JPS62168385A - 電力供給装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は高周波加熱器などに利用され、商用電源などの
電源よシ得られた電力・をトランスにて電力変換し、マ
グネトロンなどの逆阻止特性を有する負荷に電力を供給
する電力供給装置に関するものである。

従来の技術 一般にこのような逆阻止特性を有する負荷に対し、トラ
ンスなどで電力変換（昇圧など）して電力を供給する装
置として、たとえばマグネトロンに電力を供給するマグ
ネトロン電源装置がある。

第１０図は、このマグネトロン電源装置の回路図である
。図において、商用電源１などよシ得られる電源Ｓの出
力は、昇圧トランスＴによシ昇圧され、コンデンサＣと
ダイオードＤにて整流されてマグネトロンＭに供給され
る構成である。したがって、第１１図に示すように、同
図（町に示した電源電圧波形に対して、逆阻止特性を有
する負荷であるマグネトロンＭに供給される電圧の波形
Ｖ＾には第１１図（ｂ）のようになるが、電源Ｓからの
入力電流Ｉｉｎは、同図（Ｃ）のように連続して流れ、
逆阻止特性を有する負荷であっても、トランスＴおよび
電源Ｓは不都合を生じることなく安定に動作する。

ところが、このダイオードＤは高耐圧性能が必要である
ため高価であるうえに、マグネトロンＭによる過渡的な
サージ電圧などにより破壊しやすいものであるので、こ
れを除去した電力供給方式が望まれていた。特に電源Ｓ
が高周波電源である場合は、高圧でかつ高周波電力の整
流を行うことが必要であるため、技術的にも十分な性能
のダイオードを製造することが難しく、仮に製造できて
も著しく高価なものとならざるを得なかった。

そこで、第１２図に示すように、第１０図のコンデンサ
ＣとダイオードＤを省略した形式の電力供給装置を実現
しようとすると以下のような不都合が生じ実現が困難で
あった。

すなわち、第１３図に示すように、トランスＴのＢ−Ｈ
カーブ上での軌跡が、第１０図の装置の場合は、Ｑ　−
＋　ａ−＋　ｂ　、Ｏ−ｈ　ｄ　−＋　ＩＬ　テあるの
に対し、第１２図の装置の場合には、０→ａ→ｂ→乙と
なり、いわゆる偏磁現象を生じてしまい、極めて効率の
悪いトランスとならざるを得ないばかりか、電源Ｓの動
作に対しても悪影響を及ぼすものとならざるを得なかっ
た。

このような背景から、電源Ｓに対してフライバック型の
高周波インバータ電源を用いた技術が第１４図のように
提案されている。

第１４図はこの従来の電力供給装置の回路図である。商
用電源１の電力はダイオードブリッジ２によシ整流され
、単方向電源が形成されている。

なお、３はインダクタ、４はコンデンサであってインバ
ータの高周波スイッチング動作に対するフィルタの役割
を果すものである。

インバータは共振コンデンサ６、外圧トランス６、トラ
ンジスタ７、ダイオード８および駆動回路９によ多構成
されている。トランジスタ７は駆動回路９よシ供給され
るベース電流によって所定の周期とデユーティ−（すな
わち、オンオフ時間比）でスイッチング動作する。この
結果、外圧トランス６の一次巻線１０には第１６図（ａ
）のようなコレクタ電流Ｘｃとダイオード電流Ｉｄを中
心とした電流Ｉｃｄが流れ一次巻線１ｏには第１６図（
ｂ）のような高周波電流ＩＬが流れる。したがって、二
次巻線１１および三次巻線１２には各々高周波高圧電力
および高周波低圧電力が生じる。この高周波低圧電力は
コンデンサ１３．１４およびチョークコイル１５　、１
６１介してマグネトロン１７のカソード端子間に供給さ
れ、−刃高周波高圧電力はアノードカンード間に図のよ
うに供給される。

米国特許第４，３１８，１６５号明細書および図面に示
すれているようにコンデンサ５とマグネトロン１７には
第１６図（０）　、　（ｄ）のような電流が流れ、マグ
ネトロン１７は発振し誘電加熱が可能となるものである
。

このような構成で、トランジスタ７’１２０Ｋ）（ｚ−
１００ＫＨｚ程度の周波数で動作させると商用電源周波
数のままで昇圧する場合に比べて外圧トランスの重量、
サイズを数分の−から士数分の−にでき、電源部の小型
化、低コスト化が可能であるという特長を有するもので
ある。

特に、アメリカ特許第４，３１８，１６５号明細書およ
び図面に示されている高周波加熱装置は外圧トランス６
の一次巻線１ｏと二次巻線１１の極性が図のようないわ
ゆるフライバック型コンバータ回路構成とすることによ
シ、通常高圧整流のために用いられる高圧ダイオードを
用いないでマグネトロン１７の駆動を可能とし、第１４
図のような電力供給装置を実現していた。

したがって、非常に高価、大型で、かつ高圧の高周波ダ
イオードが不要であるので、よシミ力供給装置の小型化
、軽量化、低コスト化が実現されていた。

発明が解決しようとする問題点 しかしながら、このような従来の電力供給装置にはつぎ
のような欠点があつ之。

すなわち、前述したように単に高圧ダイオードを省略す
るのみでは、第１３図にて示したような偏磁などの不都
合を生じてしまい安定な電力供給装置が実現できなかっ
た。

また、第１４図のようなフライバック型のコンバータを
用いた場合は、高圧ダイオードを省略して、逆阻止特性
を有する負荷であるマグネトロン１７を駆動することが
可能であったが、種々の問題があった。

フライバンクコンバータは、たとえば、つぎの文献に示
されているように種々のコンバータの中で最も部品点数
が少なく、このためテレビ用高圧発生回路などに多く利
用されているものである。文献−Ｌ　、に、Ｊａｎｇｓ
ｏｎ　、　「Ｃｏｎｖｅｒ　ｔｅｘ　ｃｉｒｃｕｉｔｓ
ｆｏｒ　５ｗ１ｔｃｈｅｄ　ｍｏｄｅ　ｐｏｗｅｒ　５
ｕｐｐｌｉｅｓ　Ｊ。

Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ　ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ　
ｂｕｌｌｅｔｉｎ。

ＶｏＬ、３２．　Ａ３　、　Ｎ、Ｖ、Ｐｈ１ｌｉｐｓ　
（１９７３）　−しかしながら、エネルギー機器のよう
な大電力を扱う場合にはこの特徴が激減してしまい、上
記文献、第８６頁〜第８７頁に記載されているように、
たとえば２００Ｗ程度の出力を得る場合には種々の構成
部品の付加が必要となシ、実質上、２００Ｗ程度以上の
フライバック型コンバータの実現は複雑で高価なものと
ならざるを得なかった。特に、トランスのリーケージイ
ンダクタンスを零にすることがフライバックコンバータ
にとって理想的であるが、実際にはこのリーケージイン
ダクタンスを零にすることは困難であシ、トランジスタ
などのスイッチデバイスに重大な影響を及ぼすものであ
る。この影響は、コンバータの扱う電力が大きい程重大
であるので、大電力を扱う電力供給装置には、フライバ
ンク方式のコンバータは適切ではなかった。

また、マグネトロンなどの逆阻止特性を有する負荷にト
ランスの交流出力を供給すると、この負荷が並バイアス
された時、二次巻線は実質上オープン状態となるので浮
遊容量による共振電圧が生じ、異常な高圧が発生する。

したがってフライバック方式以外で第１０図のダイオー
ドＤを省略してマグネトロン等の逆阻止特性を有する負
荷に電力を供給する装置を実現することは困難であった
。

さらにまた、フライバック方式のコンバータで電力供給
装置を構成し、マグネトロンを駆動するようにした場合
、マグネトロン１７のアノード電流エムは、第１６図（
ｄ）に示すようにそのピーク値が大きい電流波形となら
ざるをえなかった。これはトランジスタ７が導通してい
る期間に一次巻線１ｏに蓄積されたエネルギーを非導通
期間に放出するところのいわゆるフライバック型コンバ
ータ形式であるためであった。

また、トランジスタ７が非導通期間のみマグネトロン１
７に電流が流れるので、所定の平均電流を得ようとする
と一層アノード電流ＩＡのピーク値が大きいものとなら
ざるをえなかった。

このためマグネトロン１７のカソードのエミッシロン能
力を大きくせねばならずマグネトロン１７が高価なもの
とならざるをえなかった。また、アノード電流ＩＡの立
上シピーク値が大きいとカソードのエミッション能力余
裕との関係でいわゆるモーディング現象が発生しやすく
、マグネトロンの寿命を著しく短くしたり、その電波漏
洩量が増加するなどの不都合があシ、電力供給装置の低
価格化を制限したり、その信頼性を低下させるなどの欠
点があった。

本発明は上記従来の技術の欠点を解消するもので、負荷
や電源の動作の安定をはかつて信頼性の向上と、安価で
かつ大電力負荷に適するようにするものである。

問題点を解決するための手段 上記問題点を解決するための本発明の技術的手段は商用
電源などよシ得られる電源と、逆阻止特性を有する負荷
と、この負荷に変換電力を供給するトランスと、前記負
荷に流れる電流の流路に設けたインダクタンス要素と、
前記負荷に並列に接続され、前記負荷が逆バイアス時に
発生する前記トランスのエネルギーによる逆バイアス電
流をバイパスする逆バイアス電流バイパス手段とによシ
ミ力供給装置を構成したものである。

作用 本発明は上記構成により逆阻止特性を有する負荷に対す
る電源側のインピーダンスを高め、負荷への電流の急激
な流入を防止するとともに、前記負荷の逆バイアス時に
はトランスのエネルギーによ電流れる電流をバイパスし
、トランスの巻線の浮遊容量による共振電圧やり一ケー
ジインダクタンスによるスパイク電圧などの異常な高電
圧の発生を防止せしめるものである。特にバイパス手段
としてコンデンサを用いた場合、インダクタンス要素と
の間でローパスフィルタとしての相互作用を発揮し、負
荷への急激な電流流入を一層抑制し、安定な電力供給を
行うことができる。

実施例 以下本発明の電力供給装置の一実施例について図面とと
もに説明する。

第１図は本発明の一実施例を示す電力供給装置の回路図
である。

第１図において、電源Ｅは、外圧トランスＴに対して一
次電流工りを供給し、トランスＴによシ変換された電力
は、逆阻止特性を有する負荷であるマグネトロンＭに供
給されるよう構成されている。

このトランスＴは、後述するように通常のトランスよシ
も一次および二次巻線ｐ、ｓ間の結合度を小さく構成し
たいわゆるリーケージ型トランスであるので、マグネト
ロンＭに対して流れるアノード電流ＩＡＯ流路にそのリ
ーケージインダクタンスが挿入された状態で動作するも
のである。一方、コンデンサＣｐはマグネトロン証に対
して並列に接続され、マグネトロンＭに対するバイパス
路ヲ形成している。したがって、マグネトロンが逆バイ
アスされる極性の時も、トランスＴには二次電流ＴＣＩ
（が流れるのでトランスＴのコアの偏磁などを防ぐこと
ができるとともに二次巻線Ｓのオープン状態が生じるの
を防止し、スパイク電圧や二次巻線の浮遊容量による共
振電圧などの異常電圧の発生を防止することができる。

第２図は第１図の回路の一次側等価回路図であシ、Ｌｌ
は一次巻線Ｐの自己インダクタンス、Ｋは一次巻線Ｐと
二次巻線Ｓの結合係数である。マグネトロンｙは、抵抗
ＲＭ、ダイオードＤＭ、ゼナーダイオードＺＤＭの直列
回路で置き換えることができ、この直列回路に並列にコ
ンデンサＣＨが接続された構成である。第４図のように
マグネトロンの特性は極めて非線形であシ、ダイナミッ
クインピーダンスは非常に小さいものである。そこでト
ランスＴのリーケージを大きくしてリーケージインダク
タンス（１−Ｋ）Ｌ１ｉ通常の従来のトランスよシ大き
くすることによシ、トランスＴの二次側から見たインピ
ーダンスＺｉを高め、定電流源的性質をトランスに持た
せることができる。このため、マグネトロンＭや電源Ｅ
の動作を安定化せしめることが可能となる。

第３図は、本発明の他の実施例を示す回路図であシ、第
１図と同一の構成要素には同一符号を付して詳細な説明
を省略する。

第３図において、外圧トランスでは通常のトランスと同
様の結合度Ｋｆｆ：有する外圧トランスであシ、Ｋ　＝
　０．９〜１．０程度となっている。したがって、リー
ケージインダクタンスのみではマグネトロンＶの電流工
Ａの流路に十分大きいインダクタンス要素を挿入するこ
とができないので、直列インダクタＬｓ　を挿入したも
のである。この構成により、第１図と同様の作用・効果
を得ることができる。

そして、コンデンサＣ，はさらにマグネトロンＭが逆バ
イアスされる極性のとき、浮遊容量などによりニ次巻線
Ｓに発生する第５図のような異常高電圧を防止し、逆電
圧を同図の破線のような比較的低い値に抑制する作用を
果すものである。したかって、トランスでやマグネトロ
ン輩の耐圧が比較的低いものでよいので安価に製造する
ことができる。

さらにコンデンサＣＰの容量を適当に選ぶことによシ前
述したマグネトロンＭの逆バイアス時における高電圧を
低い値に抑制することができる。

第６図に示すようにマグネトロンＭの電流１人とコンデ
ンサＣＰの電流ｒａＨとは９０’の位相差がある。した
がってトランスＴに流れる電流”　Ｌ　’ハ、マグネト
ロンＭの順バイアス時はそれらの合成電流となシ、一方
、逆バイアス時はコンデンサＣＰの電流ＩＣＨと等しく
なる。第７図はこのことをモデル的に説明するための図
である。図において、トランスＴの二次巻線Ｓに流れる
電流に相当する電流工Ｌ／は正負の両極性電圧時、０か
らＩＬＰまで変化する（絶対値のみ考える）。これはト
ランスを理想的な定電流源として考えている念めである
。

コンデンサＯＰが、ある容量値のときを考える。

マグネトロンＭの順バイアス時、動作点は０から図の実
線で示すＩＣＨ上をＶＡＫＯまで行き、電流工ムが流れ
だすとＩｃＨ＋Ｉム線上ｆＸＬ’＝工Ｌｐまで行って０
にもどる。つぎにマグネトロンＭの逆バイアス時は、動
作点は０から図の実線で示すＩＣＨ上をＩＬ’　＝　Ｉ
ｔ、ｐ　１で行って０にもどる。したがって、マグネト
ロンＭＯ電圧ＶムＫ（トランス二次電圧）はＶＡＫ＝Ｖ
ＡＫ１となる。ところで、もしコンデンサＣＰの容量値
がよシ小さいものであるとすると、流れる電流は一点鎖
線で示すＩＣｔｆ２となる。

したがって、逆バイアス時のマグネトロンにの電圧ＹＡ
ＫはＶムに＝ｌ／ＡＫ２）ＶＡＫｔとなシ、コンデン？
ＣＰの容量値が大きいほどマグネトロンＭの電圧ＶｈＫ
ｆ小さいものとすることができる。しかしながらコンデ
ンサＣ，の容量値が大きすぎると電源２に対して悪影響
を与える結果となるので、このコンデンサＣＰは、適当
な範囲の容量値であることが必要であシ、第７図から推
察されるようにそのインピーダンスがマグネトロンＭの
インピーダンス程度から、その１０倍以下のインピーダ
ンスであることが望ましい。

第８図は本発明の他実施１１！’１Ｊａ−示す電力供給
装置のブロック図であシ、電源Ｅにインバータと用いた
実施例であって第１４図の従来例と同一構成要素には同
一符号を付して詳細な説明を省略する。

第８図において、商用電源１の電力は直流電源１８に送
られインバータ１９に供給される。インバータ１９はト
ランジスタ７からなる半導体スイッチ等よ構成シ、外圧
トランス６ｔ−付勢してマグネトロン１７に高圧電力を
供給するものである。

そして、トランジスタ７、昇圧トランスｅの一次巻線１
０、共振コンデンサ５、およびマグネトロン１７に流れ
る電流は、それぞれ第９図（ＩＬ）　、　（ｂ）　。

（０）、および（ｄ）のようになる。すなわち昇圧トラ
ンス６の一次巻線１０には第９図（＆）のようにコレク
タ電流ＩＣとダイオード電流１ｄ　を中心とした電流Ｉ
ｃｄが流れる。そして、−次巻線１ｏには第２図（ｂ）
のような高周波電流ｘＬが流れる。共振コンデンサ６に
は第２図（０）のような電流Ｉｃ、マグネトロン１７に
は第２図（ｄ）のようなアノード電流工□が流れる。マ
グネトロン１７のアノード電圧ＹＡＫは第２図（ｅ）の
ようになる。これは昇圧トランス６の一次巻線１０と二
次巻線１１の極性が図のようになっていること、および
第２図で説明し念のと同様に外圧トランスｅがリーケー
ジ型トランスとなっていること、さらに高圧コンデンサ
２１および２２がマグネトロン１７に並列接続されてマ
グネトロンの逆バイアス電流をバイパスするバイパス路
を形成していることによるものである。

また、リーケージインダクタンスとコンデンサＣＰを設
けることによシアノード電流工＾は第９図（ｄ）のよう
にシャープなピークを持たない台形様波形とし、カソー
ドの劣化やモニディングの発生を抑止し、安全で信頼性
の高い電力供給装置を実現することができる。

また第１図における高圧コンデンサＣｐは第８図におい
てマグネトロン１アのフィルタコンデンサと兼用されて
おシ、第１および第２の高圧コンデンサ２１および２２
である。マグネトロン１７のカンード端子間にはコンデ
ンサ２０が設けられておシ、かつチョークコイル１５．
１６が同一コアにバイファイラ巻きに構成されている。

したがって両高圧コンデンサ２１．２２の合成容量で第
１図における高圧コンデンサｃｐの作用を果す。

このようにすることによりカソード両端子から高−電圧
をマグネトロンに供給することができるので高周波電圧
でマグネトロンを駆動する場合、カソード両端子間の電
位差を少くしてマグネトロンの安定発振を促進すること
ができ、高調波の発生を抑制するという効果がある。さ
らに高周波電流を高圧コンデンサ２１．２２に分流する
ことができるので高圧コンデンサ２１．２２の発熱を抑
え、低価格化、高信頼性化を実現することができる。

また、高圧コンデンサ２１．２２を一体の貫通コンデン
サで構成することによりコンデンサ２０ｉも兼用するこ
とができ、高圧コンデンサ群のコンパクト化、低価格化
を実現できる。

発明の効果 以上のように本発明は逆阻止特性を有する負荷に流れる
電流経路にインダクタンス要素を設け、前記負荷に並列
に接続され、前記負荷が逆バイアス時に発生するトラン
スのエネルギーによる逆バイアスミ流をバイパスする逆
バイアス電流バイパス手段を設けたものであるから、次
のような効果を有する。

（１）トランスの偏磁現象や異常高電圧の発生を生じる
ことなく、しかも整流器を省略した回路構成で、逆阻止
特性を有する大電力の負荷に電力を供給する装置を提供
することができるとともに低コストで信頼性が高くコン
パクトな装置を実現することができる。

（２）　　また、負荷からみた電源インピーダンスを高
めることができるので非線形な逆阻止特性を有する負荷
に対する突入電流の抑制作用を発揮することができ、電
源や負荷の動作安定性を保証し、安全性、信頼性を高め
ることができる。

（３）　　さらに、インバータ・コンバータなどを含む
電源の場合には、大電力負荷に適したフォーワード型コ
ンバータの適用を可能とし、高圧ダイオードがないため
に低コストで信頼性が高くコンパクトな電力供給装置を
提供することができる。

なお、逆バイアス電流バイパス手段をコンデンサで構成
することによシ、インダクタンス要素との組合せによる
ローパスフィルタ的な作用を実現することができ、逆阻
止特性を有する負荷への供給電力の高周波成分を押える
ことができる。したがって、一層、負荷や電源の動作を
安定化した電力供給装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の電力供給装置の一実施例を採用した高
周波加熱装置の回路図、第２図は同装置の部分等価回路
図、第３図は本発明の他の実施例を示す電力供給装置の
回路図、第４図はマグネトロンの動作電圧電流特性図、
第５図はマグネトロンの異常電圧波形図、第６図はマグ
ネトロンと高圧コンデンサの電流ベクトル図、第７図は
高圧コンデンサの作用説明図、第８図は本発明のさらに
他の実施列を示す電力供給装置の回路図、第９図（ａ）
　、　（ｂ）　、　（０）　、　（ｄ）　、　（ｅ）は
同回路の動作電圧電流波形、図、第１０図は従来の電力
供給装置の回路図、第１１図（ａ）　、　（ｂ）　、　
（Ｃ）は同回路の動作電圧電流波形図、第１２図は従来
の電力供給装置の欠点を説明するための回路図、第１３
図は同回路のトランスの動作を説明するＢ−Ｈ曲線図、
第１４図は他の従来の電力供給装置の回路図、第１５図
（ａ）　、　（ｂ）　、　（ｃ）　。 （ｄ）は同回路の動作電圧電流波形図である。 Ｆ・・・・・・電源、Ｔ、６・・・・・・トランス、Ｏ
ｐ、２１゜２２．２０・・・・・・逆バイアス電流バイ
パス手段（コンデンサ）、Ｍ、１７・・・・・逆阻止特
性を有する負荷（マグネトロン）。 代理人の氏名　弁理士　中　尾　敏　男　ほか１名と−
−−建逓 第　２　図 第３図 第４ｒＡ　　第５図　　第。図 第７図 ＡＫ 第１０図 第１１！！４ −ｉ　　　　　　　Ｑ）

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）商用電源などにより得られる電源と、逆阻止特性
   を有する負荷と、この負荷に変換電力を供給するトラン
   スを備え、前記負荷に流れる電流の流路にインダクタン
   ス要素を設け、前記負荷に並列に接続され、前記負荷が
   逆バイアス時に発生する前記トランスの二次巻線のエネ
   ルギーによる逆バイアス電流をバイパスする逆バイアス
   電流バイパス手段を設けてなる電力供給装置。
2. （２）前記インダクタンス要素は、前記トランスのリー
   ケージインダクタンス、または二次巻線に直列に設けた
   インダクタで構成した特許請求の範囲第１項記載の電力
   供給装置。
3. （３）逆バイアス電流バイパス手段をコンデンサで構成
   した特許請求の範囲第１項記載の電力供給装置。