれも前記
の識別周期を与える。

９７はＲ３形フリップフロップ（ＲＳ　−Ｆ　Ｆ）、９
８はＡＮＤゲート、９９はＥＸ−ＯＲゲートである。

Ｒ３−ＦＦ９７はタイムアツプパルス信号ＴＵ工により
リセットされ、このとき出力Ｑは“０”、Ｑは１″とな
る。またＡＮＤゲートの出力によってセットされ、この
とき出力Ｑは“１″、Ｑは０”となる。出力Ｑは前記切
替ゲート９３の切替制御信号になると共にタイマー回路
９６のりセント端子Ｒにも入力し、Ｑ＝“１″のときタ
イマー回路９６の動作を禁止しかつ初期化する。他方出
力ｄはタイマー回路９５のリセット端子Ｒへ入力され、
Ｑ＝“１”のときにはタイマー回路９５の動作を禁止し
かつ初期化する。

ＡＮＤゲート９８の一方の入力はタイマー回路９６のタ
イムアツプパルス信号ＴＵ、、もう一方の入力はＥＸ−
ＯＲゲート９９の出力である。ＥＸ−ＯＲゲート９９の
一方の入力は検出出力ＤＥＴであり、他方の入力は比較
器９２よりの比較出力Ｃである。９１０はＯＲゲートで
、９５．９６よりのタイムアツプパルス信号ＴＵＨ，Ｔ
ＵＬのいずれかにパルス信号が出力されたとき前記のリ
セットパルス信号Ｒを出力する。

以上述べた第３図の判定回路を含む第１図の装置は、希
望トーン信号の周波数の４倍の周波数であるクロック信
号ＣＬＫに相当する割込みタイミングを発生できるプロ
グラマブルタイマやレベル比較器を内蔵した市販の１チ
ツプマイクロコンピユータを使用することにより、ソフ
トウェアで容易に実現できる。

（発明の動作）第１図と第３図によって構成を示した本発明のトーン信
号検出装置の動作を第４図と第５図を用いて次に説明す
る。

第４図は第１図中のアップダウン（Ｕ／Ｄ）カウンタ６
と７のカウントクロックＣＬＫ入力の立上り回路Ｎに対
する第３図判定回路中の自乗加算器の自乗和Ｘ２＋Ｙ！
の変化を示した特性図であり、横軸にはＮ、縦軸にはＸ
　ｔ　＋　Ｙ！を対数目盛でとっている。

第２図によって既に説明したように、第１図のＥＸ−Ｎ
ＯＲゲート４と５は、それぞれ入力信号の２値化整形出
力Ｐ４のサンプルホールド信号Ｐ。

とグレイコード発生器３の出力Ｐ、およびＰｖとの＋１
．−ルベルでの乗算処理に相当しており、Ｐ、とＰＫあ
るいはＰ、とＰＹが同符号のときゲート４，５の出力Ｕ
Ｄ、、ＵＤＶは“１”すなわちＵ／Ｄカウンタ６．７は
アップカウントモードとなり、異符号のときはＵＤＸ、
ＵＤｌｌは“０”でダウンカウントモードになる。従っ
てＣＬＫの立上り回数ＮのうちＵ／Ｄカウンタ６のアッ
プカウント回数およびダウンカウント回数をそれぞれＮ
、Ｉｕ、ＮＸＤとし、Ｕ／Ｄカウンタ７のアップカウン
ト回数およびダウンカウント回数をそれぞれＮＶＬｌ＋
　Ｉ”ｌｙｅとすると次の関係が成立し、Ｎ　＝ＮＸＬ
Ｉ　＋　ＮＸＤ＝　Ｎｖｕ　＋　Ｎｖｏ　　−・−−−
−−−−−・・−（１）Ｘ　＝　Ｎ　１１０　　Ｎ　Ｘ
Ｄ　　　　　＝−−−−−−−−−−−・−−−−−−
−−（２）Ｙ　”＝　Ｎ　ｖｕ　　Ｎ　ｖｏ　　　　　
−−−−−−−−−−−＝−・−＝−＝−（３）Ｘおよ
びＹはそれぞれＰ、とＰＸおよびＰ、とＰ７とのＮ回カ
ウント（する）区間の２値レベル上の乗算による積算値
、すなわち時間相互相関値になっている。よってＸ　ｔ
　＋　Ｙ　ｔはＮ回カウント区間の相関自乗和となり、
Ｎは時間相互相関値Ｘ、　Ｙを得る積算回数と考えられ
る。

いまトーン信号入力ＩＮの時間波形ｒ工（１）を周波数
ｆのトーン信号としｒ　、　Ｍ（ｔ）　＝　Ａ　ｃｏｓ　（２πｆ　ｔ　＋
　ａ　）　　　−−−−−−−−−（４）Ａ〉０．αは
初期位相とすると、第１図の構成においてＰいの時間波
形の“０”、“１”を−１゜＋１に写像したときの波形
Ｐ＋５（ｔ）は次のようになる。

Ｐ　ｔＮ（ｔ）＝ｓｇｎ　（Ａｃｏｓ（２ｙｃ　ｆ　ｔ
　＋　α）　）　−−（５）ただしｓｇｎ　（ｘ）　＝
　　１　　・−−−−−−ｘ≧０のとき冨−１−・・・
−・・・ｘ＜０のときグレイコード出力Ｐｇ、Ｐｙについても同様の時間波形
Ｐｘ　（ｔｌ、　　Ｐｖ　（ｔ）を定義すると、第２図
のＰｖの立上り点を時間軸ｔの基準点（１＝０）とした
とき次のようになる。

他方相関自乗和Ｘ　ｔ　＋Ｙ！の積算のためのサンプリ
ング時刻はｎを正の整数としてｔ　＝　（２ｎ　−１）　Ｔ　／　８　　−−−−−−
−−−−−−−−−−　（８１で与えられるので、積算
値ＸおよびＹは（５）〜（８）式から最終的にとなる。ただし変数ｘ、　ｙに対し一般的にｓｇｎ（ｘ
）・ｓｇｎ　（ｙ）　＝ｓｇｎ　（に・ｙ）が成立する
ことを使用している。（９）ａφ両式はパラメータとし
てトーン入力信号の周波数ｒをパラメータとして含んで
おり、Ｘ、Ｙの値がｆに依存することを示している。

希望波トーンの周期はＴであるからその周波数ｆ０はｆ　、　＝　１　／Ｔ　　　　　−−−−−−・−・−
−一−−・・・−・−・−−−−一仙であるが、ｒｏに
対し±Δｆの範囲まで検出可能となるように設計すると
し、Ｑ　＝　ｆ　ｏ　　／　２Δｒ　　　　−−−−−−−
−−−−−−−−＝−−−−−−−ａｍｌによって定義
される量Ｑを検出同調度（以下検出Ｑという）と呼べば
、検出Ｑは本検出装置の検出可能な比帯域２Δｆ／ｆｏ
の逆数となっている。

いまＩｆ−’−ｆ６１”Δｆ　　　−−−−−−−−−、・
−・−・−・−・・・−α萄と置き、トーン入力信号周
波数【が丁度検出限界にあると想定したときのＮに対す
るＸ！＋Ｙｚの変化をそのときのＱをパラメータとして
表現すれば、装置の検出ＱとＸ　２　＋Ｙ！のしきい値
（Ｚ”）の設定値との関係が明らかになり、良い設計指
針を与えることになる。ａυ〜０り式よりを得るので、
＋９）、　０１式に代入すれば次のように表される。

第４図は初期位相αをゼロとし、Ｑ＝２５．５０゜７５
、１００　、００のそれぞれについて（９）’　、　Ｑ
ｌ’両式からＸ　ｔ　＋　Ｙ　２を求め、Ｎに対するＸ
　Ｚ　＋　Ｙ　ｔの変化を実線で示している。なおα＝
−π／４．Ｑ＝７５の場合を破線で表している。また同
図中のＯ印は特性の折返し点を示し、それより先は縦軸
対称の特性を繰返すことを意味する。これは２つの周期
関数の相互相関関数が周期的になることによるもので、
折返し点のＮの値をＮＭとすれば次式が成立する。

２πΔｆ−Ｎｓ／４ｆｏ　”π　−・−・・・−・・−
・四従って（２）、θつ両式から次のようになる。

Ｎ　Ｍ　＝　４　Ｑ　　　　　　　・−−−−−−−−
−−−−−−−−−−−−−−＝Ｑｌ折返し点ＮＭに至
るまでの相関自乗和Ｘ　！　十Ｙ　ｔが単調増加特性と
ならず途中で多少の下降部分が見られること、および初
期位相αに依存して特性が変化すること〔第４図のＱ＝
７５のときのα＝０（実線）とα−−π／４（破線）の
特性参照〕などは通常の正弦波や余弦波を使用した相関
特性と異なる特徴であるが、これらは入力トーン信号Ｉ
Ｎを２値信号に整形したこと、およびサンプリング周波
数が希望トーンの周波数の４倍で一般のディジタル信号
処理の場合に比べて低いこと等に起因している。しかし
第４図からたとえば検出Ｑ＝７５のトーン信号検出を行
うとき、ＮＭ”３００の折返し点においてα＝０とα−
−π／４の場合の各Ｘ′＋　Ｙ　Ｚのうち低い値の方、
約２Ｘ１０’を識別しきい値Ｚ２とすれば、実用上有効
な周波数識別が可能である。

以上は第１図の判定回路９へ与えられる相互相関値Ｘ、
Ｙから第３図の自乗加算器９１を介して得られる相関自
乗和Ｘ　２　＋　ｙ　！のりセント信号Ｒの１周期にお
ける一般特性と、検出動作のパラメータ設定の一例を示
したものである。

次に第３図の判定回路の動作を第５図によって説明する
。第５図は本発明装置の入力ＩＮに検出帯域内の周波数
を有するトーン信号が出現し、次に消失するまでの判定
回路９の動作例を示すタイムチャートであって、横軸は
時間の経過を示し、左端には信号名称を示した。第５図
の最上段は第１図に示したトーン入力信号ＩＮの包絡綿
の形を模式的に示し、第２段から下は順に第３図のＴＵ
Ｌ。

ＴＵＨ、Ｃ，Ｑ、Ｒ，ＤＥＴの各２値信号の動作を示し
ている。また図の右端にはこれらの２値信号のレベルを
１”と“０″にて表示した。

まず入力ＩＮにトーン信号が出現していない場合には、
検出出力ＤＥＴは“０′（検出せず）の状態にある。第
３図のＲ５−ＦＦ９７はタイマ回路９５が過去に動作終
了した時点で、そのタイムアツプパルス信号Ｔ　Ｕ　ｏ
によってリセットされＱ＝“Ｏ′になっているから、切
替ゲート９３の出力、すなわち識別しきい値Ｚ２はＺ２
Ｌになっており、タイマ回路９５はＱ−“１”であるか
ら動作禁止状態にあり、逆にタイマ回路９６は動作状態
にあってそのタイムアツプパルス信号ＴＵＬが識別周期
ＴＬで出力される。ここで前記のＮ、は装置の仕様に適
合する検出Ｑ値を０１式のＱに代入して得られるＮＨと
等しく、また、ＮＬはＮ、より小さく設定する。

他方識別しきい値Ｚ”＋ｌ　＋　　Ｚ”Ｌは（９）“　
式、（ｌＧ）’　式においてそれぞれＮ　＝ＮＨ、Ｎ　
＝　ＮＬを代入して得られるＸ２＋Ｙ２を選ぶものとす
る。このときＮＬ＜ＮＮ−・−・−（１７）　　である
から一般にＴ　Ｌ　＜　Ｔｏ　、　Ｚ　ＺＬ＜　Ｚ　２
）Ｉ　　・−・−・−・−・−・０匂が成立することは
明らかである。

さて検出可能なトーン信号がＩＮに出現すると、タイム
アツプパルス信号ＴＵＬのそれ以後の最初の立上りか、
もしくはその次の立上り時点、たとえば第５図の例では
時刻ｔ１に至るまでに相関自乗和Ｘ２　＋　Ｙ　２は低
い識別しきい値ｚＺ＝１２Ｌを越えるので比較器９２の
出力Ｃは途中で“Ｏ”−“ビの変化を行い、時刻ｔ、で
はＣ＝“ｌ”、ＤＥＴ＝“０”によってＥＸ−ＯＲゲー
ト９９の出力が“ｌ”になるから、ＡＮＤゲート９８に
よってＴ　Ｕ　ＬのパルスがＲ３−ＦＦ９７のセット人
力Ｓに伝えられ、Ｒ３−ＦＦ９７はセットされてその出
力はＱ＝“１”。

Ｑ＝”０”となる。

従って時刻１．以後はしきい値Ｚ２はＺ−に切替わり、
タイマ回路９６は動作禁止状態となり、タイマ回路９５
が動作を開始する。この直後ではＴＵＬによりＯＲゲー
ト９１０よりリセットパルス信号Ｒ１が出力されるので
、判定回路入力のＸ、Ｙは共に”Ｏ”に初期化されるた
めＣは再び“０”となる。

時刻ｔ１よりタイマ回路９５による識別周期Ｔ。

たけ経過した時刻ｔ２に至るまでに相関自乗和Ｘｚ＋　
Ｙ　２は高い識別しきい値Ｚ”＝Ｚ”ｎを越えるため、
比較器出力Ｃは途中で再び“Ｏ”−“ｌ”の変化を生じ
、時刻ｔ２においてＤ−ＦＦ９４がＴＵ。

の立上りによりＣ＝″１″の状態をサンプルホールドす
るので、その出力ＤＥＴは０″から１″に変化し、外部
にトーン信号の検出を通知する。

なおこの時点でＲ３−ＦＦ９７はＴＵ、によって再びリ
セットされ、Ｑ＝″０”、Ｑ＝“１″となるからＤＥＴ
の状態を除く他の状態は時刻ｔ１以前と同一になる。ま
たＣは時刻１．の直後と同様、ｔ２の直後においても０
″に戻る。

以後同様にして識別周期ＴＬで識別動作を繰返すが、ト
ーン信号が入力されている限り、毎回の識別周期ＴＬの
終了点（ＴＵＬの立上り）でＣ＝“１”、ＤＥＴ＝″１
”の状態となるので、ＥＸ−ＯＲゲート９９の出力はこ
の時点では０”となり、ＡＮＤゲート９８を介したＲ３
−ＦＦ９７のセットが行われずＱ＝“０”の状態は継続
することは第５図にも示す通りである。

次に人力ＩＮのトーン信号が消失した時は、それ以後の
最初のＴＵＬの立上りかもしくはその次の立上り時点、
たとえば第５図の例では時刻ｔ。

に至るまでに相関自乗和Ｘ　２　＋　Ｙ　２は低いしき
い値Ｚ２Ｌに到達できないためＣ＝“Ｏ”の状態が保持
され、これとＤＥＴ＝“１”とによりＥＸ−ＯＲゲート
９９の出力が時刻ｔ３では“１”となるから、ＡＮＤＮ
Ｏゲートを介してＴＵＬのパルスにより再びＲ３−ＦＦ
９７がセットされＱ＝″ｌ”となる。そして再び識別周
期Ｔｌｌによる識別動作が開始されるが時刻ｔ３よりＴ
Ｈだけ経過した時刻ｔ４に至ってもＸ２　＋　Ｙ２はＺ
２Ｈを越えることができずＣ＝′０”の状態は変化しな
いので、これがＤ−ＦＦ９４によってＴＵＨの立上りタ
イミングでサンプルされ、その出力ＤＥＴは“ｌ”から
“０”に変化してトーン信号消失を外部に示す。

時刻ｔ４以後は時刻１以前と全く同様である。

以上をまとめると、第３図の判定回路は低い識別しきい
値ＺｔＬ（すなわち低い検出Ｑ）と短い識別周期ＴＬに
よる希望トーン信号の発生および消滅の判定を行い、一
旦過去の判定結果（ＤＥＴの状態）と異なる結果が生じ
た場合識別しきい値と識別周期をそれぞれ高い値、ＴＨ
，Ｚ−に切替え、装置仕様に適合するＱ値によって再度
判定を繰返し、トーンの発生、消滅の検出動作を確実に
する。

次に第１図に示したトーン信号検出装置の構成をすべて
１個のマイクロコンピュータを用い、そのソフトウェア
で実現した例の実測による効果を第６図によって説明す
る。第６図はトーン入力信号に対し５００Ｈｚ　＝　１
０００Ｈｚに帯域制限を施した白色雑音を加え、前記装
置がトーンを検出できる限界のＳ／Ｎ　（）−ン信号電
力対雑音電力比）を縦軸にとり、横軸には希望トーン信
号の周波数ｒ０に対するトーン信号の周波数偏差Δｆ　
（Δｒ＝ｒ−ｒｏ、ｆはトーン信号周波数）をとって示
したものである。使用した希望トーン信号周波数はｆ０
＝　９６７．５８２　（Ｑ　−７９）とｆ　ｏ　”’５
１７．５Ｈｚ（Ｑ　＝４２）の２波であって、それぞれ
の場合を実線と破線で示しである。なお検出Ｑ値は検出
帯域幅を約１２１１２以内としたのでほぼ周波数に比例
した値になっている。

第６図においてΔｆ＝ｏのときＳ／Ｎ≧−３，７ｄＢで
検出可能であり、他のアナログ方式によるトーン信号検
出装置に比べて遜色のない性能が得られる。また検出の
立上り、立下りの時間は画周波数共それぞれ１０８ｍ５
ｅｃ以下および７７ＩＩＩ！Ｉｅｃ以下でほぼ検出帯域
幅（約１２Ｈｚ）の逆数値８３ｍ５ｅｃに比べ大きな劣
化はないことが確かめられた。

（発明の効果）本発明のトーン信号検出装置においてはディジタル処理
による性能の安定化が図られると共に、トーン入力信号
は２値に整形されるのでＡ／Ｄ変換が不要である。また
トーン信号周波数に対応するパラメータは処理のための
クロック信号周波数（検出するトーン周波数の４倍）と
大小２つの識別しきい値および識別周期だけでよく、通
常のアナログ、ディジタル両フィルタ方式に比べて１つ
のトーン信号光たりの所要パラメータ数が極めて少ない
。さらにこれを実現するに当たって低消費電力のＣＭＯ
３論理ＩＣによるゲートアレイ化が容易であること、お
よび装置のほとんどを１個のマイクロコンピュータによ
ってソフトウェア化できること等の利点がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明を実施したトーン信号検出装置の構成側
図、第２図はグレイコード発生器の人出力タイミングを
示すタイムチャート、第３図は第１図中の判定回路の回
路構成側図、第４図は第３図内の相関自乗和Ｘ　２　＋
　Ｙ　２と第１図のアップダウンカウンタ６．７のカウ
ントクロックの立上り回数Ｎの関係を検出Ｑ値をパラメ
ータとして示したグラフ、第５図は本発明装置の入力に
検出帯域内の周波数を有するトーン信号が入力し、次に
消失するまでの判定回路９の各部信号の動作を示すタイ
ムチャート、第６図は第１図に示したトーン信号検出装
置を１個のマイクロコンピュータを用いそのソフトウェ
アで実現した場合のトーンを検出できる限界のＳ／Ｎと
希望するトーン信号の周波数に対するトーン信号の周波
数偏差Δｆとの関係実測側図である。ｌ・・・レベル比較器、２・・・Ｄ−ＦＦ、３・・・グ
レイコード発生器、４，５・・・ＥＸ−ＮＯＲゲート、
６．７・・・アップダウンカウンタ、８・・・インバー
タ、９・・・判定回路、９１・・・自乗加算器、９２・
・・比較器、９３・・・切替ゲート、９４・・・Ｄ−Ｆ
Ｆ、９５、９６・・・タイマ回路、９７・・・Ｒ３−Ｆ
Ｆ、９８・・・ＡＮＤゲート、９９・・・ＥＸ−ＯＲゲ
ート、９１０・・・ＯＲゲート、ＩＮ・・・トーン信号
入力、ＰＩＮ・・・ＩＮの整形出力、Ｐ、・・・Ｐｌ、
１のサンプルホールド出力、Ｐ、、Ｐ、・・・グレイコ
ード出力、ＵＤ、・・・Ｒ３とＲ８のＥＸ−ＮＯＲ出力
、Ｕ　Ｄ　ｖ　”’　Ｐ　ｓとＰＶ（７）ＥＸ−ＮＯＲ
出力、Ｘ・・・アップダウンカウンタ６のカウント数値
、Ｙ・・・アップダウンカウンタ７のカウント数値、Ｃ
ＬＫ・・・クロック信号、ＣＬＫ・・・ＣＬＫの論理反
転信号、ＤＥＴ・・・トーン信号検出出力。

Claims

【特許請求の範囲】

トーン信号入力を２値の論理波形に変換整形するレベル
比較器と、前記比較器の出力を検出しようとするトーン
周波数の４倍の周波数を有するクロック信号でサンプル
ホールドするＤ形フリップフロップと、前記クロック信
号のタイミングで２ビットのグレイコードを発生するグ
レイコード発生器と、前記Ｄ形フリップフロップの出力
とグレイコード発生器出力の各ビットとの排他的負論理
和（ＥＸ−ＮＯＲ）出力を得る２つのＥＸ−ＮＯＲゲー
トと、これら２つのゲートそれぞれの出力をそれぞれア
ップダウン制御入力とし前記クロック信号の反転信号を
カウント入力とする２つのアップダウンカウンタと、こ
れら２つのアップダウンカウンタそれぞれのカウント数
値ＸおよびＹ並びに前記クロック信号を入力して前記ク
ロック信号の所定の複数個の区間よりなる識別区間毎に
Ｘ＾２＋Ｙ＾２がその識別区間に対応する識別しきい値
を越えるかどうかを識別し、そのつど前記２つのアップ
ダウンカウンタをいずれも初期化するリセット出力と前
記トーン信号入力の識別結果を外部へ出力するトーン検
出出力とを発生する判定回路とを設けて、前記判定回路
は前記識別結果とトーン検出出力が不一致の場合には、
トーン信号検出装置に要求される検出帯域幅を満足する
長さの識別区間と大きい識別しきい値による識別結果を
次のトーン検出出力として更新し、また前記識別結果と
トーン検出出力とが一致する場合およびトーン検出出力
が更新された場合には前記より短い識別区間と小さい識
別しきい値による識別動作を継続するように構成したこ
とを特徴とするトーン信号検出装置。