JPS62185559A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は電源装置に係り、さらに詳細にはコイル素子、
およびスイッチング素子を用いて入力された電圧を昇圧
して出力する電源装置に関する。

［従来の技術］ 最近の電子機器の小型、軽量化にはめざましいものがあ
り、パーソナルコンピュータ、ワードフロセッサなどの
機器においても持ち運び可能なポータプル機が種々発表
されている。

ハンディタイプのパーソナルコンピュータなどでは、低
消費電力のＣ−ＭＯＳ素子を用い、同じく低消費電力の
液晶を表示装置として用いることにより、容易に電池駆
動が可能な装置を構成することができている。

現在では、さらに複写機などの大きな負荷を有する電子
機器の場合でも同様にポータプル化が望まれている。複
写機のポータプル化で問題となる大きな負荷は、主とし
て原稿照明用、あるいは定着器の熱源用のハロゲンラン
プである。したがって、ポータプル複写機においては、
トナーの熱溶融により紙にトナーを定着させる従来の熱
定着方式を圧力定着方式に変更し熱源のハロゲンランプ
を省略したり、原稿照明用の光源を蛍光灯に置き換える
など、低消費電力化のための技術が各種提案されている
。

また、原稿搬送の駆動源などとして用いられるモータも
ＤＣモータから構成することにより、装置全体をＤＣ電
源で駆動できるよう共通化することも考えられている。

このようなりＣ電源のみで駆動できる複写機において、
装置に必要な蛍光灯点灯回路、ＤＣモータ、あるいは感
光体帯電用の高電圧電源回路などのために主電源電圧と
して都合のよい電圧は２４Ｖ程度と考えられる。装置を
商用電源および電池の両方で駆動する場合を考えると、
商用電源で駆動する場合にはスイッチングレギュレータ
などを用いて２４Ｖの直流電源を構成すればよいが、電
池駆動の場合にも部品の共通化を計るためこの主電源の
電圧は変更しない方が望ましい。

［発明が解決しようとする問題点］ しかし、一般の乾電池、あるいはニッカド電池などの充
電式の電池の標準電圧は１．２〜１．５ｖ程度であるか
ら、２４Ｖの電源を構成するには単純ｉｔ　ｘで１６〜
２０本の電池が必要となる。さらに、電池特有の温度依
存性や自己放電性を考慮し定電圧制御を行なおうとする
と、３端子レギユレータを用いる場合では２６〜２８Ｖ
の電源入力電圧が必要となり、２２〜２４木の電池を直
列接続する必要が生じ、このような構成は小型、軽に化
の主旨から逸脱してしまう。

また、複写機などではシーケンス制御用にマイクロコン
ピュータ、論理回路などを用いるのが昔通で、以−ｈ（
７）２４Ｖ電源の外に５Ｖ、１２Ｖなどの低圧電源も必
要である。したがって、上記の２４Ｖ電圧から３端子レ
ギユレータや抵抗分割回路などを用いてより低圧の電源
を構成する必要がある。

したがって、考えられる構成として都合がよいのは、比
較的電流容量の大きい標準電圧１．２　Ｖ〜１．５　Ｖ
の電池を５本捏度直列接続し、これを定電圧化してシー
ケンス用の５ｖの電源とし、また、ＤＣ−ＤＣコンパ・
−夕を用いて■圧して２４Ｖの電源を得る構成である。

ところが、スイッチング素子とコイル素子（チョークコ
イル、昇圧トランスなど）から成るＤＣ−ＤＣコンバー
タにおいて、１次側の電池の電圧レベルが温度条件、放
電状態あるいは充電式電池の場合には充電状態などの条
件によって変動するため、昇圧比が一定でなく、スイッ
チングによる昇圧に誤差がおき、効率を悪化させる問題
がある。

以上の問題は、ポータプル複写機に限らず、１次側に電
池を用いるＤＣ−ＤＣコンバータ、あるいはＤＣ−ＡＣ
コンバータなどに共通するものである。

［問題点を解決するための手段］ 以上の問題点を解決するために、本発明においてはコイ
ル素子、およびスイッチング素子を用いて入力された電
圧を変圧して出力する電源装置において、入力電圧と出
力電圧を検出する手段と、検出された入力および出力電
圧の比に応じて前記スイッチング手段のオンおよびオフ
の時間比率を制御する手段を設けた構成を採用した。

［作　用］ 以上の構成によれば、入力電圧と、出力電圧の比率に応
じて最も効率のよいスイッチング条件により電圧変換を
行なうことができる。したがって、入力側に電池などの
電源が接続されていても、その電圧レベルの変動により
出力電圧が低下したり、効率が低下したりする問題を生
じない。

［実施例］ 以下、図面に示す実施例に基づいて本発明の詳細な説明
する。ただし、以下ではポータプル複写機など５Ｖ、２
４Ｖなど２種類の電源電圧を必要とする電子機器に用い
られる電源装置の実施例を示す。

第１図は本発明を採用した電源装置の一実施例を示した
もので、図において符号１０１は、たとえばニッカド電
池などの電池で、１．２ｖの標準電圧のものを５本接続
して６ｖの電圧を得るようにしている。電池１０１の両
端にはコンデンサＣ１が接続され、＋側の電池の出力が
チョークコイル１０３に導かれる。チョークコイル１０
３の出力点と、接地間はトランジスタ１０４によりスイ
ッチングできるようになっており、コイルの出力点の電
圧がダイオードＤｌ、コンデンサＣ２により整流、平滑
されて２４Ｖの昇圧出力となる。

コノヨウなりＣ−ＤＣコンバータでは、周知のようにト
ランジスタ１０４のオン時にチョークコイル１０３が電
池の両端に接続され、このときにコイルに蓄積された電
力をトランジスタ１０４のオフとともに放出させること
によりコイルの出力点に昇圧された交流が出力される。

本実施例では、トランジスタ１０４のスイッチング動作
を制御するためにＣＰＵ（中央演算処理装置）１００が
設けられている。ＣＰＵ１００は１チツプ構成によるマ
イクロプロセッサ素子で、クロック発生器、ＡＬＵ、各
種レジスタ、あるいはメモリなどを一体形成したもので
ある。ＣＰＵ１００はさらに本実施例ではＰＷＭ　（パ
ルス幅変調器）、複数入力のＡ／Ｄ変換器、および前記
ＰＷＭをソフトウェア的に制御可能なレジスタが設けら
れる。同様の回路はディスクリート素子の組み合わせに
よっても構成できる。

第１図においては、チョークコイル１０３の直流入力電
圧が抵抗Ｒ１，Ｒ２により分割され、ＣＰＵ１００のＡ
／Ｄ変換器の入力端子Ａ／Ｄ　Ｏに入力されている。ま
た、ダイオードＤ１の直流出力電圧は抵抗Ｒ３，Ｒ４に
より分割され、同様にＡ／Ｄ変換器の入力端子Ａ／Ｄ１
に入力されている。

また電池１０１の出力する６ｖの直流電圧は、交流カッ
ト用のコンデンサＣ３を介してＣＰＵ１００の電源入力
端子Ｖｄｄ　、Ｖｓ　ｓに接続されるとともに、電池出
力を抵抗Ｒ５、ツェナーダイオード１０２で分割して定
電圧化した値が前記のＡ／Ｄ変換器の基準電圧として端
子ＡＶｄｄ。

ＡＶｓｓに接続されている。

第２図はＣＰＵ１００の内部構成のうち、前記のＡ／Ｄ
変換器と、高速周波数可変のＰＷＭ、制御用レジスタの
構成を示している。Ａ／Ｄ変換器１に対しては、マルチ
プレクサ２の選択によりＡ／Ｄｏ−Ａ／Ｄ７の８個の入
力端子からアナログ電圧値を入力できるようになってい
る。また、ＰＷＭは出力信号のオン周期と時間をそれぞ
れ決定する２つのタイマー５，６と、これらにより制御
されるフリップフロップ７から構成される。タイマー５
，６の決定するオン周期、オン時間はレジスタ３，４に
所望のデジタル値をセットすることによりソフトウェア
的に制御可能である。

タイマー５は、スイッチング周期を設定するためのもの
で、レジスタ３に設定された値がタイマー５にオーバー
フローによってロードされる。

データのロードと同時にフリップフロップ７がセットさ
れ、出力はオン（ハイレベル）となる。

タイマー６はスイチングパルスのオン時間を設定するた
めのもので、レジスタ４に設定された値がタイマー５の
オーバーフローによってロードされる。そして、タイマ
ー６がオーバーフローすると、これによってフリップフ
ロップ７かリセットして出力がオフ（ローレベル）とな
りタイマー６は同時に計時を停止トする。

以上の繰り返しによりスイッチングパルスを持つ制御が
行なわれ、レジスタ３に設定された周期で、かつレジス
タ４に設定されたオン時間を持つパルスが出力される。

タイマー５の基準となるクロックＣＬＫＯは、たとえば
マイクロプロセッサなどで用いられる１　６　Ｍ　ＨＺ
　ノ１　／　４　（７）　４　Ｍ　Ｈｚとし、タイマー
６に与えられるクロックＣＬＫＩは１　／　２　（７）
　８　Ｍ　Ｈｚとする。

このようにして、ＰＷＭの出力端から２０〜４０ＫＨｚ
の高速で、可変周波数のＰＷＭを構成できる。ＰＷＭ出
力はアンプ１０６、抵抗Ｒ６を介してトランジスタ１０
４のベースを制御することによりコンバータのスイッチ
ングを制御する。

続いて以上の全体構成における動作につき説明する。

ＣＰＵ１００は抵抗Ｒ１，Ｒ２を介して入力した電池１
０１の出力電圧に対応した電圧値と、抵抗Ｒ３，Ｒ４を
介して出力されるコンバータの出力電圧に対応した電圧
値をもとにトランジスタ１０４のスイッチングを制御す
る。

上記のようなりＣ−ＤＣコンバータで最も効率のよいス
イッチング条件は、チョークコイル１０３に蓄積ネれた
電力エネルギーをトランジスタのオフとともに完全に放
出させる場合である。

したがって、トランジスタのオン期間の電流変化と、オ
フ期間の電流変化を等しくすればよく、この条件をコン
バータの入力電圧ｖｉ、出力電圧Ｖｏとトランジスタの
スイッチングのオン時間Ｔｏｎとオフ時間Ｔｏｆｆに関
して示せば、Ｖ　ｉ　＝　Ｔｏｎ＝　Ｖ□　＠Ｔｏｆｆ
　　　−・（１）ということになる。たとえば、５ｖか
ら２４Ｖへの昇圧を行なう場合にはＴｏｎとＴ　ｏｆｆ
の比は２４：５が最適であるということになる。ところ
が、上記（１）式の条件でスイッチングを行なっている
場合、前記入出力電圧、出力負荷電流Ｉｏ、コイルのイ
ンダクタンスＬの関係はＶ□　＝Ｖ　ｉ　ｅ　Ｔｏｌｌ
／２ＩＯｅ　Ｌ　＊　（１＋Ｖｉ／Ｖｏ　）・・・（２
） となり、出力電流Ｉｏが大きくなればオン時間Ｔｏｎを
延長しないと同一の入出力条件を得られない。すなわち
、負荷が重くなり出力電流が増すと、オン時間Ｔｏｎを
長くしなければならず、これに応じて前記（１）式を満
たすようにするにはオフ時間Ｔｏｆｆを長くしてやらね
ばならないので、スイッチング周波数は遅くなる。

以上のような制御により、入出力の電圧比に応じてトラ
ンジスタ１０４のスイッチングデユーティ比を決定し、
また負荷に応じて周波数を決定することにより電池の状
態、負荷の状態に応じて最大の効率で電圧変換を行うこ
とが可能となる。

第３図（Ａ）〜（Ｄ）は第１図のＣＰＵ　１００が行な
うプログラムの一部の構成を示したもので、ここに示し
た電源制御プログラムは不図示のＲＯＭなどの記憶手段
に格納される。第３図（Ａ）、（Ｂ）はそれぞれタイマ
ー、Ａ／Ｄ変換器のデータセットによる割り込みルーチ
ンである。第３図（Ｃ）、（Ｄ）はメインルーチンに組
み込まれた電源制御ルーチンである。第３図（Ｃ）、Ｃ
Ｄ）において、「メイン」と表示されたフローはそこか
ら不図示の他の制御ルーチンに連続する。

ＣＰＵ１００がメインルーチンを実行している間、不図
示のタイマーが所定時間ごとにオーバーフローすること
により第３図（Ａ）の割り込みルーチンに移行する。こ
こでは、まずステップＳ１７でタイマーの値Ｔを新たに
セットし、次にステップＳ１８でＡ／Ｄ変換器１をスタ
ートさせる。

これによりＡ／Ｄ変換器１はマルチプレクサ２を介して
入力端子Ａ／Ｄ　Ｏ、Ａ／Ｄ　１からコンバータの入力
電圧Ｖｉ　　、Ｖｏを読み込み、その値をたとえば２５
６ステツプのスケールによりデジタル化して所定のレジ
スタ（不図示）にセットする。

このレジスタへのデータセット動作により第３図（Ｂ）
の割り込みルーチンが開始され、まずステップＳ１９で
後述の計算を制御するフラグをセットする。次にステッ
プＳ２０　、Ｓ２１において、入力端子Ａ／Ｄ　Ｏ、Ａ
／Ｄ　Ｉから読み込まれ、レジスタに保存されたコンバ
ータの入出力電圧データが所定のメモリ領域に転送され
、後述の電源制御ルーチンに備える。

第３図（Ｃ）、ＣＤ）の電源制御ルーチンでは、まず第
３図（Ｃ）のステップＳ３１において、前記の計算フラ
グを調べることにより、コンバータの入出力電圧Ｖｉ　
、Ｖｏが所定メモリ領域に転送されているかどうかを判
定する。データが用意されていなければメインルーチン
に戻るが、データが用意されていればステップＳ３２に
移行する。

ステップＳ３２では、所定の出力電圧値、たとえば２４
Ｖと、前記メモリに用意されている現在の出力電圧ｖＯ
の差電圧Δを算出し、ステップ３３３〜３３５，３３８
〜３４０において、その差電圧Δがどのような電圧範囲
にあるかを判定する。

まず、ステップＳ３３では差電圧Δが正が負かを判定し
、その結果に応じてステップ３３４または３３８に移行
する。そして差電圧Δが正の場合にはステップＳ３４．
Ｓ３５で、また差電圧Δが負の場合にはステップＳ３９
，３４０でそれぞれ差電圧Δの絶対値が（Ｏく）Δく３
か、３くΔく８か、あるいはΔ〉８のいずれの領域にあ
るかを判定している。ステップＳ３９．ステ、アブＳ４
０では負の値を扱うため、補数変換などの処理を行ない
、Δの絶対値をΔとする。

ステップＳ３３．Ｓ３４．Ｓ３９．Ｓ４０でのｒ３」　
、ｒ８４は２５６ステツプでデジタル化された電圧ステ
ップ量で、Ａ／Ｄ変換器が５■の入力幅をデジタル化す
る場合にはｌステップが約１９．５ｍｖに対応するから
３ステツプは５８．５ｍｖ、８ステツプは１５６ｍｖに
対応する。さらに抵抗Ｒ３゜Ｒ４での分圧の倍率（２４
，１５）を考慮すると、ト、記の判定ルーチンではＶｏ
（目標値２４ｖ）の偏差がＯから２８１ｍｖ、　２８１
ｍｖから７４９ｍｖ、及び７４９ｍｖより大きい範囲の
いずれにあるかを判定していることになる。実際の設定
では、２４１５以上、例えば３０１５　、３５１５と余
裕を持った分圧比とすることあがるが、このような場合
には、判定される目標値の偏差範囲は対応して大きくな
る。

上記の判定ルーチンにより、デジタル化された差電圧Δ
が３ステツプ以下の場合にはスイッチング条件の補正性
なわず、メインルーチンに戻り、３ステツプより大きく
８ステツプよりも小さい場合には、タイマー６によるス
イッチングパルスのオン時間を１クロック分増減し、８
ステ、２ブ以上の差電圧ではオン時間を２クロック分増
減する。

これらの増減処理は差電圧が正の場合にはステップ３３
６．Ｓ３７で、差電圧が負の場合にはステップＳ４１　
、Ｓ４７で行なう。補止されたオン時間Ｔ　ｏ　ｎは所
定のメモリないしレジスタ領域に格納される。

続いて第３図ＣＤ）のステップＳ１３で、タイマー５に
より制御される周期の補正を行なう。ここでは上記のよ
うにして決定されたオン時間を用い、しかも前記の効率
に関する条件式（１）を満たすようスイッチング周期を
決定する。周期はオン時間Ｔｏｎとオフ時間Ｔｏｆｆの
和であるから、前記（１）からＴｏｆｆを消去すること
により、なる式でスイッチング周期を決定する。決定さ
れた周期データは所定のメモリ、レジスタなどに格納さ
れる。ここで入力電圧Ｖｉは第３図（Ｂ）の丁順でメモ
リに入力されている入力電圧の現在値Ｖ２４は、Ａ／Ｄ
変換した出力電圧の目標値である。

以上のようしてスイ・ンチングパルスの周期とオン時間
Ｔｏｎが決定され、ステップＳ１４．Ｓ１５で所定のメ
モリ、レジスタからそれらの値がレジスタ３，４にそれ
ぞれ転送される。これにより前述のようにしてタイマー
５，６がスイッチングを制御し、出力電圧を所望の値に
定電圧制御するとともに、最大の電圧変換効率を得るこ
とができる。

ステップＳ１６では計算の終了を示すフラグをリセット
してメインルーチンに戻る。

本実施例では、コンバータの出力、入力電圧の現在値を
検出し、それに基づいてスイッチングバフ６ ル ス １０１の電圧降下などの変化があっても常に最大の効率
で電圧変換を行ない、所望の出力電圧を維持できる。

以上の実施例では電池の出力電圧を昇圧しているので、
入力の電圧に応じてスイッチングの効率を制御している
が、逆に入力電圧が固定で、出力を負荷や所望の制御条
件に応じて制御する構成においても上記と全く同様のハ
ードウェア構成を用いることができる。このことは、入
力側、出力側の電圧が固定されている場合でも同様であ
る。

以−■−の構成はＲ圧トランスを用いるスイッチング電
源など、種々の電源装置に応用できる。負荷に大して交
流出力を行なう場合でも構成はほぼ同様である。

［発明の効果］ 以上の説明から明らかなように、本発明によればコイル
素子、およびスイッチング素子を用いて入力された電圧
を変圧して出力する電源装置において、入力電圧と出力
電圧を検出する手段と、検出された入力および出力電圧
の比に応じて前記スイッチング手段のオンおよびオフの
時間比率を制御する手段を設けた構成を採用しているた
め１人出力条件に応じて常に最大の効率で電圧変換を行
なえ、所望の出力条件を維持できる優れた電源装置を提
供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による電源装置の一実施例を示した回路
図、第２図は第１図のＣＰＵの構成の一部を示したブロ
ック図、第３図（Ａ）〜（Ｄ）はそれぞれ第１図のＣＰ
Ｕの制御手順を示したフローチャート図である。 １・・・Ａ／Ｄ変換器　　２・・・マルチプレクサ３．
４・・・レジスタ　　５，６・・・タイマー７・・・フ
リップフ０ツブ １００・・・ＣＰＵ　　　　１０１・・・電池１０３・
・・チョークコイル １０４・・・トランジスタ やト１１　イ卸ギ１り頁σフ 第 （Ｂ） ７０−手で一ト閏 ３図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. コイル素子、およびスイッチング素子を用いて入力され
   た電圧を変圧して出力する電源装置において、入力電圧
   と出力電圧を検出する手段と、検出された入力および出
   力電圧の比に応じて前記スイッチング手段のオンおよび
   オフの時間比率を制御する手段を設けたことを特徴とす
   る電源装置。