JPS6217409B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPS6217409B2 JPS6217409B2 JP732778A JP732778A JPS6217409B2 JP S6217409 B2 JPS6217409 B2 JP S6217409B2 JP 732778 A JP732778 A JP 732778A JP 732778 A JP732778 A JP 732778A JP S6217409 B2 JPS6217409 B2 JP S6217409B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- amplifier circuit
- circuit
- resistor
- differential amplifier
- crystal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 239000013078 crystal Substances 0.000 claims description 40
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 5
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 238000012544 monitoring process Methods 0.000 description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 1
- 239000000919 ceramic Substances 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000002474 experimental method Methods 0.000 description 1
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
- H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/191—Tuned amplifiers
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Piezo-Electric Or Mechanical Vibrators, Or Delay Or Filter Circuits (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は２つの異なる周波数の信号をそれぞれ
帯域制限して増幅する水晶共振式の狭帯域増幅回
路に関する。
帯域制限して増幅する水晶共振式の狭帯域増幅回
路に関する。
マイクロ波通信方式においては、多重電話信号
を伝送する場合、障害時における回線救済のため
に現用回線のほかに予備回線が備えられており、
現用回線の障害を検出して予備回線に切替える為
に無線パイロツト信号を使用するが、一般に多重
電話信号の無線パイロツト信号周波数と予備回線
監視用無線パイロツト信号周波数とは異ならせて
いる。現用回線が正常の場合、予備回線には予備
回線監視用の無線パイロツト信号が伝送され、現
用回線障害時には予備回線には多重電話信号と現
用回線パイロツト信号が伝送される。このような
システムに於いて、予備回線が正常に動作してい
るかどうかを検出するには、２つの異なる周波数
の無線パイロツト信号を狭帯域回路で増幅し、検
出する必要がある。
を伝送する場合、障害時における回線救済のため
に現用回線のほかに予備回線が備えられており、
現用回線の障害を検出して予備回線に切替える為
に無線パイロツト信号を使用するが、一般に多重
電話信号の無線パイロツト信号周波数と予備回線
監視用無線パイロツト信号周波数とは異ならせて
いる。現用回線が正常の場合、予備回線には予備
回線監視用の無線パイロツト信号が伝送され、現
用回線障害時には予備回線には多重電話信号と現
用回線パイロツト信号が伝送される。このような
システムに於いて、予備回線が正常に動作してい
るかどうかを検出するには、２つの異なる周波数
の無線パイロツト信号を狭帯域回路で増幅し、検
出する必要がある。
従来、２つの異なる信号をそれぞれ帯域制限し
て増幅する場合、第１図に示したように水晶振動
子２、可変コンデンサ３、抵抗４〜７及び差動増
幅器８等よりなる組み合わせ回路を、２つの異な
る信号用に２組用意し、それぞれ個別に増幅した
のち、合成回路で合成していた。このような回路
を等価的に見ると、第２図に示すごとく、水晶振
動子の等価回路としてX1が得られる。このなか
で、Ｌは直列インダクタンス、Ｃは直列容量、
C0は並列容量である。いま、C0＝C0′，R1＝
R1′，ＲL＝ＲL′とすることにより、 となり、C0の影響がなくなり、通過特性がＬ，
Ｃ，R0，R1，ＲLのみで決まる水晶振動子の高い
尖鋭度をもつた伝送特性がえられる。ここで、
C0′は第１図のコンデンサ３の容量、R1，R1′，Ｒ
LおよびＲL′は抵抗４，５，６および７の抵抗
値、R0は信号源１の内部抵抗を示す。しかしな
がら、C0＝C0′に設定するには、水晶振動子の有
する固有の並列容量C0に外付コンデンサの容量
を等しくする必要があるため、可変コンデンサ３
を調整しなければならないという欠点があつた。
さらに、２つの異なる信号を狭帯域回路で増幅す
るには、第１図に見られるような回路をそれぞれ
２種類用意する必要があり、回路が複雑になるの
みならず、価格的にも不経済であつた。
て増幅する場合、第１図に示したように水晶振動
子２、可変コンデンサ３、抵抗４〜７及び差動増
幅器８等よりなる組み合わせ回路を、２つの異な
る信号用に２組用意し、それぞれ個別に増幅した
のち、合成回路で合成していた。このような回路
を等価的に見ると、第２図に示すごとく、水晶振
動子の等価回路としてX1が得られる。このなか
で、Ｌは直列インダクタンス、Ｃは直列容量、
C0は並列容量である。いま、C0＝C0′，R1＝
R1′，ＲL＝ＲL′とすることにより、 となり、C0の影響がなくなり、通過特性がＬ，
Ｃ，R0，R1，ＲLのみで決まる水晶振動子の高い
尖鋭度をもつた伝送特性がえられる。ここで、
C0′は第１図のコンデンサ３の容量、R1，R1′，Ｒ
LおよびＲL′は抵抗４，５，６および７の抵抗
値、R0は信号源１の内部抵抗を示す。しかしな
がら、C0＝C0′に設定するには、水晶振動子の有
する固有の並列容量C0に外付コンデンサの容量
を等しくする必要があるため、可変コンデンサ３
を調整しなければならないという欠点があつた。
さらに、２つの異なる信号を狭帯域回路で増幅す
るには、第１図に見られるような回路をそれぞれ
２種類用意する必要があり、回路が複雑になるの
みならず、価格的にも不経済であつた。
本発明の目的は、上記の欠点を除去し、帯域特
性が良好で、かつ経済的な２周波用の狭帯域増幅
回路を提供するにある。
性が良好で、かつ経済的な２周波用の狭帯域増幅
回路を提供するにある。
本発明によれば、信号入力端の一方と差動増幅
回路の同相入力端との間に第１の水晶振動子と第
１の抵抗との直列回路を接続し、前記信号入力端
の一方と前記差動増幅回路の逆相入力端との間に
第２の水晶振動子と第２の抵抗との直列回路を接
続し、かつ前記差動増幅回路の同相入力端および
逆相入力端のそれぞれと前記信号入力端の他方と
の間に、前記差動増幅回路の入力抵抗を補正する
第３および第４の抵抗を接続して構成され、前記
第１の抵抗と前記第２の抵抗の値を等しくし、前
記第１の水晶振動子と前記第２の水晶振動子の共
振周波数を異ならせた２周波用の狭帯域増幅回路
が得られる。
回路の同相入力端との間に第１の水晶振動子と第
１の抵抗との直列回路を接続し、前記信号入力端
の一方と前記差動増幅回路の逆相入力端との間に
第２の水晶振動子と第２の抵抗との直列回路を接
続し、かつ前記差動増幅回路の同相入力端および
逆相入力端のそれぞれと前記信号入力端の他方と
の間に、前記差動増幅回路の入力抵抗を補正する
第３および第４の抵抗を接続して構成され、前記
第１の抵抗と前記第２の抵抗の値を等しくし、前
記第１の水晶振動子と前記第２の水晶振動子の共
振周波数を異ならせた２周波用の狭帯域増幅回路
が得られる。
以下に本発明による狭帯域増幅回路の実施例を
挙げ、図面を参照して詳細に説明する。第３図は
本発明の１実施例を示す回路図であり、この図に
おいて、１１は信号発生器、１２，１３は水晶振
動子、１４〜１７は抵抗、１８は差動増幅回路、
１９はレベル計を示す。また、第４図は、第３図
の等価回路を示すもので、抵抗１４〜１７のそれ
ぞれの値はR1＝R1′およびＲL＝ＲL′の関係に選ん
である。また、水晶振動子１２，１３の等価回路
X1とX2は共振周波数の異なる水晶振動子である
が、製造方法が同一、すなわち水晶片の支持方法
やシールドケースが同じものである。２つの水晶
振動子がこのような条件でつくられると、共振周
波数が異なることによつて直列インダクタンスと
容量はＬ≠L′およびＣ≠C′となるが、並列容量
はC0≒C0′となる。又、水晶振動子の有する非常
に高い尖鋭度Ｑの為に、X1の共振周波数では
L′，C′によるインピーダンスが高く又、X2の共
振周波数ではＬ，Ｃによるインピーダンスが高
く、それぞれの共振周波数についてのみ考える
と、丁度第２図の従来例で述べたような等価回路
におきかえることができる。このことは、すなわ
ち、X1およびX2により別々の周波数の信号を抽
出し、かつお互いの並列容量を容易に打ち消し合
つていることを意味する。
挙げ、図面を参照して詳細に説明する。第３図は
本発明の１実施例を示す回路図であり、この図に
おいて、１１は信号発生器、１２，１３は水晶振
動子、１４〜１７は抵抗、１８は差動増幅回路、
１９はレベル計を示す。また、第４図は、第３図
の等価回路を示すもので、抵抗１４〜１７のそれ
ぞれの値はR1＝R1′およびＲL＝ＲL′の関係に選ん
である。また、水晶振動子１２，１３の等価回路
X1とX2は共振周波数の異なる水晶振動子である
が、製造方法が同一、すなわち水晶片の支持方法
やシールドケースが同じものである。２つの水晶
振動子がこのような条件でつくられると、共振周
波数が異なることによつて直列インダクタンスと
容量はＬ≠L′およびＣ≠C′となるが、並列容量
はC0≒C0′となる。又、水晶振動子の有する非常
に高い尖鋭度Ｑの為に、X1の共振周波数では
L′，C′によるインピーダンスが高く又、X2の共
振周波数ではＬ，Ｃによるインピーダンスが高
く、それぞれの共振周波数についてのみ考える
と、丁度第２図の従来例で述べたような等価回路
におきかえることができる。このことは、すなわ
ち、X1およびX2により別々の周波数の信号を抽
出し、かつお互いの並列容量を容易に打ち消し合
つていることを意味する。
なお、水晶振動子の並列容量を広帯域の範囲に
亘つて打ち消すには差動増幅器が広帯域である必
要があり、差動増幅器を広帯域に動作させる為に
は第３図の抵抗１６、抵抗１７を100Ω以下にす
る必要がある。一般には75Ω、又は50Ωに選定さ
れる。このような場合、狭帯域通過回路の帯域幅
を決めるには、水晶振動子の有する帯域幅と、信
号源インピーダンス、又は抵抗１４，１５の値が
大きく左右する。すなわち、水晶振動子の有する
帯域幅のみで狭帯域通過回路の帯域幅を決めたと
き、帯域幅が狭すぎる場合には、信号源インピー
ダンスを大きくするか、抵抗１４，１５を大きく
する必要がある。しかしながら、信号源インピー
ダンスが大きいと、信号源からの信号は水晶振動
子を通過せずに直線差動増幅器に空間を通してと
びこみ、帯域外減衰特性がそこなわれる為、普通
は信号源インピーダンスを数百Ω以下にする必要
がある。本発明では、抵抗１４，１５の値を数百
Ωから数ｋΩにすることにより、信号通過帯域幅
を設定している。又、抵抗１４，１５を水晶振動
子の等価直列抵抗より数倍から数10倍以上の大き
な値に設定することにより、水晶振動子の共振周
波数の違いによる直列等価抵抗の差を補正できる
という効果もある。
亘つて打ち消すには差動増幅器が広帯域である必
要があり、差動増幅器を広帯域に動作させる為に
は第３図の抵抗１６、抵抗１７を100Ω以下にす
る必要がある。一般には75Ω、又は50Ωに選定さ
れる。このような場合、狭帯域通過回路の帯域幅
を決めるには、水晶振動子の有する帯域幅と、信
号源インピーダンス、又は抵抗１４，１５の値が
大きく左右する。すなわち、水晶振動子の有する
帯域幅のみで狭帯域通過回路の帯域幅を決めたと
き、帯域幅が狭すぎる場合には、信号源インピー
ダンスを大きくするか、抵抗１４，１５を大きく
する必要がある。しかしながら、信号源インピー
ダンスが大きいと、信号源からの信号は水晶振動
子を通過せずに直線差動増幅器に空間を通してと
びこみ、帯域外減衰特性がそこなわれる為、普通
は信号源インピーダンスを数百Ω以下にする必要
がある。本発明では、抵抗１４，１５の値を数百
Ωから数ｋΩにすることにより、信号通過帯域幅
を設定している。又、抵抗１４，１５を水晶振動
子の等価直列抵抗より数倍から数10倍以上の大き
な値に設定することにより、水晶振動子の共振周
波数の違いによる直列等価抵抗の差を補正できる
という効果もある。
第３図の実施例に対して、以下に具体的な数値
例を挙げて説明する。まず、水晶振動子１２を
8.5MHz、水晶振動子１３を9.0〜9.3MHzに選んだ
時、抵抗１４，１５を500Ωにすることにより、
信号通過帯域幅を水晶振動子の有する固有の信号
通過帯域幅の約10倍の3kHz程度にすることがで
きた。なお、信号源インピーダンスおよび負荷イ
ンピーダンスはいずれも75Ωである。又、この時
の帯域外減衰特性はDC〜8MHzで50dB以上、10M
Hz〜20MHzで40dB以上得られた。ここで、抵抗
１４と１５の値は信号通過帯域幅に応じて自由に
設定することができるが、抵抗１４と抵抗１５の
差は±20％以内にする必要がある。
例を挙げて説明する。まず、水晶振動子１２を
8.5MHz、水晶振動子１３を9.0〜9.3MHzに選んだ
時、抵抗１４，１５を500Ωにすることにより、
信号通過帯域幅を水晶振動子の有する固有の信号
通過帯域幅の約10倍の3kHz程度にすることがで
きた。なお、信号源インピーダンスおよび負荷イ
ンピーダンスはいずれも75Ωである。又、この時
の帯域外減衰特性はDC〜8MHzで50dB以上、10M
Hz〜20MHzで40dB以上得られた。ここで、抵抗
１４と１５の値は信号通過帯域幅に応じて自由に
設定することができるが、抵抗１４と抵抗１５の
差は±20％以内にする必要がある。
なお、第３図に見られるように水晶振動子と抵
抗を直列に使用して水晶振動子の有する固有の信
号通過帯域幅を広げる代りに、直列抵抗を使用せ
ずに固有の信号通過帯域幅の広いセラミツク共振
子等を使用することも考えられるが、通信機器の
ように高信頼度と高安定性をもとめるようなシス
テムでは、水晶振動子を使用する方が狭帯域特性
に高い安定性と信頼度が得られることは言うまで
もない。
抗を直列に使用して水晶振動子の有する固有の信
号通過帯域幅を広げる代りに、直列抵抗を使用せ
ずに固有の信号通過帯域幅の広いセラミツク共振
子等を使用することも考えられるが、通信機器の
ように高信頼度と高安定性をもとめるようなシス
テムでは、水晶振動子を使用する方が狭帯域特性
に高い安定性と信頼度が得られることは言うまで
もない。
更に、一般に水晶振動子の共振中心周波数を変
化させる為に水晶振動子に直接に容量を接続する
ことが行なわれるが、本発明でも同様のことを行
つてもなんら支障のないことは実験によつて確認
されている。
化させる為に水晶振動子に直接に容量を接続する
ことが行なわれるが、本発明でも同様のことを行
つてもなんら支障のないことは実験によつて確認
されている。
以上の説明によつて明らかなように、本発明に
よれば、共振周波数の異なる水晶振動子と抵抗と
の２つの直列回路の出力を１つの差動増幅回路に
逆相関係で加えることによつて、水晶振動子の有
する固有の並列容量の影響を除去し、安定、かつ
良好な２周波による狭帯域特性をもたせることが
できる点において、性能と経済性の向上に対して
得られる効果は大きい。
よれば、共振周波数の異なる水晶振動子と抵抗と
の２つの直列回路の出力を１つの差動増幅回路に
逆相関係で加えることによつて、水晶振動子の有
する固有の並列容量の影響を除去し、安定、かつ
良好な２周波による狭帯域特性をもたせることが
できる点において、性能と経済性の向上に対して
得られる効果は大きい。
第１図は従来の水晶振動子を使用した狭帯域増
幅回路の回路図、第２図は、第１図の狭帯域増幅
回路の等価回路図、第３図は本発明による狭帯域
増幅回路の一実施例の回路図、第４図は、第３図
の狭帯域増幅回路の等価回路図を示す。なお、図
において、１１は信号発生器、１２，１３は水晶
振動子、１４，１５，１６，１７は抵抗、１８は
差動増幅回路、１９はレベル計である。
幅回路の回路図、第２図は、第１図の狭帯域増幅
回路の等価回路図、第３図は本発明による狭帯域
増幅回路の一実施例の回路図、第４図は、第３図
の狭帯域増幅回路の等価回路図を示す。なお、図
において、１１は信号発生器、１２，１３は水晶
振動子、１４，１５，１６，１７は抵抗、１８は
差動増幅回路、１９はレベル計である。
Claims (1)
- １ 信号入力端の一方と差動増幅回路の同相入力
端との間に第１の水晶振動子と第１の抵抗との直
列回路を接続し、前記信号入力端の一方と前記差
動増幅回路の逆相入力端との間に第２の水晶振動
子と第２の抵抗との直列回路を接続し、かつ前記
差動増幅回路の同相入力端および逆相入力端のそ
れぞれと前記信号入力端の他方との間に、前記差
動増幅回路の入力抵抗を補正する第３および第４
の抵抗を接続して構成され、前記第１の抵抗と前
記第２の抵抗の値を等しくし、前記第１の水晶振
動子と前記第２の水晶振動子の共振周波数を異な
らせた２周波用の狭帯域増幅回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP732778A JPS54101647A (en) | 1978-01-27 | 1978-01-27 | Narrow-band amplifier circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP732778A JPS54101647A (en) | 1978-01-27 | 1978-01-27 | Narrow-band amplifier circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS54101647A JPS54101647A (en) | 1979-08-10 |
| JPS6217409B2 true JPS6217409B2 (ja) | 1987-04-17 |
Family
ID=11662859
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP732778A Granted JPS54101647A (en) | 1978-01-27 | 1978-01-27 | Narrow-band amplifier circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS54101647A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0529561Y2 (ja) * | 1987-02-28 | 1993-07-28 | ||
| JPH0571480U (ja) * | 1992-03-02 | 1993-09-28 | 東海ゴム工業株式会社 | 摺動ブッシュ |
-
1978
- 1978-01-27 JP JP732778A patent/JPS54101647A/ja active Granted
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0529561Y2 (ja) * | 1987-02-28 | 1993-07-28 | ||
| JPH0571480U (ja) * | 1992-03-02 | 1993-09-28 | 東海ゴム工業株式会社 | 摺動ブッシュ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS54101647A (en) | 1979-08-10 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5194826A (en) | Circuitry arrangement for the elimination of spurious response in a radio telephone receiver | |
| US9214908B2 (en) | Amplification circuit | |
| JPS6217409B2 (ja) | ||
| US3781718A (en) | Hybrid band pass-band stop filter | |
| GB2103445A (en) | Saw filter network | |
| US4227156A (en) | Circuit for at least two frequencies | |
| US2270764A (en) | Amplifier coupling circuit | |
| US4288661A (en) | Interface circuitry for acoustic coupler compensation | |
| US3525944A (en) | Frequency discriminator circuit | |
| CA1112726A (en) | Multiple pole bandpass filter having monolithic crystal elements | |
| JPS62263701A (ja) | Ｄｃカツト回路 | |
| US4268807A (en) | Band-pass filter and gain stage | |
| CA1125397A (en) | Monolithic crystal filter having a passband symmetrical about a center frequency | |
| JP3136867B2 (ja) | 可変同調バンドパスフィルタ | |
| JP4038674B2 (ja) | 電圧制御フィルタ | |
| US1724987A (en) | Selective-constant-resistance network | |
| US2166529A (en) | Communication system | |
| EP1089450A2 (en) | Telephone line interface circuit and method | |
| JPS602662Y2 (ja) | 狭帯域増幅回路 | |
| JPH03135211A (ja) | 可変同調バンドパスフィルタ | |
| JPH0344208A (ja) | 水晶ノッチ・フィルタ | |
| JPS6010155Y2 (ja) | スピ−カ−ネツトワ−ク | |
| JPH0832393A (ja) | フィルタ回路 | |
| EP0614243A1 (en) | Electrical filter | |
| US2248754A (en) | Band-filter device |