JPS62216514A - 素子変動値検出回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） この発明は半導体集積回路内に構成されるフィルター、
位相回路等の特性を、素子の特性の変動値を検出して補
正又は所望の特性にする場合、該変動値を正確に検出伝
達するための素子変動値検出回路に関する。

（従来の技術と発明が解決しようとする問題点）半導体
回路の高集積化が進むにつれて、フィルターや位相回路
も内蔵する回路を実現しようとする傾向にある。しかし
、周知の如く、半導体基板（以下半導体チップと称する
）上の素子の特性は、同種近似した素子間ではその特性
比を高精度で作ることができる反面、個々の素子の絶対
値特性は犬さく変動し、ＩＣ化してもフィルターや位相
回路等の特性は変動し、ディスクリート部品による構成
のものよシも劣っている。このため、ＩＣ化によシミ子
回路は周辺部品の削減などで構成が簡単になる長所１！
：得るが、特性の安定した又はある特性内のフィルター
や位相回路を得ようとするとＩＣ化ができないという問
題がある。

そこで、この発明は、フィルターや位相回路等をＩＣ化
しても、その変動要因素子による特性劣化を自動的に補
正し得る特性安定化回路を有する半導体集積回路を得る
ものである。

この場合、特にこの発明では、上記変動要因素子の値の
変動を正確に検出して伝達し、上記補正の正確性を向上
する素子値変動検出回路を提供することを目的とする。

［発明の構成］ （問題点を解決するための手段） この発明は、例えば第１図に示すように、抵抗Ｒａに依
存する電流ｖ、”Ｒｓが流れる電流源１の該電流を、ス
イッチ２にて一定期間コンデンサ３（＝Ｃｓ）に光電し
、そのピーク充電電圧をスイッチ４の作用によってコン
デンサ５に保持し、出力には前記抵抗Ｒｓ、コンデンサ
Ｃ８に比例した値を得るものである。

（作用） これによって出力Ｅｏとしては、Ｋ／Ｃ５−Ｒａ（但し
Ｋは比例定数）なるＣ、Ｒ変動に比例した出力を得るこ
とができる。

（実施例） 以下この発明の実施例を図面を参照して説明する。

この発明は、集積回路基板に形成される機能回路（被制
御回路）が、ＣＲ素子の値変動のため、その特性が変動
するのを抑制する場合、これを抑えるシステムに使用し
て有効である。このシステムを実現するには、上記ＣＲ
素子の値の変動をモニタするための手段が必要であり、
この発明はこのような検出手段としてなされたものであ
る。

以下、被制御回路及びシステムの例から説明し、この発
明の具体例を第１０図乃至第１５図にて説明する。

第２図は最も簡単な被制御回路、例えば低域フィルター
（以下ＬＰＦと記す）であり、第３図は低域通過のアク
ティブフィルターの例である。

ｐ、、ｐ、をそれぞれ入力、出力ピンとし、入力に信号
ｅ１、出力に信号ｅ、を考えると、各回路特性は次のよ
うになる。ただし部品番号は特性値も示すものとする。

第２図の回路では 第３図の回路では、 ・・・・・・（２） ただし、ωは２πｆで角周波数 半導体チップ上では、抵抗Ｒ１コンデンサＣはそれぞれ
製造プロセスで抵抗値、容碕値は大きく変動（ばらつき
）例えば３０チの変動幅がある。

しかもＲ，Ｃの値は独立して変動するので％（１）−（
２）式から明らかなように、各回路の周波数特性や位相
特性は大きく変動する。したがって、各回路がある機能
を実現する回路であれば、その影響は大きく、その機能
が損なわれることになる。

今、ＲとＣが独立に任意に変動する変数を１つの変数で
で表現する方法として Ｊで− を考える。Ｔは、抵抗値とコンデンサのインピーダンス
値の比である。変数Ｔを（１）式に適用すると、ただし
Ｔ、＝ωＣ，Ｒ。

とのＴ、の値が半導体の製造上、ある範囲で変動するこ
とになる。

第４図は本発明の基本動作を説明するための簡単な実施
例である。基準発振器ＯＳＣの出力ｅ。ｓｃは、振幅一
定でトランジスタ増幅器ＡのトランジスタＱ、のベース
に入力する。トランジスタＱ。

は、エミッタに定電流源工ｓ、が接続され、これに並列
にコンデンサＣｘ、が接続される。トランジスタＱ２の
コレクタは抵抗ＲｘＩを介して電源ｖｃｃに接続される
。コレクタの出力ｅＫは、振幅検波器ＤＥＴに加わり、
振幅に比例した検波直流信号１ｉｆｅを得る。ＳＷｌは
、第２図と同形式のＬＰＦ　、図示Ｆ１の抵抗Ｒ１ａ　
＊　Ｒｔｂ　ｒ　Ｒｌｃを切替えて容量Ｃ３に接続する
スイッチであり、信号Ｅｃに応じて接点ａ、ｂ。

Ｃを切替える。

図から ただしＴｘｔ＝ωＣＸｉ　ＲＸＩ ＥｃはＴＸＩ　Ｋ比例する値とする。

フィルターＦ１の特性は、共通的には（４）式であられ
されるが、スイッチＳＷ１の切替えによってＴ３が次の
３つに切替わる。

ＴｏとＴ　ａＩ　ＨＴ　＆　ｂ　＋　’ｒ、ｃは同一方
向にほぼ同率変動する。

第５図は上記Ｔｘ１＋　Ｔｓａ　ｒ　Ｔｓｂ　＊　Ｔｓ
ｃの変動とスイッチＳＷＩの切替え対応を示す図である
。Ｔ□。

ＴＳａ　ｌ　Ｔｕｂ　ｌ　Ｔ’３ｅの変動しない設計の
センター値ヲそれぞれＴｘｌｏ　ｒ　Ｔｓａ　ｏ　＋　
Ｔｓｂ　ｏ　ｒ　Ｔｓｃ　ｏとする０又・Ｔｓａ　ｏ＜
Ｔｓｂ　ｏ＜Ｔｘｃ　ｏに設定されている。

更に説明の便宜上次のように模式化してかく。

即ち、Ｔｘ１＋＋　＝Ｔｓｂ　ｏとおく　ｏ　Ｔｅａ　
ｏ　＋　Ｔｓｅ　ｏｔｉ、Ｔｓｂ。

と大きさが違うがその変動幅は等しいと仮定する。

各Ｔのプラス、マイナスの変動幅も等しくハとおく。

今、第５図のようにＴｕｂ　ｏを基準として変動をΔ’
ｒｐとし、変動幅を±ΔＴＰｔとする。Ｔｘ□が変動し
たとき、つまりΔＴｐが変動したときは、スイッチＳＷ
、がａ、ｂ、ｃの各接点に切替ることになる。

第５図に示す区間Ｂ（−ΔＴｐｓ＜ΔＴｐ＜ΔＴｐｓ　
）のときはスイッチＳＷ、は接点すに切替り、区間Ａ（
ΔＴＰｓ≦Δ’ｒｐ≦ΔＴｐＩ　）のときは接点すから
ａに切替り、区間Ｃ（−ΔＴｐ□≦Δ’ｒｐ≦−ΔＴｐ
ｓ　）のときは、接点すからＣに切替る。ここで、Ｔｍ
ｂｏ−’ｒ、　１ｌＱ＝ΔＴｔ）ｔ　＋Ｔｓ　ｃｏ−Ｔ
ｓｂｏ＝ΔＴｐ、に設定し、３ΔＴＰｓ＝ユΔＴｐ、＝
ΔＴｐｌに設定すると、Ｔの補正は第５図に示すような
モードとなる。つまり第５図（ｆｉ）はＴｘ、の変動、
同図（ｂ）はＴ、ｂと’ｒｓａの変動をＴ３との関係で
示し、同図（ｃ）はＴ、ｌ）とＴｓａの変動をＴ、との
関係で示している。又同図（ｄ）は、補正後のＴ３の変
動を示している。

今、Ｔｘ、と、抵抗Ｒｓａ、Ｒｓｔ）の変動が同じでお
るとする。Ｔｘ、が変動して、図示のｇ□点（○印）、
つまり＋ΔＴＰｓに変動したとすると、Ｔｓｂ＋Ｔｓａ
も変動する。ここでＲｓｂがらＲ１１＆にスイッチｓｗ
。

が切替ると、Ｔ、ａの変動位置は、第５図（ｂ）の。印
で示す変動位置−ΔＴｐｓである。従ってＴ、の変動鉱
、Ｂ領域の下限となる。

この状態で更にＴｘｌが変動し図示のｒ８点（０印）、
つまりΔＴｐｓまで変動したとしても、Ｔｓａの変動は
、Ｂ領域の上限までに納まる。

逆に、Ｔｘｌが−ΔＴＰｓの方向へ変動し、今ｇ２点（
Ｏ印）の位置にあるとする。ここでＲｓｂがらＲ３ｅに
スイッチｓｗ、が切替ると、Ｔ２Ｃの変動位置は、第５
図（ｃ）の○印で示す変動位置ΔＴｐｓである。従って
Ｔｓの変動はＢ領域の上限となる。

この状態で更にＴｘｌが変動し図示のγ８点（０印）、
つまり−ΔＴｐｔまで変動したとしても、Ｔ！。の変動
はＢ領域の下限までに納まる。

つまり、フィルターＦ□にＲｓｂのみを用いた場合は、
本来Ａ、Ｂ、Ｃの全区間（±ΔＴＰＩ　）の変動を生じ
るのであるが、Ｒ３ａ　＋ＲＩ　Ｃ適宜選択することで
、区間Ｂ（±ΔＴＰｓ　）内に抑制でき、変動の幅を杓
子にすることができる。よってフィルターの特性変動も
又これに比例して安定させることができる。第４図の実
施例では、３接点で切替えたかさらに切替えを増加すれ
ば変動幅を少なくすることができる。

第４図は、フィルターの特性を決める変数と同一の方向
へはｔ！同率に変動する変数に比例した制御信号を発生
し、この信号によってフィルターの特性を安定化させん
とするものであり、制御信号を発生させる回路やフィル
ター特性を変化させる回路は、この他に種々実施できる
。

第６図はフィルターの変数Ｔを制御する他の回路例であ
る。可変容量ダイオードＣ３による接合容ｔを用いて制
御電圧Ｅｃによって容量値を変化させてもよい。可変容
量ダイオードＣ８の変化の範囲の少ない場合は、第７図
のように異なった可変容量ダイオードＣｇ　ａｒ　ｃ、
　ｂを設け、さらにネイッチＳＷ、で切替えて等測的に
容量の変化範囲を拡大することもできる。

第８図は、変数Ｔに比例した制御信号を得る回路の他の
実施例である。

これはトランジスタＱ、、Ｑ４を用いた差動増幅器形に
構成した例である。トランジスタ。、。

Ｑ４のエミッタ間にはコンデンサＣＸ、が接続され、各
々の工＜ツタとアース間にはそれぞれ電流源１１１！＋
”＄が接続される。トランジスタ。８．Ｑ４のコレクタ
はそれぞれ抵抗Ｒｘａ、Ｒｘｂを介して電源ｖｃｃに接
続され、トランジスタＱ、のベースには発振器Ｏ８Ｃの
出方、トランジスタＱ４のベースにはバイアスＶＢ、が
供給される。各々のトランジスタＱ１．Ｑ４のコレクタ
には、ωｃｘ１Ｒｘａ。

ωＣｘ、Ｒｘｂに比例した信号を取り出すことができ、
この信号は、振幅検波器ＤＥＴに供給される。

第９図は第４図の回路を電源とアース間に直列に連ねた
タイプの回路である。即ち、Ｑｓ　＋Ｑ４はトランジス
タ、ＩＳ４＋工Ｓ６は定電流源、Ｃｘｌ　＋ＣＸ、はコ
ンデンサ、ＲＸ　１　ｒ　ＲＸ　ｔは抵抗である。

この回路によると、振幅検波器ＤＥＴの入力部では、 ”−ＴＸＩ　・ＴＸｔ　’　ｅｏｓｃ　　　　　　−”
・（７）ただし、Ｔｘ、＝　ｊ　ωｃｘＩ　Ｒｘ１１　
Ｔｘ２　＝　ｊωｃｘ＊　ＲＸ！・・・・・・（８） ここでＴｘｌとＴ　ｘ　２　ｂ　Ｋ動に対して同一方向
、同率に変動するので、 Ｔｘ！＝Ｋ（定数）−−−−−−（９＞Ｔｘ１ とおける。よって（８）式は、 ｅｘ　＝　　ＫＴＸｌ　ｅ□ＢＣ”””α０第９図の回
路の場合、変数の２乗に比例した信号を得ることができ
、変動が小さくても、大きな制御信号を得られ、又細い
識別をするのに有効である。

第１０図は、Ｃ，Ｈの変動をＴ＝Ｃ−Ｈの変数として検
出する回路である。第１０図に基本原理と各部の信号波
形を示す。ターミナルＰ４にノｆルスＴｇが印加され、
ＴｇＱ印加期間はスイッチＳＷ、が閉じて、スイッチＳ
Ｗ４が開放する。Ｔｇは第１０図（、）のように・セル
ス期間ｔ１と次の・ぐルスまでの期間ｔ、を持つ。

／４’ルスＴｇの印加期間に電流源Ｉｓｃから電流Ｉｓ
：ｃがコンデ／すＣＸ、に充電される。ＢＦはバッファ
回路で入力インピーダンスは充分大きいものとする。コ
ンデンサＣＸ、の両端電圧Ｖ　ＣＸ　Ｓは、第１０図（
ｂ）のようになる。ｔｌの期間に、Ｖ　ｃ　Ｘ３　＝５
、’　Ｉ　ＩＩ、　＝Ｖｃ！Ｌ　　　　　　”””　（
１１となりＮ　　ｔｌの最後の時刻で最大値となって、
このときの（１１）式の値がバッファ回路ＢＦを介して
コンデンサＣｘ４に高速で充電され、ＣＸ、の両端がＶ
ｃｘ３＝Ｖｃｘ４となる。次にｔ、の期間のスタート時
には、パルスＴｇがなくなり、スイッチＳＷ４が閉じ、
スイッチＳＷ、が開く。このためコンデンサＣｘ、の電
荷は放電し、Ｖｃｘｌ＝０となる。同時にバッファ回路
ＢＰ’がカットオフになり、コンデンサＣｘ４の電荷は
ターミナルＰ８より次段の回路へ放電される。このとき
、次段回路の人力インピーダンスを充分大きくすれば、
同図（、）のようにほとんどＶｃｘｔ□に比例した直流
゛電圧を得る。

ｑや式において、Ｉｎ２を に３ｘ；比例定数 として設定すれば、 となって、Ｃｘ３＋Ｒａｘの変動に比例するｖｃＲを得
ることができる。

ｖＣＣｌｔｌはそれぞれ安定してつくることが必要であ
る。ＶＣＣは代りに電源に依存しｌよいＬと電源を用い
ても良い。上記の方式によると発振器は不要である。

第１１図は他のＣＲ値検出回路の実施例である。

スイッチＳＷ、　ｌ　５Ｗ４１　ＳＷ、には、第１１図
（ａ）。

（ｂ）　、　（ｃ）に示すようなダートノクルスＴｇｔ
　＋　Ｔｇｌ　＋　Ｔｇｓが印加され、図の・臂ルス波
形のハイレベルノトキスイッチはオンする。つまり、グ
ートノ臂ルスＴｇｔが印加されたときは、スイッチＳＷ
、がオ／、スイッチｓｗ、、ｓｗ、はオフ状態にあり、
コンデンサＣｘ３に電流工３ｘが充電′電流として流れ
ｔｌの期間続く。このときの電流Ｉ８Ｘは（６）式であ
られされる。

このとき、コンデンサＣＸ、の両端の電圧ｖｅｘは、ｉ
ｌ１図（ｄ）のように上昇する。次にｔ、の期間終了後
、スイッチＳＷ３がオフすると、ｔ、の期間にスイッチ
ＳＷ、がオンする。バッファ回路ＢＦ’の入力インピー
ダンスが充分高ければ、電圧Ｖｃｚの値は、第１１図（
ｄ）のように保持されたままである。この間バッファ回
路ＢＦ’の出力には、ｖＣｘと同じ電位が発生し、コン
デンサＣｘ４に、ｖｅｘと等しい電圧を生ずる充電が生
じる（第１１図（ｅ）の波形参照）。次にパルスＴｇｘ
が到来すると、スイッチＳＷ４がオンし、スイッチＳＷ
、がオフする。

このため、コンデンサＣＸＳの電荷はスイッチＳＷ４を
介して放電さ１、電圧Ｖｃｚはアース電位となる。

一方スイッチＳＷ、によって、コンデンサＣｘ４への経
路がオフし、コンデンサＣｘ、は次段の入力回路へ放電
するが、欠設の回路の入力インピーダンスを高くするこ
とで、同図（、）にみられるように、出力端Ｐ３の電位
ｖｐ、を、高い電圧状態のＶｅＸにほぼ等しい値に保持
することができる。ｖｃｘは、０４式にあるように、Ｃ
Ｘ３　、Ｒｓ３の関数である。

第１２図は、＠１０図の回路を更に具体的に示す回路図
である。第１０図に対応する部分には対応する符号を付
している。

トランジスタＱｌ、Ｑ、は、スイッチＳＷ、と全形成す
る差動増幅器形のスイッチであり、トランジスタＱａ−
Ｑ＊の相互接続エミッタにトランジスタＱ、のコレクタ
が接続され、トランジスタＱ。

のエミッタは抵抗Ｒｘｚを介してアースに接続される。

抵抗Ｒ６、ダイオードＤ４．Ｄ、、抵抗Ｒ６の直列回路
は、抵抗Ｒｘｌに所定ｄ流を流すためのトランジスタＱ
７のベースバイアス設定回路である。

ダイオードＤ□、Ｄ、は、それぞれ実際にはダイオード
をｍ、ｎ個直列接続した複合ダイオードである。トラン
ジスタＱ、のベースには、所定バイアスｖＢ！が印加さ
れ、トランジスタＱ８のベースには、入力点Ｐ、からの
ゲートパルスＴｇが印７＋ｕされる。パルスＴｇのハイ
レベル期間は、トランジスタＱ、が導通し、トランジス
タＱ、がカットオフ状態となる。パルスＴｇの無い、っ
まジローレベル期間は、トランジスタＱ、がオフ、トラ
ンジスタ。。

がオンとなる。トランジスタＱ、。、Ｑｌｌ及び。８．
。

Ｑ、は、カレントミラー回路を形成し、それぞれトラン
ジスタＱａ−Ｑ＊のコレクタ電流を変換してトランジス
タＱ□□＠　Ｑｌｌのコレクタより流出する。

トランジスタＱ１４とＱｌｌは、カレントミラー回路を
なし、トランジスタｑ＋ｓのコレクタはトランジスタＱ
１４のベース・コレクタに接続され、トランジスタＱｌ
ｌとＱｌｌのコレクタは共にトランジスタＱ□、のベー
スとコンデンサＣｘｌの一端に接続される。コンデンサ
Ｃｘｌの他端はアースされる。トランジスタＱｌｌｌの
コレクタ電流は、トランジスタＱ１４１　Ｑｌｇで電流
変換され、トランジスタＱ１□とＱ４のコレクタに流れ
る差電流が；ンデンサＣｘ。

に充電電流として供給される。

トランジスタｑｘｓはバッファ回路ＢＰ’として作用し
、エミッタはコンデンサＣｘ６を介してアースされると
ともに、トランジスタＱ、。のベースに接続される。ト
ランジスタＱ□＠　ｐ　Ｑｌｆ　＋　ＱｌＢは、トラン
ジスタＱ、。のベース電流の補償回路である。トランジ
スタＱ８゜のコレクタは、トランジスタＱ１゜のエミッ
タに接続され、このトランジスタＱ１゜のコレクタはア
ースされている。トランジスタＱ８７゜Ｑｌｌは、カレ
ントミラー回路であり、トランジスタＱＩ、のベース電
流をトランジスタＱｌａのコレクタに変換している。よ
って、トランジスタＱ１ＭのコレクタがトランジスタＱ
２゜のベースに接続されていることにより、トランジス
タＱ２゜のベース電流と近似したトランジスタＱ１ｍの
コレクタ電流を流すことにより、コンデンサＣｘ４への
充電電流を微少にしている。なお、トランジスタＱ、、
は、トランジスタＱ、がオンしたときにオンし、コンデ
ンサＣＸ、の電位をコンデンサＣｘ４に伝達する。

トランジスタＱ！。のエミッタには、定電流源Ｉｓｇか
らの電流が供給される。トランジスタＱ、。。

Ｑ、□は、相補形のトランジスタを用いたエミッタフォ
ロア回路であり、トランジスタＱ、。のベース電位と実
質的に等しい電圧をＰ、へ出力する。

動作について説明すると以下のようになる。グートパル
スＴｇの到来期間は、トランジスタＱ、がオン、トラン
ジスタＱ、がオフ、したがってトランジスタＱｌｌのコ
レクター流番ま、抵抗Ｒｘ、に流れる電流に等しく、ト
ランジスタＱｌｌはカットオフにあるから、トラン・ソ
スタＱｌｌのコレクター流、５ｊコンデンサＣｘ、に光
電される。トランジスタＱｌ＋のコレクタ電流即ち、抵
抗Ｒｘｌに流れる電流ＩＲＸ３は、 ・・・・・・（１，９ ただし、ｖＦはダイオード及びトランジスタのベース・
エミッタ順方向電圧 ここで仮に に選べば、 ｔａｘｓがコンデンサＣｘｌに光道され、その充電時間
はダートパルス幅ｔ１とすれば、コンデンサＣｘＢの両
端の電圧ｖｃｘ、は、 ｔ、　ｌ　ｖＣＣＩＲ５とＲ８の比はそれぞれ安定して
与え・３ことができるから、 とおける。

トランジスタｑ＋ｓのベースにＶｃｘｌが加わると、は
ぼこの電圧になるまでＣｘ４への充電作用が一瞬にシこ
なわれる。厳密にはトランジスタＱｘｇのエミッタ・ベ
ース間は、Ｃｘ４の充電電圧Ｖ　（！　Ｘ　、がＶｃ）
ｃｌに近づくにつれて、インピーダンスが大キクなるの
で、Ｖｃｌ４はＶｅＸｌに完全に等しくならないが、実
用的にほぼ等しいとおける。

したがって、トランジスタＱ□のエミッタではが成立す
る。

次に？−）パルスがなくなったとき、トランジスタＱ、
はオフ、トランジスタＱ、はオンとなる。

このときは、トランジスタＱｌｌはオフ、トランジスタ
Ｑ１ｍはオンし、コンデンサＣｘ、の電荷はトランジス
タＱ１ｍを通って放電し、ついにはトランジスタＱ□、
が飽和して近似的にｖｃｘｌはアース電位まで達する。

このときトランジスタｑｔｓの工ばツタはａ樟式のレベ
ルにあシ、そのベースはアース電位となっているので、
このトランジスタＱ４はカットオフする。充電したコン
デンサＣｘ４の電荷は実質的にホールドされ、（至）式
の電圧が次のゲートパルスの期間の到来まで保持される
。したがってＰ。

には常に（至）式の電位があられれる。

第１３図は第１０図の回路の出力をさらに展開し用いる
回路状態を示している。Ｐ！には、（６）式で与えられ
るＣＸ、　、ＲＸＳに反比例した出力を得る。

Ａ８は、逆関数器であり、その出力点Ｐ、にフィルター
Ｆが接続されている。フィルターＦは第２図のものと同
じＬＰＦの例であり、Ｃ３は接合容量で形成されたコン
デンサであシ一端にＰ４からの制御信号が印加される。

ｑ優式のＣＸ、もまた接合容量のものであるとする。

半導体の接合容量でベース・工ｉ、タ間の逆バイアス利
用の接合容量とすると、その容量Ｃは、コンデ／すの両
端電圧ｖｃに依存する。その関数は一般に に雪 Ｃ＝□　　　　　　　　　　　・・・・・・ａ鰺Ｖｃ２ の形で示される。Ｋ２は所定の容量を得るために決る要
素であり、製造上のプロセスの変化でばらつく。

したがって曽式から、ＣＸ３＋ＣＩは、とおける。ただ
し、Ｋｘ３　ＨＫｅｇは容量設定の係数であり、Ｖｘ３
．ＶｃｌはそれぞれＣｘｌ、Ｃ□の両端の印加電圧であ
る。

０９式をα１式に代入すると、 Ｖｃｌ２ よって Ａ１の関数をＫｇ／Ｘ（Ｋｇは比例係数、Ｘは入力）と
すると、この逆関数器の出力ｖＡ、は、ｖｏの値がＣ１
の両端の電圧に等しいものとすれば、 ＶＡＩ　：Ｖ　ｃ　＠　　　　　　　　　　　　°−°
−ｍよって、（イ）、（ハ）式より 式より となる。

Ｋ１は（４）式から定数値として扱える。Ｋ、は電圧の
２乗の次元であり、電圧設定はｖｃｃを基本として分割
した値（抵抗比の値でつくれる）で設定できるので同様
に定数値として扱える。

よってω・（Ｋｌ／に３）は定数の係数である。

Ｋｃ、とＫｘ、は共に接合容量の係数により個々に変動
してもその比は一定である。またＲ３．Ｒｘ３は共に抵
抗であり、同様に一定となる。

この結果からＴ、は素子の変動によらず一定の値にする
ことができる。

接合容量ＣＪは印加電圧Ｖｃによって一般に次のように
なる。

Ｋ。

ｃ、＝７　　　　　　　　　　　・・・・・・（財）ｃ
ｒｎ Ｋ、は容量設定で決める係数であり、ｍは接合の構造で
決まる値である。（財）式のように一般的な場合、補償
システムは第１４図に示すようになる。

第１４図において、コンデンサＣＸと抵抗Ｒｘの積に比
例した出力を得る素子特性のばらつき検出回路Ａ！の出
力は、逆関数の（ｍ−１）番関数回路Ａ、にて処理され
、その出力が所望のフィルター又は位相回路Ａ４の特性
を決めるコンデンサの一部又は全部に加えられる。図の
Ａ４は、第６図の構成と同じである。

検出回路Ａ、の出力Ｖｘは次の関係の出力とする。

逆関数回路Ａ３の関数は出力ｖｃとしてＣ〒、ＲＴはＡ
４のコンデンサ、抵抗の中の任意の１つとし、ｖｃがＧ
の両端に加わるものとする。

Ｃｘ、Ｃ↑は（イ）式から次のようにおける。

ｖｘ−ｍｖｃｍ ＫＪＸ・ＫＪＴは容量値を決める係数。ＶｘはＣｘの両
端に印加するものとする。

（ハ）式に四穴を代入して、整理すると０］）式を四穴
に代入して よって 変数１丁＝ωＣＴ−Ｒ。

とすると ＫＪＴ／ＫＪＸは容量値の比に比例する値、ＲＴ／ＲＸ
は抵抗値の比でろって製造プロセスで変動しない値とな
る。

第１５図は、第１４図の回路を更に具体的に示した例で
ある。また、検出回路Ａ、としては、第１１図のブロッ
ク構成を具体的に示して採用している。

抵抗Ｒ，，Ｒ，の直列回路は、その中点よりトランジス
タＱ□のベースに接続され、このトランジスタＱ！、の
エミッタは、トランジスタＱ２２のコレクタ及びトラン
ジスタＱ！４のベースに接続される。トランジスタＱ０
のエミッタは抵抗Ｒ１゜を介してアースされる。このト
ランジスタＱ３．にはオン時に一定電流が流れる。トラ
ンジスタＱ、４のコレクタは、トランジスタＱＳＳのベ
ース、トランジスタＱ□のコレクタ、コンデンサＣｘ、
の一端に接続される。コンデンサＣｘｌの他端はアース
される。

トランジスタＱｘｓは、抵抗Ｒ□１を介してベースにダ
ートパルスＴｇ、が印加されるもので、スイッチング動
作を得る。ダートパルスＴｇｔが抵抗Ｒ０を介して印加
されると、トランジスタＱ＊＊　ｒ　Ｑ＊５ｒＱｚｔが
オンし、トランジスタＱ０はカットオフする。

トランジスタＱ！ｓがカットオフのときコンデンサＣｘ
ｌに充電電流が流れる。第１１図のｔ１期間の光電の後
、トランジスタＱ！２１　Ｑ［Ｉ　Ｑ１０はオフし、光
電は終了し、充電した電圧Ｖｃｘｌはグートノ９ルスＴ
ｇ８が印加されるまで保持される。

電圧’＋’　ｃ　ｘ　＠は、トランジスタＱＳＳのベー
スに印加される。トランジスタＱｘａのエミッタは、ベ
ース・コレクタを直結したダイオード動作のトランジス
タＱ２７　＋　Ｑ２゜を介してトランジスタＱｌｌのコ
レクタに接続される。トランジスタＱ、。、Ｑ３．はカ
レントミラー回路を形成し、トラン・ゾスタＱ１１のコ
レクタがトランジスタＱｓａのベース・コレクタ及ヒト
ランジスタＱ１．のベースに接続される。トランジスタ
Ｑ、□は、そのベースがトランジスタＱ■のアノード側
に接続され、そのエミッタは、トランジスタＱＳＳのベ
ース、コンデンサＣ４の一端に接続される。コンデンサ
Ｃ４の他端はアースされる。

トランジスタＱ、！は、グートノ９ルスＴｇｓが抵抗Ｒ
ｓｘ　’ｆｒ−介してベースに供給されスイッチング動
作を得る。そしてトランジスタＱ、ｆｉがオンのときコ
ンデンサＣ１の電荷を放電し、実質的にトランジスタＱ
１ｍのベースをアース電位にする。

トランジスタＱ２４乃至Ｑ３□の構成は、トランジスタ
Ｑｔｓ　ノヘース電位を２Ｖ、レベルシフトシ、トラン
ジスタＱｌｌのエミッタに低インピータンスで変換する
エミッタフォロア動作を得る。しかしトランジスタＱ□
がオフのときは、工ばツタ−フォロアが動作せず、力、
トオフとなり、第１１図で示したスイッチＳＷ、の働き
をする。トランジスタＱ。は、エミッタフォロアとして
動作する。

以上が検出回路Ａ、の説明であり、次に逆関数回路Ａ、
について説明する。

トランジスタＱ０のエミッタは、抵抗Ｒ１，ヲ介してト
ランジスタＱｓ４．Ｑ□から成る力ンントばラー回路に
接続される。トランジスタＱｓａ＝Ｑ□のベースに供給
された電流は、トランジスタＱ□のコレクタに変換され
てあられれる。トラン・ゾスタｑｓｓのコレクタは、ダ
イオード構成のトランジスタＱ。

を介してトランジスタＱＮのエミッタとトランジスタＱ
３１のベースに接続される。トランジスタＱ３？のベー
スハ、トランジスタＱ４゜のエミッタに接続され、トラ
ンジスタＱ、。のベースはバイアスｖＢｌに接続される
。トランジスタＱＳＩ　ｐ　Ｑｓ＊は、エミッタを定［
がＣ源■８．に接続した差動増幅器を構成しておシ、ト
ランジスタＱ、。のベースは、ダイオード構成のトラン
ジスタＱ４１１　Ｑ４！を介してトランジスタＱ４３の
工はツタと、トランジスタＱ４４のコレクタに接続され
る。トランジスタＱａｓのベースは、バイアスｖ！１．
に接続される。トランジスタＱ４４ののベースは、トラ
ンジスタＱ４１の工ばツタに接続され、トランジスタＱ
４１のエミ、りは定電流源１１１１に接続され、ベース
は抵抗Ｒ１８１ＲＩＩの接続点に接続されバイアスが供
給される。トランジスタＱｌｌのコレクタは、トランジ
スタＱ４．のエミッタに接続され、トランジスタＱＳＳ
に流れる電流とトランジスタＱ４゜に流れる電流を実質
的に等しくさせる。トランジスタＱＳ１のコレクタは、
カレントミラー回路を構成するトランジスタＱ４．のベ
ースコレクタに接続される。トランジスタＱ０のコレク
タは、抵抗Ｒ１？を介してバイアスＶＢ４に接続され、
またトランジスタＱ４８のベースに接続される。

トランジスタＱ４゜のエミッタは、定電流源Ｉｌｌに接
続されるとともに、次段のフィルターＡ、のコンデンサ
Ｃ３の一端に接続される。

上記の回路の動作は次のようになる。

コンデンサｃＸ１　にｔ１期間トラン・ゾスタＱ２４の
コレクタ電流が充電されるので １１４がカットオフされた後、ｔ３期間Ｖ　ｅ　Ｘ　Ｂ
は保持され、スイッチＳＷ、のオ／によりトランジスタ
Ｑ３１のエミッタ電位、即ちＶＣｘ４は Ｖｃ　ｘ、　＝Ｖｃ　ｘ＠　＋２Ｖｙ　　　　　　　　
・・・−（３４となる。Ｃ４は急速な充電によってトラ
ンジスタＱＳ１のエミッタ電位に達して終了する。スイ
ッチＳＷ、のオフによってＣ４の電荷は保持される。

したがってＲｌｍには常時 が流れる。

ＩＩＬＩ３は、トランジスタＪ４＋Ｑｓｉからなるカレ
ントミラー回路で電流変換され、ＩＱｍｊ　ｌ　１６８
ｍ　ｌ　ＩＱｍｊと等しくなる。■に付加した符号は各
素子を指すものとする。

ｒｑｓｙ　＝ｉ　Ｑ！　＝Ｉ　Ｒ□　　　　　　　　・
・・・・・■次に、ＩＱ３６Ｃ”’ＱＳＩ　）とトラン
ジスタＱ４７に流れる■８．．との関係を求める。

トランジスタＱｎのベース・エミッタ電圧ｔｌ−ｖＦｎ
ｔ流を工。。とすると、図より次式が成立する。

ＶｌｌｓからトランジスタＱ４０　ｒ　Ｑｓｙ　＋　Ｑ
ｓｍ　＋　Ｑｓａの工ばツタまでの経路と、ＶＢ、から
トランジスタＱ４．。

Ｑｓａ　ｒ　Ｑ４１　＊　Ｑｓａの工ｉ、夕までの経路
の電位は等しいから、 ｖ、４゜＋ｖＦ　ｓ　ｔ　＋ｖＦ　ｓ　（１＋Ｖ□８＝
ｖ、、、　＋Ｖ、　４！　＋　ｖＦ　４１　＋Ｖ　Ｆ　
Ｈ−−四トランゾスタのベースエばツタ接合は次の関係
式％式％ ただしＫはメルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｇは電子の
電荷、工。はトランジスタの工ばツタ電流（実質的にコ
レクタ電流も等しい）、工、はトランジスタの飽和電流
。

同−半環体のチップ上のトランジスタは近似的に構成で
き各トランジスタのＩ、とほぼ等しハと分くと一式を用
いて（至）式に代入すると次のようになる。

工Ｑ４０・１９３丁・■ｑ３＠・■ｑ３　ａ　＝　１９
４ｍ・■Ｑ４２・■ｑ４１・ＩＱ３１・・・・・・０υ ここで Ｇ″ＩＪ式を９３式に代入して計算するとトランジスタ
Ｑ４１のエミッタでは ＶＥ、、＝＝ＩＱ、、　、　Ｒ，、＋ＶＢ、　−Ｖ。

今Ｐ１に印加されるＤＣ電圧を Ｖｐ　””ａ　　ＶＦ　　　　　　　　　　　−・・’
ｌｊに選べばＣ８の両端の電圧Ｖｃ３は Ｃｘ、、Ｃ＠を次の関係とすると ＶＣｘ、　　、　　　Ｖｃ３ ６′Ｉ）式と（ロ）式より これを一式に入れて よって変数 　ｃ　３ ・・・・・・閃 を得る。

とおきに４を変形すると となる。（５２）式よυに４は ｖＣＣ＋ｊｌと抵抗の比で決まる値であってｖｃｃ’　
ｔｔを一定に与えればに４は一定の値として与えること
ができる。よって（５１）式は素子の値にかかわらずＴ
、一定となる。

第３図のフィルターは（２）式より Ｔ１＝ωＣＩＲ，Ｔ、　＝ωＣ，Ｒ１・・・・・・（５
３）とおくと はＣ１／Ｃ！とＲｔ　／　Ｒｔの比で決まるのでＴｔ　
／Ｔ、　＝に↑とシ〈と、Ｋ↑は定数として扱える。（
５３）式のに、を用いると（２）式は （５５）式にみるように、（２）式による特性はＴ１に
よって変動するから、Ｔ１を制御することによって特性
を補正できる。Ｔ１はＣ１を制御することで変えること
ができる。しかし、（５４）式にみられるように、Ｃ１
とＣ１の比は、一定に保つ必要があるからＣ，、Ｃ，は
共に制御する必要がある。

第１６図は、第３図のコンデンサを制御する場合の実施
例である。抵抗Ｒ，，Ｒ，、コンデ／すＣ，、Ｃ，、ト
ランジスタＱ□、抵抗Ｒ４は、第３図の素子と同等の素
子に対応する。トランジスタＱ１のエミッタは、抵抗Ｒ
４を介してトランジスタＱ４１のコレクタに接続され、
トランジスタＱ４１１の工＜ツタは、抵抗１’ｔｔｓを
介してアースさｈる。トランジスタＱ４１のベースは、
制御端子Ｐ４に接続される。トランジスタＱ、。は、ベ
ースがトランジスタＱ４１のコレクタと抵抗Ｒ４の接続
点に接続され、工ばツタは定電流源Ｉｓ１゜に接続され
る。

トランジスタｑｓｏのエミッタは、コンデンサＣ１の一
端に接続される。トランジスタＱ□の工ばツタの信号は
、抵抗Ｒ１、トランジスタＱ、。を介してコンデンサＣ
□に帰還され、等測的に第３図の場合と同じになる。ト
ランジスタＱ□は、ベースにバイアスｖＢｌが接続され
、その工ばツタは抵抗Ｒ３゜を介してトランジスタＱＳ
Ｓのベース及ヒトランゾスタＱ□のコレクタに接続され
る。トランジスタＱ□のエミッタは抵抗Ｒ１Ｓを介して
アースされ、ベースはＲ４に接続される。トランジスタ
Ｑｌｌ。

の工ばツタは、定電流源工３□１に接続されるとともに
コンデンサＣ３の一端に接続される。Ｒ４に印加される
Ｃｘ−Ｒｘに比例した信号によって、トランジスタＱａ
＊　ｒ　Ｑｓ□の直流電流が変化し、その結果抵抗Ｒ４
，Ｒ，。の電圧降下量が変化し、この電圧がコンデンサ
Ｃ，，Ｃ，に与えられその容量値を変化させる。コンデ
ンサＣ１、Ｃ，の両端に印加される電圧を等しくなるよ
うに素子値又はバイアスの条件を設定すれば、Ｃ１とＣ
２の容量変化はするもののその比は常に一定に保持する
ことができる。

半導体チップ上のＣ，Ｒ又はｃＲ（ｉ）に比例した変動
を検出する検出回路は、以上の他に種々実施できる。例
えば第１７図は位相検波形の検出回路であり、第１８図
はそのベクトル図である。

第１７図において、Ｐ、は入力端子、Ｐ、は検波出力端
子とする。Ａ、、Ａ、は差動増幅器であり、Ａγは掛算
回路でおる。Ｐ−に一定の連続波ｅａが供給されると、
抵抗Ｒ１１とコンデンサＣ６の直列回路の素子接続点に
は信号ｅｂがあられれ、抵抗Ｒ，，，Ｈ□の素子接続点
には信号ｅｃがあられれる。

信号ｅｂ、ｅｃは、差動増幅器Ａ、の差動入力部に供給
される。また信号８ｅは、差動増幅器Ａ、の一方端に供
給される。差動増幅器Ａ８．Ａ、の出力ｅｄ。

Ｃ８はそれぞれ掛算回路Ａ７に供給される。

上記信号の位相関係は、第１８図に示すようになる。

信号ｅａは、抵抗Ｒ２１，コンデンサＣ５で遅相（例え
ば４５°）し、信号ｅｂとなる　信号ｅｃは、信号ｅ８
が抵抗Ｒ０とＲｔｓで分圧されたものであり、４５゜に
対応したときＴ　ｅ　ａに相当する。このとき、信号ｅ
ｃとｅｂの差（図ではｅｃｂ）が差動増幅器Ａ、で増幅
され、信号ｅ。となる。塘たｅｃは差動増幅器Ａ。

で増幅され信号ｅｄとなる。所定の値のとき、ｅｅと８
，１は直角関係となる。このとき掛算回路Ａ、によって
掛算された後の出力、平滑出力が生じるものとすれば、
これは９０°検波出力である。

次Ｋ、コンデンサＣ１１、抵抗Ｒｔｔの変動が生じた場
合を説明する。信号ｅｂの遅れ位相は、Ｃ５ｘＲ８１に
比例し、Ｃ，とＲｎが大きくなる方向へ変動すると遅れ
が大きくなり、このと１！は第１８図のように信号’９
ｂｔのようになる。逆に小さい方向へ変動すれば、信号
ｅｂ、のようになる。信号ｅｃは抵抗Ｒ１！とＲ６３の
分圧比で決まるので、抵抗値の変動に関係、、ｆ　＜　
６ｃ位相は一定である。したがって、信号ｅ０は、信号
ｅｃと８ｂｔの差交’ｒｉ　ｅ　ｃとす。、の差によっ
て生じ、信号ｅｅｌ　１ｅｅ２のようになる。

このため、Ｃ６又はＲ２１が大きい値の方向へ変動すれ
ｉ、Ｊｃ３６とｅｄは９０°禾満の関係で掛算され、Ｃ
３又はＲ１，′＞：小さい値の方向へ変動すれば、９０
゜より大きい関係で掛算され、出力点Ｐ、の出力ｖＰ。

は、第１９図に示すような特性となる。

したがって、ｃ、　　ｌ　Ｒ，□のセンターの値のとき
出力を中心・とじて、ＣＭ　　、Ｈ□の変動の方向、太
ききに比例した検波出力を取り出すことができる。

この検波出力を利用することでフィルターや位相回路等
の特性を安定な特性に補償することができる。

第１７図の回路は、コンデンサＣ５と抵抗Ｒ２１を入れ
かえた構成でもよい。さらに、抵抗Ｒ２８、コンデンサ
Ｃ３による回路は、一般的には移相回路であって良く、
差動増幅器Ａ、の入力点でのｅｂが移相回路を構成する
抵抗及びコンデンサの値の変動に比例して動き（ｅｂ−
ｅｃ）の位相変動に変換されればよい。よってこれを満
足する回路は種々実施可能であり、第１７図の回路に限
定されない。

抵抗Ｒ＊ｚ＋Ｒｔｓの直列回路は入力と同相での分圧回
路として働く。

上記した説明において、制御信号を発生させるための回
路、又は被制御回路はこの実施例に限定されるものでは
なく種々の実施例が可能である。

被制御回路としては増幅度、電流値１位相２周波数特性
、電圧値、入出力インピーダンス等補正対象は褌々であ
る。

［発明の効果コ 以上説明したようにこの発明は集積回路内のＣ１ＲＪ子
の値変動を正確に検出保持することのできる素子変動値
検出回路を提供できる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例を示すグロック図、第２図
、第３図はそれぞれフィルターを示す図、第４図はこの
発明の一実施例を示す回路図、第５図は第４図の回路の
動作説明図、 第６図、第７図はそにそれ第１図の被制御回路を示す図
、 第８図、第９図はそれぞれ本発明に係る素子ばらつきの
検出回路を示す図、 第１０図、第１１図もそれぞれ検出回路の具体例と動作
波形を示す図、 第１２図は第１０図の回路を更に具体的に示す回路図、
第１３図、第１４図はそれぞれ素子ばらつき検出回路の
更に他の実施例を示す図、第１５図は第１４図の回路を
更に具体的に示す回路図、第１６図は、被制御回路（フ
ィルター）の更に他の例を示す回路図、第１７図は本発
明に係る検出回路の例を示す回路図、 第１８図は泳１７図の回路の信号ベクトル図、第１９図
は第１７図の回路の特性図である。 １・・・電流源、２．４・・・スイッチ１．Ｉ、５・・
・コンデンサ。 出り人代理人　　弁理士　鈴　江　武　彦第１図 第２図　　　第３図 第４図 第８図　　　　　第９図 第１２図 第１３図 Ａ２　　　　　　　　　　　ＡＪ　　　　　　　　　Ａ
４第１４図 第１７図 Ｖロク 第１９図

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. （１）半導体基板上に構成された抵抗に依存して決まる
   電流値で電流を流する定電流源と、前記定電流源からの
   電流を前記半導体基板上に構成されたコンデンサに所定
   期間充電する回路手段と、前記コンデンサの充電電圧を
   一定期間保持する保持回路とを有し、前記保持回路の出
   力に前記抵抗と前記コンデンサの値に比例した出力を得
   ることを特徴とする素子変動値検出回路。
2. （２）前記コンデンサに所定期間充電する回路手段は、
   前記定電流源と前記コンデンサの一端間に設けられた第
   １のスイッチ及び前記コンデンサの一端とアース間に接
   続された第２のスイッチとから成り、各第１、第２のス
   イッチは互いに開閉が逆相で制御され、前記保持回路は
   前記コンデンサの一端の充電電圧を第２のコンデンサに
   伝達するバッファ回路を含むことを特徴とする特許請求
   の範囲第１項記載の素子変動値検出回路。
3. （３）前記コンデンサに所定期間充電する回路手段は、
   前記定電流源と前記コンデンサの一端間に設けられた第
   １のスイッチ、前記コンデンサの一端とアース間に接続
   された第２のスイッチ及び前記コンデンサの一端と前記
   保持回路間に接続された第３のスイッチから成り、前記
   第１、第３、第２のスイッチの順に何れか１つがオン、
   他がオフするように制御され、前記保持回路は前記コン
   デンサの一端の充電電圧を第２のコンデンサに伝達する
   バッファ回路を含むことを特徴とする特許請求の範囲第
   １項記載の素子変動値検出回路。
4. （４）前記定電流源は、電源とアース間に接続された複
   数のダイオードの任意の接続部からベースがバイアスさ
   れるトランジスタから成り、前記コンデンサに所定期間
   充電する回路手段は、前記第１のトランジスタを電流源
   して作動し、差動増幅器を形成する第２、第３のトラン
   ジスタと、第３のトランジスタのベースにバイアスを与
   えるバイアス回路と、前記第２のトランジスタのベース
   にゲートパルスを与えるための手段と、前記第２のトラ
   ンジスタの出力ノードに入力ノードが接続されその出力
   ノードが前記コンデンサの一端に接続された第１のカレ
   ントミラー回路と、前記第３のトランジスタの出力ノー
   ドに入力ノードが接続された第２のカレントミラー回路
   と、前記第２のカレントミラー回路の出力ノードが接続
   されその出力ノードが前記第１のカレントミラーの出力
   ノード及び前記コンデンサの一端に接続されて成ること
   を特徴とする特許請求の範囲第１項記載の素子変動値検
   出回路。
5. （５）前記コンデンサに所定時間充電する回路手段及び
   前記保持回路は、前記定電流源とアース間に接続され、
   ベースに第１のゲートパルスが供給される第１のトラン
   ジスタと、前記第１のトランジスタがオンすることによ
   ってオンし、前記コンデンサの一端側から充電電流を供
   給する第２のトランジスタと、前記コンデンサの一端と
   アース間に接続され、ベースに前記第１のゲートパルス
   とは異なる位相の第２のゲートパルスが印加されること
   でオンする第３のトランジスタと、前記コンデンサの端
   子電圧がダイオード接続回路を介してベースに供給され
   る第４のトランジスタと、前記第４のトランジスタに流
   れる電流路に入力ノードが接続され出力ノードが前記ダ
   イオード接続回路に接続されたカレントミラー回路と、
   前記第４のトランジスタの出力ノードとアース間に接続
   され、前記コンデンサの光電電圧を前記第４のトランジ
   スタの出力ノードとアース間に接続された第２のコンデ
   ンサに伝達するために、前記第１、第２のゲートパルス
   とは異なる位相の第３のゲートパルスがベースに印加さ
   れることでオンする第５のトランジスタとを具備したこ
   とを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の素子変動値
   検出回路。
6. （６）前記コンデンサは、可変容量ダイオードであるこ
   とを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の素子変動値
   検出回路。