JPS62131601A - マイクロ波可逆型利得移相方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は半導体素子を利用してマイクロ波の伝送電力の
位相を変化させる方式に関する。

（従来の技術） 従来のマイクロ波集積回路（以下ＭＩＣと略す）技術を
用いた移相器の移相方式としては。

第３図に示す様にダイオードｌａ、２ａを伝送線路ｌｂ
、２ｂ、−−−，５ｂに配置して、ダイオードｌａ、２
ａにそれぞれ相等しく電力が分配される様に伝送線路１
ｂ、２ｂ、・・・、５ｂを所定の値に設定する方式と、
第４図に示す様に電力分配回路１ｄｉ介して各々伝送線
路１ｂ、２ｂに電力が１／２づつ分配されると同時に伝
送線路１ｂ、２ｂに配置きれたダイオードｌａ、２ａに
分配される方式とが用いられて来た。上記第３図、第４
図の方式で所望の移相量金得る為には、ダイオード印加
電圧？変化させ電圧印加状態でのダイオード・インピー
ダンスと各々整合及び所定位相量が得られる様に伝送線
路１ｂ、２ｂ、・・・　を設定する方式が用いられて来
たが、ダイオード自身の直列抵抗及び回路導体損失の為
に回路損失が極めて大きいと言う欠点があった。

（発明が解決しようとする問題点） 本発明はこれらの欠点を解決する為、トランジスタ素子
を伝送線路に具備させ、この伝送線路のインピーダンス
及び線路長金所足の値に設定する事により、トランジス
タ素子を見込む電力反射係数を１以上となる様にし、可
逆性を保持しつつ電力伝送利得を持たせたものであり。

以下図面により詳細に説明全行う。

（実施例） 第１図は本発明の一実施例のブロック図で。

１ｄは電力分配回路、　ｌｃ、２ｃはｌ・ランジスタ。

ｌｂ、２ｂ、３ｂ、４ｂ、５ｂ、６ｂは伝送線路である
。電力分配回路１ｄは可逆性を有し電力を各々１／２づ
つ位相差９０°で伝送線路１ｂ、２ｂへ分配するものな
らば良く２例えは３ｄＢハイブリツト・カプラで構成さ
れる。

今トランジスタとしてＦＥＴを例にとシ２例えばゲート
側を伝送線路１ｂ、２ｂ、ソース側ｔＶアクタンス線路
３ｂ、５ｂ、　　ドレイン側ヲ５００終端線路４ｂ、６
ｂに接続した場合について、以下に説明？行う。点Ａ、
Ａ’　からトランジスタｌｃ、２ｃ側を見込む反射係数
”Ｌ”、　（ｉ＝１　、２）は、伝送線路１ｂ。

２ｂのインピーダンスＩｚｂ、電気長をθ１）と表せば
。

１’Ｌ”　（Ｚ　ｂ　（Ｚｎ”＋　ｊ　Ｚｂｔａｎ１９
　ｂ）　−Ｚ　ｏ　（Ｚｂ　＋　ｊ　Ｚｏ”ｔａｒ＋（
ｌ　ｂ）　）／（Ｚｂ　（Ｚｎ（１）＋ｊＺｂｔａ＋４
ｂ）　＋Ｚｏ　（、Ｚｂ＋ｊＺｏ（−θｂ））　　（１
）で与えられる。但しトランジスタｌｃ、２ｃ（ｉ）ゲ
ート側より見込んだインピーダンス２　ｚＤ（ｉ）で表
し。

ｉ＝１．２はバイアス状態１及び２を示している。

一方理想的な３ｄＢハイブリツドのＳマトリックスは。

で与えられる。これによｐ出力Ｐｏｕｔ　　に現れる信
号のＳマトリックスは。

で与えられるから２通過位相量△４３　、　ＶＳＷＲρ
（す、挿入損失Ｌ　　ｉｄＳマ）　ＩＪックス各成分ｓ
　ｋ、（＋）　（ｋ、　１＝（ｉ） １．２）を用いて。

で与えられる。但し Ａ（４１−（Ｑ十茗ｎ（′））　（１−百２２°う　十
茗、２３１ゝＳ−”）／（２茗２１０２）（７）Ｂ（ｓ
）／Ｚｏ−Ｃ（α十Ｆｌｕ”）　　（１−”Ｊ２２”）
＋”ｉ＊”Ｑｚｌ”）　・（（１＋百２□（１））　（
１−茗、□＋１１）十冨、□町、□（ｉｌ）　４百１２
（Ｄ茗２□（１））／Ｃ２Ｌｘ（Ｄ（（Ｉ　ＪＪ　ｌｌ
”）　　（１−４２勺−Ｂ１２°檜２１町〕　（８ンＣ
（ｉ）”Ｏ−（（１−’Ｌｚ（ｉ）　（１−Ｌ２怖−Ｂ
ｌｚ”Ｅｍ町／（２’Ｉｎ”）　　（９）ＤＬ、−（（
１＋茗２２３ｉうα−椙、（ｉ））十茗、２（”ら町／
■茗４（う　（転）である。

上式よｐ　３ｄＢハイブリツト回路の損失が小さ（ｉ） い場合には、　ＩＩ’Ｌ＋＞１ならば伝送利得を有する
事が理解出来る。また伝送線路１ｂ、２ｂの伝送損失金
無視すればｊ　ｍｌ’　”ＤＩを満足させる為には＋　
ｐＴ（＋）　１　）１でわれは良い事が解る。

今３端子トランジスタのＳパラメータを。

と書き表すと　１　ｐＴｆｉ）　１ン１を得る為には１
例えばソース側にリアクタンス線路３ｂ、５ｂｋ装荷し
た場合２点Ｃ，Ｃ’から見込む反射係数ヲｒｓとすれば である事よシ、所望周波数でＰ８を所定の値に設定する
事で　１　ｐ、（ｉ）　１＞１が実現出来る事が解る。

今Ｓａｃ”、Ｓｃｓ”、５ｓｃ（１）＋５ｓｓ（１）は
トランジスタ固有のＳパラメータであるから、（４）式
よυ所望の移相量を得る為には、第１図に示すごとくト
ランジスタｌｃ、２ｃに伝送線路４ｂ　、　６ｂを接続
して、■１Ｔ（＋）、　ｐＴ（２）　　の反射位相差金
所望値に設定すると同時に、伝送線路１ｂ、２ｂを所定
の値に設定すれば良く、帯域内で移相量、ｚｔ；６　、
　Ｖ　ＳＷＲρ（１）、ρ３２）及び通過利得？設計す
る事が出来る。第１図ではトランジスタｌｃ、２ｃのゲ
ート側に伝送線路１ｂ、２ｂのみを接続しているが、広
帯域化等を計る場合には伝送線路を直列、並列に伝送線
路１ｂ、２ｂに接続する事も可能でめｐ、上記の動作原
理を何等損なうものでは無い事は明らかである。第２図
に伝送線路４ｂ　、　６ｂの長さを適当に設定した場合
の点Ｂ、Ｂ’　での反射係数絶対値＋１’ＴＩ　　を示
す。

第２図よシ伝送線路４．ｂ、６ｂの電気長を適当に選ぶ
事により、　Ｉｆ’ＴＩ＞１を実現出来る事が理解出来
る。不実施例ではゲート側に入力伝送線路を付加したが
、他のドレイン側、ゲート側に付加しても同様な効果を
得る事は明らかでるる。

（発明の効果） 以上説明した様に従来の移相方式に於ては。

半導体素子にダイオードを用いた場合にはダイオード自
身の直列抵抗による損失が大きい事。

トランジスタを直列に用いた揚台には可逆性が得られな
いという実用上大きな問題があったが。

本発明は半導体素子としてトランジスタを使用する事に
よシ伝送利得金有し、リアクタンス伝送線路をトランジ
スタに接続する事で可逆性を保持出来、かつ信号対雑音
比（Ｓ／Ｎ）’を良好に維持出来る等の利点を有してい
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例のブロック図、第２図はトラ
ンジスタに所定のアドミッタンス線路全付加した場合の
計算ｉｉＮ　ｋ示した図、第３図ｉｆ来のダイオード金
柑いたロープイツト・ライン型とＷ−はｔしる移相方式
のブロック図、第４図は同じくハイブリッド型と呼ばれ
る移相方式のブロック図である。 ｌｂ、２ｂ、３ｂ、４ｂ、５ｂ、６ｂ　・・・伝送線路
、　ｌｃ、２ｃｍトランジスタ、　ｌｄ・・・電力分配
回路、　ＩＲ，２Ｒ・・・終端抵抗　ｐＬ（ｉｌ・・・
点Ａ、Ａ“　よりトランジスタを見込む反射係数　ｐＴ
（ｉ）・・・点Ｂ、Ｂ’　　よりトランジスタを見込む
反射係数、Ｐ８　　・・・点ｃ、ｃ’　　よ、Ｃ）ラン
ジスタを見込む反射係数、　Ｚｎ　　・・・点Ｂ、Ｂ’
　　よりトランジスタを見込むインピーダンス。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 　入力伝送線路および出力伝送線路を有するマイクロ波
   回路の伝送線路の一部にトランジスタ素子を具備し、且
   つこのトランジスタ素子に接続された一部伝送線路にリ
   アクタンス回路を負荷する事により、伝送線路よりトラ
   ンジスタ素子を見込む電圧反射係数絶対値が１以上とな
   る様各々の伝送線路を調整し、前記トランジスタ素子の
   印加電圧を変化する事により伝送位相を変化させる事を
   特徴とするマイクロ波可逆型利得移相方式。