JPS62211533A - 容量式変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〈産業上の利用分野〉 本発明は、差圧を静電容量を介して電気信号に変換する
容量式変換装置に係り、特に温度および静圧の影響を補
正した容量式変換装置に関する。

〈従来の技術〉 ′第５図は従来の容量式変換装置の構成を示すブロック
図である。

差動容量センサ１０は移動電極Ｉ！に対向して第１電極
１２、第２電極１３が配置され静電容量Ｃ，，Ｃ。

がそれぞれ形成され、更に温度センサ１４が組込まれて
いる。

差動増幅器Ｑ、（Ｑ、）の反転入力ｆｌ（−）は心線Ｃ
Ｗ　Ｉ（ＣＷ　ｓ　）の周囲がガードＧＤ、（ＧＤｓ）
で囲われたケーブル１５（ロ）を介して第１電極１２（
第２電ｍ　１３）の一端に接続されると共にその出力端
との間に固定客ＩＣｋ１（Ｃえ２）を介して接続されて
いる。差動増幅器Ｑ　、（Ｑ　、）の非反転入力端（＋
）はガードＧ　Ｄ　、（Ｇ　Ｄ　、）と共に可変電圧Ｖ
　ｃ、（Ｖ　ｃ、）が印加されている。

、竿乃噌幅器Ｑ、（Ｑ、）の出力端はＣＭＯ５形のトラ
ンジスタ（Ｑ、、Ｑ４）の各一端に接続され、これ等は
スイッチＳＷ１を構成している。ＣＭＯ３形のトランジ
スタ（Ｑ、、ａｍ）の各一端は抵抗Ｒｋ、　　（Ｒ９２
）を介して差動増幅器Ｑ、（Ｑ、）の反転入力＠（−）
に接続され、これ等はスイッチＳＷ、を構成している。

また、ｃｕｏｓ形のトランジスタ（Ｑ、。

ａＳ）の各一端はガードＧＤ、（ＧＤ、）と接続され、
これ等はスイッチＳＷ、を構成している。これ等のスイ
ッチｓｗ、−ｓｗ、でセレクタ１７を構成している。

チャージコンパレータＱ、の反転入力端（−）はトラン
ジスタＱ、、Ｑ、の各他端と、非反転入力端（＋）はフ
ィルタＦＴを介してトランジスタＱｌｌＱ、の各他端と
それぞれ接続されている。その出力端はｎビットのカウ
ンタＣＴの入力端ＣＬに接続されている。その出力ＨＡ
　Ｑ　ｎに得られる切替信号はスイッチｓｗ、−ｓｗ、
を差動増幅器Ｑ１側とＱ。

側に切替えると共にチャージャ口に入力される。

チャージャＩ６はこの切替信号と共にチャージコンパレ
ータＱ、の出力が入力され、スイッチＳＷ。

を介して差動増幅器Ｑ　、（Ｑ　、）の非反転入力端（
＋）に印加される可変電圧Ｖ　ｃ、（Ｖ　ｃｘ）と操作
電圧Ｖを発生させる。

口はディスチャージャであり、チャージコンパレータＱ
、の出力が入力され、可変電圧Ｖ　＋＋＋（■ｃｓ）・
に対して所定の差電圧ｅ　をもつ放電々圧をトランジス
タＱ、、Ｑ、の各他端に印加する。

静圧演算回路２０はカウンタＣＴの出力端Ｑ１に得られ
る切替信号と温度センサ１４から得られる温度信号が入
力され第１電極１２と第２電極］３との間に満された封
液２１に印加される静圧Ｐｓを所定の演算式により演算
し、補正演算回路２２に入力する。

補正演算回路２２は静圧Ｐｇと温度信号Ｔおよび操作電
圧Ｖが入力され静圧と温度補正をして出力端２３に出力
する。

次に、チャージャ口の内部構成について説明する。カウ
ンタＣＴの出力（切替信号）とチャージコンパレータＱ
、の出力はそれぞれインバータＧｌ。

Ｇ、の入力端に印加され各出力端はアンドゲートＧ、の
入力端に接続されている。アンドゲートＧ４の入力端に
はインバータＧ、の出力とカウンタＣＴの出力（切替信
号）がそれぞれ入力されている。

スイッチｓｗ４．ｓｗ、、ｓｗ、は電界効果トランジス
タで構成され、アンドゲートＧｘ、Ｇ４およびチャージ
コンパレータＱ、の出力で開閉される。

カウンタＣＴの出力である切替信号は、非反転入力ｔ４
（＋）に基準電圧Ｅ、　　（例えば＋ＩＶ）が印加され
反転入力ｆｌ！（−）側に入力抵抗Ｒ１、積分コンデン
サＣ１をもつ差動増幅器Ｑ７．で構成された積分ＩＨ４
の入力端に印加され、その出力端はスイッチＳＷ、を介
してスイッチＳ　Ｗ　ｓの他端に接続される。積分コン
デンサＣｌ　の両端からは操作電圧Ｖを帰る。

積分器２４の出力端は非反転入力端（＋）に基準電圧Ｅ
Ｒが印加され反転入力端（−）側に入力抵抗Ｒ１と帰還
抵抗Ｒ４が接続された差動増幅器Ｑ１１で構成された比
例増幅器２５の入力端に接続され、その出力端はスイッ
チＳＷ４を介してスイッチｓｗ、の他端に接続されてい
る。なお、スイッチｓｗ、の一端は共通電位点ＣＯＭへ
、他端はスイッチｓｗ。

の他端に接続されている。

次に、以上の如く構成された第５図に示す実施例の動作
について第６図、第７図に示す波形図を用いて説明する
。

・先ず動作の理解を容易にするため操作電圧Ｖがゼロの
状態について説明する。この場合は差動増幅１ｓＱ、（
ＩＩとＱ２＠とが相互干渉なく動作している状態であり
、第６図にその各部の波形を示す。

操作電圧ｖ＝０であるので差動増幅器Ｑ、の出力端、Ｑ
ｚの出力端には共に基準電圧ＥＲが生じている。更に、
カウンタＣＴの出力端Ｑ　１１がハイレベル“Ｈ”の状
！ｍ（第６図（へ））にあるときはトランジスタＱ　４
．　Ｑ　ｓ、　Ｑ　ｙがオンとなり静電容量Ｃ９側が選
択された状態にある。これ等の状態においてチャージコ
ンパレータＱ、の出力がハイレベル″Ｈ”からローレベ
ル°゛Ｌ゛°に変化する（第６図（ホ））とスイッチＳ
Ｗ、はオンからオフへ、スイッチＳＷ、がオフからオン
に変化し、差動増幅器Ｑ１の非反転入力端（＋）はゼロ
電圧から基準電圧ＥＩ２に急に増加する（第６図（ユリ
。このため差動増幅器Ｑ、の出力（第６図（ハ））は急
激に電圧ｅＨだけ上昇する。しかし、差動増幅１？ＨＱ
、の反転入力端（−）の電位は差動増幅器Ｑ１の帰還作
用により基準電圧Ｅ６に保持される（第６図（ニ））。

一方、ディスチャージャ１ｇはチャージャ１８の出力（
第６図（ロ））に対して常にｅｇ　　だけの差電圧で（
第６図（イ））でスイッチＳＷ、を介して抵抗Ｒｋ１　
　と固定容量Ｃえ、の直列回路に印加しているので、差
動増幅ＩＱ、の反転入力端（−）の電位を基準電圧Ｅ５
に保持する必要から、その出力端の電圧は徐々に低下す
る（第６図（ハ））。この電圧低下が進行し差動増幅器
Ｑ１の出力端の電圧が基準電圧ＥＲより低下すると、チ
ャージコンパレータＱ、の非反転入力＠（＋）に印加さ
れている基準電ＪＥＥＲより反転入力端（−）の電圧が
低下するので、その出力端の電圧レベルがハイレベル“
Ｈ”に反転しく第６図（ホ））、スイッチＳＷ、がオン
になる。この場合にチャージコンパレータＱ、の非反転
入力＠（＋）の方が反転入力＠（−）より先に変化しな
いようにフィルタＦＴが非反転入力端（＋）側に挿入さ
れている。

差動増幅器Ｑ、の出力が電圧変化ｅ８　から基準電圧Ｅ
Ｒまで低下する期間では、ディスチャージャＩ９から流
出する電流をｉ、とすれば次式が成立−する。

次に、チャージコンパレータＱ、の出力がハイレベル“
Ｈ”に反転すると（第６図（ホ））、スイッチＳＷ、が
オンとなりトランジスタＱ、を介して差動増幅器Ｑ１の
非反転入力端（＋）はゼロ電圧に急激に低下する（第６
図（ニ））。このため差動増幅ｒａｏ、の出力（第６図
（ハ））は急激に電圧ａＨだけ低下する。しかし、差動
増幅器Ｑ１の反転入力端（−）の電位は差動増幅器Ｑ、
の帰還作用によりゼロ電圧に保持される（第６図（ニ）
）。一方、ディスチャージヤロはチャージャ目の出力（
第６図（ロ））に対して常に０９　だけの差電圧で（第
６図（イ））スイッチＳＷ、を介して抵抗へ１と固定容
量Ｃや１の直列回路に印加しているので、差動増幅器Ｑ
。

の反転入力端（−）の電位をゼロ電圧に保持する必要か
ら、その出力端の電圧が徐々に増加する（第６図（ハ）
）。この電圧上昇が進行し差動増幅器Ｑ。

出力端の電圧がゼロ電圧より上昇すると、チャージコン
パレータＱ、の非反転入力＠（＋）に印加されているゼ
ロ電圧より反転入力端（−）の電圧が上昇するので、そ
の出力端の電圧レベルがローレベル“Ｌ“に反転しく第
６図（ホ））、スイッチＳＷ。

がオフになる。

差動増幅器Ｑ、の出力が電圧変化ｅＨからゼロ電圧まで
上昇する期間でも、ディスチャージャ２４に流入する電
流は電流１．と等しい。

以上の動作を交互に繰り返すが、カウンタＣＴはこの繰
り返しの回数を計数し、所定ビット数ｎだけ計数し、期
間ＴＮ　　（第６図（へ））を経過するとその出力ｆｔ
ａ　Ｑ　ｎの電圧レベルを反転し、ローレベル゛Ｌ゛°
とする。この期間ＴＬ　　の状態（第６図（へ））では
トランジスタＱ、、Ｑ、、Ｑ、がオンとなり静電容量Ｃ
８側が選択された状態になる。以後は期間ＴＨと同じよ
うに動作する。ただし、差動増幅器Ｑ、の出力の電圧変
化ｅＬ２、ディスチャージャＮから流出入する電流ｉ、
は次のようにな・る。

チャージコンパレータＱ、の出力の反転動作への移行後
に起る電荷の移動量とその解消に要する期間１）ｌ　　
と１し　　は （ｅ、４−ＥＲ）　Ｃｋ、　　＝　ｉｔ　　ｔ　　　　
　　　（５）（ｅｔ　　−ＥＢ　　）　Ｃｙｚ　＝　ｉ
　ｘ　　ｔ　　　　　　　（６）となる。（１）〜（４
）式を用いて（５）　、　（６）式を変形すると、とな
り期間Ｔ、　　、　ＴＬ　　は Ｃ１（９） ＴＨ＝２“１・　＝２”０・］ Ｏ・　　　　。。） Ｔ＝２”ｔ　　”２“Ｅ、　７丁 し　　　　　　　　　　　Ｌ となる。そこで、Ｒｋ−１＝Ｒｋｌに選定し　ｉ、＝ｉ
。

にすると期間ＴＨ、ＴＬはそれぞれ静電容量Ｃｔ。

Ｃ８に比例した偵として得られる。

次に操作電圧Ｖをゼロに固定しない通常の場合の状態に
ついてその動作を説明する。この場合の第６図に示す実
施例の各部の波形は第７図で示される。

積分器２４への入力電圧はカウンタＣＴの出力端Ｑｎか
ら印加され第７図（へ）に示す＋Ｅのハイレベル期間“
Ｈ”と−Ｅのローレベル期間“Ｌ”とが与える平均電圧
となる。積分器２４の非反転入力ｆｌｌ（＋）に印加さ
れている基準電圧Ｅ、とカウンタＣＴからの平均電圧と
の差により積分器２４の出力は上昇、下降するや例えば
期間ＴＨが期間ＴＬ　　より大きいときは積分器２４の
出力は下降し、逆の場合は上昇する。Ｔ、＝ＴＬ　では
平衡し積分器２４の出力は静止する。

積分器２４が機能しない初期状態では、簡単なため操作
電圧をｙ＝Ｑとして、積分器ｚ４と比例増幅器２５の各
出力は基準電圧Ｅ８の状態にあるとして第６図に示す波
形図で説明したが、期間（Ｔ１．ｌ＋Ｔシ）が経過した
後は積分器２４が機能する。

第６図に示すＴＨ＞ＴＬの初期状態にある場合には、積
分器２４の出力端に（ＥＦＬ−Ｖ）、比例増幅器２５の
出力端には（ＥＲ＋　ｖ　）の変化が生ずる。

そして、第７図に示すＴＨ＝ＴＬの状態つまりカウンタ
ＣＴの出力端Ｑｎの平均電圧がゼロになるような操作電
圧Ｖが生じた状態で操作電圧Ｖの変化が停止する。

従って、第７図に示す平衡状態ではカウンタＣＴの期間
Ｔ、、、Ｔ　　に対応してチャージャ口かし らは（Ｅ、−Ｖ）とゼロ、（Ｅｇ　　＋　ｖ　）とゼロ
の各電圧（第７図（ロ））が差動増幅器ａ、、Ｑｔの各
非反転入力端（＋）に印加される（第７図（ハ））。

これに伴って差動増幅器Ｑ、、Ｑ、の帰還作用によりそ
の反転入力端（−）も（ＥＩ２−Ｖ）とゼロ、（ＥＲ＋
　ｖ　）とゼロの各電圧となる（第７図（ニ））。

差動増幅器Ｑ、、Ｑ、の出力はチャージャ口からの電圧
変化に伴って、それぞれｅ□　ＪｅＬの変化を生ずる（
第７図（ハ））がミこれを中和すべ（デイスチャーシャ
ロカら電圧（Ｅ、　　−ｖ＋ｅ、　）、（ＥＩ２十ｖ＋
ａｇ）が印加される（第７図（イ））。以上の結果、チ
ャージコンパレータＱ、の出力は期間　ｔＨとｔ、とが
等しくなり（第７図（ホ））、カウンタＣＴの出力の期
間ＴＨとＴＬ　も等しくなる（第７図（へ））。なお、
第７図（ト）〜（ル）はスイッチＳ　Ｗ　ａ、　Ｓ　Ｗ
　ｓ、　Ｓ　Ｗ　４およびトランジスタＱ、、Ｑ。

の各状態を示している。

第７図における動作は第６図における波形のピーク電圧
が変わるだけで第６図の場合と同様である。従って、（
２）　、　（４）式におけるＥＲの代りにそれぞれ（Ｅ
、−Ｖ）、（Ｅｇｒ、　＋　ｖ　）を用いるととなる。

また、（５）　、　（６）式に対しては（ｅＨ−（Ｅ、
　　−ｖ））Ｃ，、＝　　Ｉ　１ｔＨ０３）（ｅＬ　−
（Ｅ、　　＋ｖ）Ｉｃ、２＝　　１ｉｔＬ　　　Ｑ＋ｔ
）となる。ｉ、＝＝ｉ、に選定しｔ、４＝ｔＬ　　を与
える操作電圧Ｖは、ＯＤ〜０優式から を得る。

また、００〜０５）式を用い、ｉ＝＋＋＝ｌｚとおいて
、となる。期間ＴＨは であり、期間ＴＬ　　も同じ個となる。

従って、操作電圧Ｖは静電容量Ｃ，，Ｃ，の和分の差、
カウンタＣＴの出力の切替電圧の周期、つまり期間ＴＨ
（＝Ｔシ）は和分の積を現わしている。

ところで、差圧ΔＰがゼロのときの各静電容量Ｃ，，Ｃ
，の値をＣ，、移動電極１１のバネ定数をＫとすれば、
静電界ｆ１１ｃ　１．　ｃ　ｓは、として現わせる。こ
れ等の式から、差圧ΔＰはとなる。また、静電容量Ｃ１
は封液２１の誘電率を（、真空での静電容量をＣｖとす
ればＣ−”　ｒ−Ｃ−ｖであるから、θ）、０匂式を用
いて となる。従って、Ｑ５）、（イ）式を用いてとなり、Φ
）、（２１）式から となる。つまり、操作電圧Ｖは差圧ΔＰに比例し、期間
ＴＨは誘電率（に比例する。

次に、誘電率εと静圧Ｐｓ、偏度Ｔとの関係について説
明する。温度Ｔが上昇すると誘電＊ｉは減少し、静圧Ｐ
ｓが増大するとａｓ′ＩＩＬｍ　ｇは増大するので、基
準温度での誘を率を（１、ａ、ｂ　　を定数とすると、
ａ電率（は次式で示される。

（＝４１（１−ａＴ　＋　　ｂＰｇ）　　　　　Ｑ４）
これを変形して、静圧Ｐｇは となる。鍔′ＩＩＬ率（の変化率をΔε、α＝１／ｂ、
β＝　−ａ　／　ｂ　　とおくと（２５）式はＰｓ＝　
　α　・　Δ（−ρＴ　　　　　　　　＠どなる。ａ、
β　はそれぞれ　Δ（、Ｔに対する補正係数である。

以上の式（２２）〜（２５）に示す演算を静圧演算回路
２０において実行する。

一方、差圧ΔＰは（２２）式で示されるが、この（２２
）式は理想的な場合、即ち固定電極１れＩ３、移動電極
１１相互間が平行でかつバネ定数にも一定であるような
場合について成立する式である。しかし、実際には静圧
Ｐｓあるいは温度Ｔが変化すると、本体１が変形するな
どして（２２）式で得られた差圧ΔＰが変化する。そこ
で、差圧ΔＰを補正する必要がある。静圧Ｐｓに対する
補正係数をに、、１度に対する補正係数をに、とすると
、補正された差圧ΔＰｃは次のようになる。

Δ−Ｃ：ΔＰ　　（１＋ｋｌＰ！＋にａＴ）　　　　　
＠この演算を補正演算回路２２で実行して出力ｔ４２３
に補正された差圧ΔＰｃを出力する。

〈発明が解決しようとする問題点〉 しかしながら、この様な従来の容量式変換装置では差圧
ΔＰは（２２）式で示されるようにアナログ量である操
作電圧Ｖで与えられるが、静圧補正のための誘電率（は
（２３）式で示されるように期間ＴＨの繰り返しとして
周波数で取り出されのでこれを周波数／電圧変換してア
ナログ量として、静圧演算回路２０で静圧演算し、操作
電圧Ｖとともに補正演算回路２２でアナログ処理して差
圧信号を取り出す。このため高精度を期待することがで
きない。

また、昭和６０年１２月１６日に出願された特許願（４
）、発明の名称「差圧変換装置」（特別昭６０−２８２
３３４号）に記載されているように、たとえマイクロコ
ンビ五−夕を使用してデジタル的に静圧補正処理を行な
うものであっても、静電容量Ｃ，，Ｃ，を各々デジタル
値に変換しこれに対して静圧補正を実行するとマイクロ
コンピュータの負担が大きくなるという問題がある。

く問題点を解決するための手段〉 この発明は、マイクロコンピュータの負担を少くして高
ｔ＾度で静圧補正を行なうため、移動電極に対して第１
電極と第２電極が対向して設けられこれ等の間に側波が
満されて検出すべき差圧に応じて差動的に変化する第１
および第２静電容量と、ｉ４？＆の温度を検出する？昌
度センサと、入力の一端に可変′ＦＩＬ圧が第１静電容
量と第１固定容量で分圧されて印加されると共にこれ等
に双方向定電流が供給゛され入力の他端に可変電圧が印
加された第１充電比較手段と、入力の一端に可変電圧が
第２静電容量と第２固定容量で分圧されて印加されると
共にこれ等に双方向定電流が供給され入力の他端に可変
電圧が印加された第２充電比較手段と、第・ｌ若くは第
２充電比較手段への可変電圧と双方向定電流とこれ等の
出力とを切換信号により交互に切換える選択手段と、こ
の選択手段によって選択される第１若しくは第２充電比
較手段の入力の一端にこれ等の出力端のレベル変化に対
応した双方向定電流を流す放電手段と、第１若しくは第
２充電比較手段の出力のレベル変化を計数し所定の計数
ごとに出゛カレベルを変えて切換信号を出力する計数手
段と、選択手段によって・選択される第１若くは第２充
電比較手段の入力の一端にこれ等の出力端のレベル変化
と計数手段の出力に関連した可変電圧を印加する充電手
段と、計数手段の出力に関連したデユティ比が入力され
このハイレベル期間とローレベル期間をデジタル出力に
変換する時間計数手段と、このデジタル出力と温度をデ
ジタル値に変換したデジタル温度出力が入力され静圧信
号を演算すると共にこの静圧信号とデジタル温度出力に
より静圧補正された差圧信号を出力する補正演算をする
マイクロコンピュータ演算手段とを具備する構成とした
ものである。

く作　用〉 ・　選択手段により第１充電比較手段と第２充電比較手
段のいずれかが選択され、選択された充電比較手段は可
変電圧を静電容量と固定容量との容量比率に関連した電
圧と放電手段からの双方向定電流によって増減する電圧
とを比較し一致するとその出力レベルを反転させる。こ
の反転回数を計数手段で計数し、所定回数を計数すると
選択手段により他の充電比較手段に切換えて同様に動作
する。

一方、充電手段はこの計数手段の出力に表われるデユテ
ィサイクル値の０．５を＠個として増減する可変成分と
固定成分を持つ可変電圧による電荷を第１若しくは第２
静電容量へ相補的に注入するように可変操作し、計数手
段の出力のデユティサイクルｆ市を０．５に引き戻す。

このようにして、充電手段は計数手段の出力に関連した
ハイレベル期間とローレベル期間を持つパルスを送出し
て時間計数手段によりデジタル化し、更に温度センサか
らの導度信号を用いて所定の演算をマイクロコンピュー
タで実行して静圧を補償した差圧信号を得る。

〈実施例〉 以下、本発明の実施例について図面に基づき説明する。

第１図は本発明の一実施例を示すブロック図である。尚
、第５図に示す従来技術と同一の機能を有する部分には
同一の符号を付し適宜にその説明を省略する。

充電比較器Ｑ　、１（Ｑ　、、）の非反転入力端（＋）
は心線ＣＷ　、（ＣＷ　１）の周囲がガードＧ　Ｄ　、
（Ｇ　Ｄ　２）で囲われたケーブル＋５　（＋６）を介
して第１電極１２（第２電極！３）の一端に接続されて
いる。また、充電比較器Ｑｚ（ＱＣｓ）の反転入力端（
−）は抵抗Ｒ，（Ｒ１）を介してガードＧ　Ｄ　、（Ｇ
　Ｄ　、）に接続されると共にその出力端とインバータ
Ｇ　ｓ（Ｇ　＝）とコンデンサＣ２（Ｃ４）の直列回路
を介して接続されている。

更に、充電比較器Ｑ　、！（Ｑ　＋ｓ）の非反転入力端
（＋）はスイッチＳＷ、のトランジスタＱ　、（Ｑ　ｓ
）を介して放電回路２Ｇより双方向の定電流ｉが流され
、ガが接続されている。

充電回路２６のインバータＧ、の入力端は充電比′岐器
Ｑ　、、（０，３）の出力端とスイッチＳＷ１のトラン
ジスタＱ　、（Ｑ　３）を介して接続されている。イン
バータＧ、の出力端は双方向定電流回路ＣＣを介してス
イッチＳＷ、と接続されている。

カウンタＣＴの入力ｍｃＬはインバータＧ、の入力端と
接続され、充電比較器Ｑ＋ｚ（Ｑ、ｓ）の出力のレベル
変化の回数を計数する。ｎビットの計数のあとカウンタ
ＣＴの出力Ｍ　Ｑ　ｎのレベルを反転する。この出力ｔ
４　Ｑ　ｎに得られる切替信号はスイッチＳＷ１〜ＳＷ
、を充電比較器ＱＩｌ側とＱＩｊ側に切替えると共に充
電回路２７に入力される。

演算器Ｑ　１４はその非反転入力端（＋）に基準電圧Ｅ
Ｉ１２（例えば＋１．５Ｖ）が、反Ｅ入力１（−）に［
抗Ｒ７を介して切替信号がそれぞれ印加され、反転入力
端（−）と出力端との間にはコンデンサＣ３が接続され
ている。なお、演算器Ｑ　＋ａは正を源として＋Ｅ（例
えば＋６Ｖ）負電源とじて−Ｅ（例えば−３■）で付勢
されている。

比較器Ｑ　、ｓは、その反転入力端（−）に演、ｇ器Ｑ
、の出力端の電圧が、非反転入力端（＋）に切替信号が
抵抗Ｒ，、コンデンサＣ６で構成された積分回路を介し
て印加されている。比較器Ｑ　Ｉｓの出力端はインバー
タＧ、および、抵抗Ｒ，とコンデンサＣ７で構成された
フィルタを介してスイッチＳ　Ｗ　ｓの一端に、また抵
抗Ｒ１，とコンデンサＣ１で構成されたフィルタを介し
てスイッチＳＷ４の一端にそれぞれ接続されている。

２６は周期をデジタル信号に変換する時間計数回路（タ
イマカウンタ）であり、比較器Ｑｌｓの出力の周期をそ
れぞれデジタル信号に変換する。

これ等のデジタル信号はマイクロコンピュタ２！ｌに入
力され、更に温度センサ１４からの温度信号Ｔ　。

が入力されデジタル化されで、これ等は所定の演算式で
演算され静ＦＥＰ　ｘと温度信号Ｔにより静圧と温度に
よる影響が補正きれた差圧信号として出力端２１に得ら
れる。

次に、以上の如く構成された第１図に示す実施例の動作
について第２図および第３図に示す波形図を用いて説明
する。

第２図は回路が平衡状態より少し不平衡に移行し′た過
渡状態を示す波形図である。即ち、差圧ゼロの平衡状態
から差圧ΔＰが印加された初期の過渡状態を示している
。この状態では抵抗Ｒｓ、コンデンサＣ７で構成された
フィルタおよび抵抗Ｒ１゜、コンデンサＣ１で構成され
たフィルタの各時定数が大きいため差圧ΔＰが印加され
た初期では充電回路２７の出力は基準電圧Ｅユ　（第２
図（イ））に保持されている。更に、カウンタＣＴの出
力＠Ｑ１がハイレベル＋Ｅの状態（第２図（ホ））にあ
るときはトランジスタＱ　４．　Ｑ　ｓ＝　Ｑ　ｔがオ
ンとなり静電容ｉｃ、側が選択された状態にある。いま
、これ等の状態において充電比較ＷＱｉ２の出力がハイ
レベル＋Ｅからローレベル−Ｅへの変化、即ちカウンタ
ＣＴの入力がハイレベル　＋Ｅ　からローレベル−Ｈに
変化する（第２図（ニ））とスイッチＳＷ、はオンから
オフへ、スイッチＳＷ、はオフからオンへ変化し、充電
比較器Ｑ１．の非反転入力ｍ　（＋）はセロ電圧から静
電容量Ｃ３と固定容量Ｃｋ３　とで分圧した分圧電圧ま
で急激に立上る。一方、放電回路２６のインバータＧ、
の出力端はハイレベル　＋Ｅに立上り双方向定電流回路
ＣＣより一定電流ｉで静電容量ＣＩと固定容量Ｃえ３　
を充電する。このため充電比較器Ｑ　＋ｘの非反転入力
端（＋）は分圧電圧点より一定の割合で上昇する（第２
図（ロ））。また、充電比較ＩＩＱ１．の反転入力端（
−）は抵抗Ｒ１を介して充電回路！７の出力により基準
電圧Ｅミが印加されるが、同時にナントゲートＧ、の入
力がハイレベル十Ｅからローレベル−Ｅに反転する結果
、その出力端はハイレベル＋Ｅに反転する。従って反転
の初期はコンデンサＣ８を介して微分状の波形が現われ
る（第２図（ハ））が最終的に基準電圧Ｅ８に整定され
る。

充電比較器ＱＩ！はその非反転入力＠（＋）と反転入力
端（−）の電圧を比較しこれ等の偵が等しくなるとその
出力端のレベルを反転する。

充電比較器Ｑ、の出力端のレベルがローレベル−Ｅから
ハイレベル＋Ｅに反転するとスイッチＳＷ、はオフ、ス
イッチＳＷ、はオンとなり充電回路２７の出力はゼロ電
ＩＩＥ（第２図（イ））となる。このため充電比較器Ｑ
＋ｔの非反転入力端（＋）の電位１よ急速に静電容、Ｉ
Ｇ、と固定容量ＣｋＢの充電電荷をこれ等の容量値で配
分して得た分圧電圧まで低下する。この場合には、イン
バータＧ、の出力端はローレベル−Ｅなので双方向定電
流源ＣＣより一定電流ｉで静電容量ＣＩと固定容量Ｃ５
３の電荷をゼロ電圧まで放電する。充電比較器０１１の
反転入力端（−）の電圧はゼロ電圧に整定されている（
第２図（ハ））ので、非反転入力端の電圧がゼロ電圧に
達する（第２図（ロ））と充電比較器Ｑ１１の出力が反
転し、最初の状態に戻る。

このときの充電比較器Ｑ、の非反転入力端（＋）の電圧
をｅ　、これ等の反転するまでの期間をｔＬ　、Ｃ７＞
Ｃ０とすれば次式が成立する。

期間ｔ、は次式で示される。

カウンタＣＴはこのレベル変化をｎビット計数すると第
２図（ホ）に示すようにローレベル−Ｅに反転する。こ
の期間ＴＬは、 ＴＬ＝２・ｔＬ（３０） となる。

カウンタＣＴの出力がローレベルに反転した後は、トラ
ンジスタＱ３．Ｑ、、Ｑ、がオンとなり静電容量Ｃ！側
が選択された状態にある。この場合も静電容量ＣＩ側が
選択された状態と同じように動作するので、ｔｌ−をｔ
Ｈに、ＴＬをＴ、に、ｃ、をＣ□に、ＣりをＣ，Ａにそ
れぞれ置き換えると（２ｓ）〜（３１）に対応して次式
を得る。

ＴＨ＝　２　ａｔＨＣ１３） 従って、期間ｔ１−．ｔＨつまり期間Ｔ　　、Ｔは静電
容量　ｃ　１．　ｃ　ｓにそれぞれ比例した値として得
られる。

この状態から時間が経過すると充電回路２７の出力が基
準電圧ＥＲより変化して来る。次に以上の点について説
明する。

１演算器Ｑ　＋４の入力電圧はカウンタＣＴのハイレベ
ル＋Ｅの期間ＴＬ　　とローレベル−Ｅの期間Ｔとが提
供する平均電圧で与えられ、演算器Ｑ１４の、非反転入
力＠（＋）の基準電圧Ｅ１　とカウンタＣＴからの平均
電圧との差によって演算器Ｑ　１４の出力は上昇、下降
する０例えば、ＴＬ＞ＴＨなら演算！ＩＱ、、の出力は
下降し、ＴＬ＜Ｔ１．ｌ　なら上昇する。

この演算器Ｑ　１４の出力の上昇、下降により比較器Ｑ
１１の出力のデユティ比が変化し、これに伴ない充電回
路２７の出力も基準電圧ＥＲより変化し、最終的に期間
ＴＬ＝ＴＨの状態で平衡する。

この平衡状態における充電回路２７の各部の波形を第３
図に示す。

演算器Ｑ１４の抵抗Ｒ１とコンデンサＣ３の時定数が充
分大きいものとすれば、比較器Ｑｌｆｉの反転入力端（
−）には第３図（ロ）に示すようにほぼ一定の電圧が印
加される。−力、比較器ＱＩ５の比反転入カ＠（＋）に
は抵抗Ｒ，とコンデンサＣ１の時定数で決まる第３図（
ロ）に示すような一定の繰り返し波形が印加される。従
って、比較器Ｑ　＋ｓの出力端には第３図（ハ）に示す
ように期間ＴａとＴｂの繰り返しで現わされるデユティ
比をもつ出力が生じる。

インバータＧ、の出力には比較器Ｑ　＋　ｓの出力を反
転した第３図（ニ）に示す波形の電圧が得られる。

従って、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ２で構成されるフィル
タの出力端に得られる平均電圧ｅ　は、＋Ｅ＝＋ｅｖ、
　−Ｅ＝−３Ｖ、　Ｅｐ　＝＋１．５Ｖと選択したこと
を考慮すると−Ｅ・＝Ｅ、−３Ｅ、。

＋Ｅ＝ＥＴＲ，＋３ＥＲとなるので、 となる。ただし、 である。抵抗Ｒ，ゆとコンデンサＣ８で構成されるフィ
ルタの出力端に得られる平均電圧ｅ、は、同様にして となる。

第４図は以上の如くして平衡状態に達したときの第１図
に示す実施例の各部の波形を示す。

カウンタＣＴの出力がハイレベル＋Ｅの期間Ｔ　（第４
図（ホ））では、スイッチＳＷ１〜ＳＷ。

は静電容量ｃ、ｍに切換えられトランジスタＱ、はオン
（第４図（り乃、Ｑ、はオフ（第４図（ヌ））の状態に
あり、この状態で充電比較１１Ｑ、、の出力のレベルが
反転するとスイッチＳＷ４〜ＳＷ、が切換えられ（第４
図（へ）（ト）（チ））、これに対応して充電回路２７
の出力は（３４）式で示される電圧（Ｅ　　−ｖ）をオ
ンオフした電圧（第４図（イ））となる。この電圧が充
電比較器Ｑ、に印加されると第２図に示す場合と同様に
して第４図（ロ）〜（ニ）の如き波形を得る。

カウンタＣＴの出力がローレベル−Ｅの期間Ｔ　（第４
図（ホ））では、スイッチｓｗ、−ｓｗ、が静電容量Ｃ
３側に切換えられ、期間ＴＬ　の場合と同様に動作する
。ただし、この場合には充電比較器（ｌｔａに充電回路
２７より印加される電圧のピーク値はく３Ｇ）式で示す
（Ｅ　　＋ｖ）となる。

以上の如くして充電比較器Ｑ＋ｓｊＱ＋２への印加電圧
を変えることにより期間ＴＬ　とＴｈを同一に保ってい
る。

この場合には、式（２ｇ）、　（Ｈ）の基準電圧Ｅ５の
代りに（ＥＲ−ｖ　）を式（３１）、　（３りの基準電
圧ＥＰ。

の代りに（Ｅｇ　　＋　ｖ　）をそれぞれ代入すると、
以下の関係式を得る。

ｔＬ＝　　（ＥＲ−ｖ　）　　Ｃ＋／　ｉ’　　　　　
　　　　Ｏりｔ、　　＝−（Ｅ　　　＋ｖ）Ｃｘ／　ｉ
　　　　　　　　＠ここでｔＬ＝ｔＨ＋９関係があるか
ら、（Ｈ）、　（４０）式から を得る。また（３５）式を用いると となる。

次に、（３ｇ）式と（４０）式を用いてとなるが、ｔＬ
”ｔＨであり、更に（３６）式と（３３）式の関係を用
いると、 を得る。更にＴｅ＋Ｔｂ＝２ＴＨの関係があるので、Ｃ
４４）式は次の様になる。

以上の計算結果から、静電容量Ｃ，，Ｃ，の和分の差が
（４２）式で、和分の積が（４５）式でそれぞれ比較器
Ｑ　Ｉ３の出力から得られる。

次に、差圧ΔＰ６、誘電率（との関係について求める。

（２０）式と（４２）式とを用いてとなり、（２１）式
と（４５）式とを用いてとなる。つまり、差圧ΔＰは期
間Ｔ＊、Ｔｂの和分の差に、誘電’ｌＡｉはＴ＊、Ｔｂ
の和にそれぞれ比例する。

時間計数回路２８は比較Ｒｉ！　Ｑ　＋　ｓの出力であ
る期間Ｔ＊、Ｔｂをデジタル信号に変え、これをマイク
ロコンピュータ２ｇへ出力する。マイクロコンピュータ
２９は別途入力される温度信号Ｔと合せて、（４１ｉ）
式、　（４７）式、（Ｈ）式〜（２７）で示す各種演算
を実行し、出力端２３に補正された差圧ΔＰｅを出力す
る。

なお、第１図に示す放電回路２６に含まれる双方向定電
流回路ＣＣは、第ｉ図の波形（ロ）の波形振幅に対する
放電回路２Ｇに含まれるインバータＧ。

の出力振幅の比率が、例えば１　：ＩＯあるいは１：２
−などのように大きい場合は、双方向定電流回路ＣＣを
単純な一本の直列抵抗で代用させることが可能であり、
略定電流による放電電流ｉを与える゛ことができる。こ
の振幅比を大きくするためにはインバータＧ、の附勢電
圧もしくは固定容量Ｃや、。

Ｃｋ４の容量値を適宜に選択すれば良い。

実用的には、この振幅比が１＝５程度で若干の波形フロ
ープの曲りがあっても直列抵抗で代用しても良い特性が
得られている。

〈発明の効果〉 以上、実施例と共に具体的に説明した様に本発明によれ
ば、計数手段の出力に関連したパルスのハイレベル期間
、ローレベル期間を時間計数手段でデジタル信号として
マイクロコンピュータに入力し所定の演算を施すことに
より静圧を補正した差圧信号を出力できる構成としたの
で、マイクロコンピュータにはデジタル信号として入力
されることから高精度が期待でき、かつマイクロコンピ
ュータの負担を軽減することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
第１図において回路が平衡状態より若干不平衡状態に移
行した過渡状態を示す波形図、第３図は第１図における
充電回路の平衡時の各部の波形を示す波形図、第４図は
第１図において回路が平衡状態に達したときの波形を示
す波形図、第５図は従来の容量式変換装置の構成を示す
ブロック図、第６図は第５図において操作電圧がゼロの
状態における各部の波形を示す波形図、第７図は第５図
における回路が平衡したときの各部の波形を示す波形図
である。 １０・・・差動容量センサ、１４・・・温度センサ、１
７・・・セレクタ、１８・・・チャージャ、１ｇ・・・
ディスチャージャ、２ト・・放電回路、２７・・・充電
回路、ｚ８・・・時′量計数回路、２ト・・マイクロコ
ンピュータ、Ｑ１１＋Ｑｌ！・・・充電比較器、ＣＴ・
・・カウンタ、Ｑ１４・・・演算器、Ｑ　＋　ｓ・・・
比較器、ｃ、、ｃ、・・・静電容量、Ｃヶ１．Ｃヮ、Ｃ
に３゜ＣＫ４・・・固定容量。 第 （へ）カラン７Ｃ７つ出力“ ６図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 移動電極に対して第１電極と第２電極が対向して設けら
   れこれ等の間に封液が満されて検出すべき差圧に応じて
   差動的に変化する第１および第２静電容量と、前記封液
   の温度を検出する温度センサと、入力の一端に可変電圧
   が前記第１静圧容量と第１固定容量で分圧されて印加さ
   れると共にこれ等に双方向定電流が供給され入力の他端
   に前記可変電圧が印加された第１充電比較手段と、入力
   の一端に前記可変電圧が前記第２静電容量と第２固定容
   量で分圧されて印加されると共にこれ等に前記双方向定
   電流が供給され入力の他端に前記可変電圧が印加された
   第２充電比較手段と、前記第１若くは第２充電比較手段
   への前記可変電圧と前記双方向定電流とこれ等の出力と
   を切換信号により交互に切換える選択手段と、この選択
   手段によつて選択される前記第１若しくは第２充電比較
   手段の入力の前記一端にこれ等の出力端のレベル変化に
   対応した前記双方向定電流を流す放電手段と、前記第１
   若しくは第２充電比較手段の出力のレベル変化を計数し
   所定の計数ごとに出力レベルを変えて前記切換信号を出
   力する計数手段と、前記選択手段によつて選択される前
   記第１若くは第２充電比較手段の入力の前記一端にこれ
   等の出力端のレベル変化と前記計数手段の出力に関連し
   た前記可変電圧を印加する充電手段と、前記計数手段の
   出力に関連したデュティ比が入力されこのハイレベル期
   間とローレベル期間をデジタル出力に変換する時間計数
   手段と、このデジタル出力と前記温度をデジタル値に変
   換したデジタル温度出力が入力され静圧信号を演算する
   と共にこの静圧信号とデジタル温度出力により静圧補正
   された差圧信号を出力する補正演算をするマイクロコン
   ピュータ演算手段とを具備する容量式変換装置。