JPS62141997A

JPS62141997A - インバ−タの電流制限方法

Info

Publication number: JPS62141997A
Application number: JP60282608A
Authority: JP
Inventors: Ichiro Miyashita; 一郎宮下
Original assignee: Toyo Electric Manufacturing Ltd
Current assignee: Toyo Electric Manufacturing Ltd
Priority date: 1985-12-16
Filing date: 1985-12-16
Publication date: 1987-06-25

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は電圧形パルス幅変調方式（電圧形ハ■１）イン
バータによる誘導電動機駆動方法、特に高速スイッチン
グ素子が採用されたｒ民圧形ｐｗｈｔインバータ駆動に
おける電流制限を行うインバータの電流制限方法に関す
るものである。

〔従来の技術〕

通常、電動機駆動における制御の主たる目標として扱わ
れるものはトルク、回転速度２回転角度などであり、電
流は副次的なものである。しかし、過負荷による電動機
の加熱および半導体素子を用いた電力変換器の破壊を防
止するためには、所定値の電流値を超えた場合にトルク
等の主たる制御目標を無視しても、電流を所定値以内に
抑制することが必要不可欠である口つぎに、インバータの出力を（Ｖ／Ｆ　）比一定に制御
する方式における電流制限方法としての公知技術を第４
図に示す。

第４図はインバータの電流制限方法の従来例を示すブロ
ック図である。

すなわち、１はオペレータまたは上位のシステムから与
えられるステ、プ状の設定指令１ａを入力とする周波数
′イ圧設定器であり、その周波数′α圧設定器１から設
定指令１ａを一定傾斜の増加および減少する′ｉ！ｌｉ
圧指令１ｂと周波数指令ＩＣが発生される。

２は電圧制御ループにおける加算点である減算器であり
、電圧指令１ｂとフィードバック信号である電圧検出器
１４の出力信号１４ａとの偏差信号２ａが得られる。３
は電圧制御ループであり、ここで電圧制御増幅器３は偏
差信号２ａを所定の範囲内に抑えるために必要なゲイン
を有し、その出力信号３ａと後述する正弦波発生器８の
出力信号８ａとが乗ぜられ振幅変調波出力１０ａを生成
するものとなる。４は周波数制御ループにおける加算点
である減算器であり、周波数指令ＩＣとフィードバック
信号である周波数電圧変換器７の出力信号７ａとの備差
信号４ａが得られる。５は周波数制御増幅器であり、周
波数制御増幅器５は偏差信号４ａを所定の範囲内に抑え
るために必要なゲインを有する。６は電圧制御形見振器
であり、電圧制御形見振器６は周波数制御増幅器５の出
力信号に比例した周波数をもつ周波数信号６ａを発生す
る。そして、周波数信号６ａはインバータの基本波およ
びそれに同期した高周波の三角波キャリヤーの原信号で
あるため、通常三角波の周波数より高い周波として用い
られる。

また、周波数電圧変換器７は周波数信号６ａをアナログ
電圧に信号変換するものである。８は三相の正弦波発生
器であり、正弦波発生器８は一例として原信号の周波数
信号６ａからＲＯＭメモリに予め書きこまれているＳＩ
Ｎ信号を読み出す方式のものがある。また、９は三角波
のキャリヤー信号９ａを発生する三角波発生器であり、
三角波発生器９は例えば積分回路と放電スイッチとを主
体として構成されてなる。さらにまた、１０は乗算器で
あり、乗算器１０は電圧制御増幅器３出力と正弦波発生
器８出力とを乗じて振幅変調波出力１０ａを比較器１１
に与えるものである。比較器１１は振幅変調波出力１０
ａとキャリヤー信号９ａとの交点にて出力を反転させる
ものであり、よって正弦波変調されたインバータ通電信
号１１ａが発生されるものとなる。なお、比較器１１は
外部から加えられる信号によりインバータ通電信号１１
ａをしゃ断する機能をもつ。

さらに、１２は電圧形ＰＷＭインバータにおける半導体
素子から構成される電力変換器、１３は電力変換器１２
で駆動される誘導電動機である。ここに、電力変換器１
２は比較器１１出力のインバータ通電信号１１ａにより
制御されるものであり、ここではインバータ通電信号１
１ａを絶縁し増幅する増幅器を内蔵しているものとする
。そして、電力変換器１２の出力電圧１２ａ、出力′電
流１２ｂがそれぞれ電圧検出器１４．電流検出器１５に
検出されて各フィードバック信号が得られるものとなる
。その電流検出器１５の出力信号１５ａが周波数電圧下
げ信号発生器１６およびゲートしゃ断信号発生器１７に
加えられる。

これより、周波数電圧下げ信号発生器１６は過電流発生
期間中電圧指令１ｂおよび周波数指令ＩＣを減少させる
出力信号１６ａを発生し、よって、周波数電圧設定器１
は出力信号１６ａが加えられると、オペレータが下げ操
作を行った場合と同様に一定の傾斜で出力信号を減少さ
せていき、誘導電動機１３は負荷の大きさとバランスし
た点で運転を続ける。

また、ゲートしゃ断信号発生器１７は負荷が急増した場
合に出力信号１ｔａを比較器１１に送出し、電力変換器
１２の半導体素子によるゲートしゃ断を行い破壊を防止
する。

〔発明が解決しようとする問題点〕

第４図に示した如〈従来方式では、急峻な過電流が発生
すると電力変換器へのゲート信号をし中断してしまい、
その瞬間から誘導電動機は無制御となって運転復帰が望
めない。また緩かな過電流の場合でも、下げ信号による
インバータの周波数電圧の減少速度が負荷電流の増加速
度に追いつけないときは、同様にゲート信号し中断に波
及することになってしまう。

本発明は上述した如き問題点に着目しなされたものであ
り、急峻な過電流に対しても制御状態を保ちながら電流
制限を実行する方式に関するものである。

〔問題点を解決するための手段〕

そこで、本発明は急峻な過電流が発生したときでも直ち
にゲートしゃ断をせず、インバータ′出力を強制的に零
ベクトルとし、電動機電流のフＩＪ　−ホイーリングモ
ードとなすことにより過電流を減衰させ、所定の電流制
限値以内に電流が戻ったら通常通電モードに復帰するよ
うになし、事故電流のような零ベクトルモードで減衰し
ないものに対してのみゲートしｈ断を適用するようにし
た方式をとり入れた格別なインバータの電流制限方法を
提供するものである。

〔作　　用〕

つぎζこ図面を参照して説明する。

第５図〜第７図は本発明の技術思想の理解を容易にする
ため示したものである。

第５図はインバータの出力状態をスイッチを用いて表わ
した動作モードを説明するための状態図で、Ｓはスイッ
チ群、Ｍは電動機、Ｅ＠は印加電圧である。すなわち、
第５図によりインバータのマクロな制御状態を説明する
と、スイッチ８Ａ、５ＢＳＣは第４図に示される比較器
１１により発生する信号と同じ動作を行うもので、その
各スイッチは常に正側母線Ｐに接続されているか、負側
母線Ｎに接続されているかのどちらかであり、Ａ、Ｂ。

Ｃの１１百で１２σづつ遅れて交互に繰り返すものとな
る。このとき、３個のスイッチＳＡ、ＳＢ、Ｓｏが正側
母線Ｐ側についたときを「１」として負側母線Ｎ側につ
いたときを「０」とすると、全てのスイッチ状態の組合
せは８通りであり、そして、（ｄ−ｑ）軸を用いた回転
ベクトルで示すと第６図の如くである。

つまり、インバータのスイッチ状態の全ての組合せを写
影した第６図のベクトル図に示される如く、６個の電圧
ベクトルと原点に位置する２個のベクトルが得られる。

そして、特に原点に位置するベクトルは零ベクトルと呼
ばれ、これはさらにインバータのスイッチ状態で示すと
第７図のようになる。

第７図（イ）、（ロ）は２個の零ベクトルの物理的意味
を示すものであり、したがって、（イ）、（ロ）ともに
電動機Ｍの端子が正側母線Ｐもしくは負荷母線Ｎを介し
て短絡されており、電動機を流れていた電流が減衰しな
がら環流することである。また、第７図（イ）、（ロ）
以外のモードでは直流母線がインバータを介して電動機
を介し、電動機と接続される。

かようにして、過電流が流れるのは第７図（イ）。

（（２）を除くモードにおいてであり、過電流の原因が
単なる過負荷であるときは、それが急峻であるか緩慢で
あるに拘らず零ベクトルとすることにより、電動機電流
の減衰を図るものである。また、然らざるときは故障、
異常動作による過電流と考えてよく、この点で明確に判
別が可能である。したがって、所定の電流制限値を超え
たとき零ベクトルとするとともに、第４図説明のように
周波数および電圧を減少させるようにするものとして、
負荷の増加とバランスするまで零ベクトルモードと通常
の制御モードとを交互に繰り返すことから、電動機速度
を降下させ安定な電流制限動作を実現し得る。Ｉ）以下、本発明を本発明が適用された実施例図面を用いて
さらに詳述する。

〔実　施　例〕

第１図は本発明の一実施例を示すもので、１８は零ベク
トル割込み回路である。図中、第４図と同符号のものは
同じ機能を有する部分を示す。第１図において、第１図
と第４図と対比すれば、比較器１１と電力変換器１２の
間に零ベクトル割込み回路１８が配設されてなる。かよ
うに零ベクトル割込み回路１８が付設された接続構成に
おいては、零ベクトル割込み回路１８は比較器１１出力
のインバータ通電信号１１ａに零ベクトルの割込みを実
行するブロックであり、したがってその結果発生される
出力信号１８ａが電力変換器１２を制御する信号となる
ものである。これを第２図および第３図を参照して説明
する。

第２図は零ベクトル割込み回路の一具体例を示すもので
、ＦＦは（Ｊ−Ｋ）型のフリップフロップ、Ｍ　Ｍは単
安定マルチバイブレータである。

第２図において、零ベクトル割込み回路１８の一方の入
力のＵ、Ｖ、Ｗは第１図に示した比較器１１出力のイン
バータ通電信号１１ａにおける三相成分信号であり、他
方の入力である第１図に示した周波数電圧下げ信号発生
器１６の出力信号１６ａが「０」レベルのときインバー
タＧ、を介した指令により、三相ａ、ｚ分信号ＴＪ　＋
　Ｖ　ｌ　ｗハＡＮＤゲートＧ４１　＋　Ｇａｔ　。

Ｇ４１を通り、それぞれＯＲゲートＧＩｌ、　Ｏｓｓ　
ｙＧｓｓを介して出力信号１８ａの三相成分信号Ｕ’、
Ｖ’、Ｗ’として送出できる。

また零ベクトル割込み回路１８のその他の部分は、出力
信号１６ａが「１」状態を生じたとき作用するものであ
り、比較器１１の現在の出方状態に近い零ベクトルした
がって前述の（０，０，０）、（１，１゜１）のどちら
を選ぶかを決定し、これは三相信号の多数決論理に基づ
いている。すなわち、ＡＮＤゲートＧｏ　ＨＧ　１１　
！　Ｇｓｍはそれぞれ三相成分信号Ｕ。

■、Ｗのうち二相が「１」レベルになるとオンし、これ
と反対にＡＮＤゲートＧｔ＊　ｒ　ＧＩ４　ｒ　Ｇｔｓ
はどれか二相が「Ｏ」レベルになるとオンする。そして
、ＯＲケートＧ！！　、　Ｇｏはどれか二相が「１」レ
ベルのときにおよびどれか二相が「ｏ」レベルのときオ
ンし、その出力がフリップフロップＦＦの入力Ｊ、Ｋに
加えられる。一方、単安定マルチバイブレータＭＭは、
出力信号１６ａが「０」レベ／ｌ’　２！ｌ’（ら「１
」レベルに反転したときのみ、「１」レベルとなる信号
を発生する。このとき、フリップフロップＦＦは出力Ｑ
、Ｑに現在の多数決信号を出方し、同時にオンするＡＮ
ＤゲートＧ−１、Ｇ＠！を介して、各三相成分信号Ｕｌ
　、　Ｖｌ　、　Ｗ／を制御するＯＲゲートＧ、□、　
（）、、　、　Ｇ□に供給する。そして、三相成分信号
Ｕ’、Ｖ’、Ｗ’は零ベクトル（０，ｏ、ｏ）または（
１、］、　、　１　）を発生してフリーホイーリング動
作を開始する。また、電流が正確に正常値に復帰すると
出力信号１６ａは「０」レベルに戻るため、ＡＮＤゲー
ｈ　Ｇｓｘ　、　Ｇ−２による零ベクトル割込みが解除
され、したがって入力の三相成分信号Ｕ、Ｖ、Ｗが本来
の通電信号の送出により三相成分信号Ｕ’　、　Ｖ’　
、　Ｗ’としてそのまま発生さｔ１２るものとなる。

さらに、電流検知に伴う出力信号の関係は第３図の如く
である。

第３図は電流制限とゲートしゃ断の電流値関係を示すも
ので、工りは電流制限値、■＋ａはゲートしゃ断電流値
である。図中、第１図と同符号のものは同じ機能を有す
る部分を示す。ここに、ΔＩＬ＋ΔＩＭは切替の安定化
を図るためのヒステリ巾として設けられた電流中を示し
ている。

かように、電流検出器１５の出力信号１５ａ２周波数電
圧下げ信号発生器１６の出力信号１６ａおよびゲートし
中断信号発生器１７の出力信号１７ａ間において、出力
信号１５ａの増加に対して出力信号１６ａ。

１７ａを送出し得る。なお、電流制限方法りはゲートし
ゃ断電流値玩より一般に低く設定することは勿論である
。したがって、出力信号１６ａが「１」レベルになるに
アクティブとなって、第２図に示した如き零ベクトル割
込み回路１８を効用し得ることは明らかである。

〔発明の効果〕

かようにして、第１図〜第３図に示した如き実施例でも
みられるように、現在の比較器の出力モードに近い零ベ
クトルを選択することによって、主回路のスイッチング
回数をなるべく減少すべく効用し得ることは勿論である
。

以上説明したように本発明によれば、直流′電流を制御
するループをもたない電圧形ＰＷＭインバータの制御に
おいて最適電流制限を実行可能であり、抑制可能な事故
や異常に起因する過電流を明確に分離可能となることか
ら、保護回路との協調も正し〈実施できる付帯効果も奏
する格別な方法を提供できる。

なお、本発明は第１図に示した如き（Ｖ／Ｆ）比一定制
御方式による例で示したが、これにとられれることなく
トルクを直接制御する制御系や電流制御ループを有する
制御系などその他にも基本的に適用できることは明らか
である。

【図面の簡単な説明】

第１図および第２図は本発明の一実施例を示すブロック
図および零ベクトル割込例を示す接続図、第３図は第１図の電流制限とゲートし
ゃ断の電流値関係を示す説明図、第４図はインバータの
電流制限方法の従来例を示すブロック図である。また、
筆５図〜第７図は本発明の技術思想の理解を容易にする
ため示したもので、第５図および第６図はインバータの
出力状１態をスイッチを用いて表わした動作モードを説
明するための状態図およびスイッチ状謔の全ての組合せ
を写影したベクトル図、第７図（イ）、（ロ）は２個の
零ベクトルの物理的意味を示す状態図である。ｌ・・・・・・周波数電圧設定器、３・・・・・・電圧
制御増幅器、５・・・・・・周波数制御増幅器、１１・
・・・・・比較器、１２・・・・・・電力変換器、１３
・・・・・・誘導電動機、１５・・・・・・電流検出器
、１６・・・・・・周波数電圧下げ信号発生器、１７・
・・・・・ゲートしゃ断信号発生器、１８・・・・・・
零ベクトル割込み回路、ＩＬ・・・・・・電流制限値、
ＩＭ・・・・・・ゲートし中断電流値。

Claims

【特許請求の範囲】

電圧形ＰＷＭインバータを用いて誘導電動機を駆動する
ものにおいて、インバータ出力電流が所定の制限値を超
えたときインバータ出力電圧を強制的に零ベクトルモー
ドにして電流増加を抑制し、かつ該インバータ出力電流
が所定の制限値より低い値に復帰した際に零ベクトルモ
ードを解除して通常の制御モードに戻すことにより、前
記零ベクトルモードおよび通常の制御モードを反復しつ
つ電流増加を抑制するようにしたことを特徴とするイン
バータの電流制限方法。