JPS62114471A - Ｄｃ―ｄｃ変換器 - Google Patents
Ｄｃ―ｄｃ変換器Info
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- JPS62114471A JPS62114471A JP61264872A JP26487286A JPS62114471A JP S62114471 A JPS62114471 A JP S62114471A JP 61264872 A JP61264872 A JP 61264872A JP 26487286 A JP26487286 A JP 26487286A JP S62114471 A JPS62114471 A JP S62114471A
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- series
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- switching element
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33538—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only of the forward type
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- Amplifiers (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は零電流スイッチング式、前進形、シングルエ
ンド形の直流−直流変換に関係している。
ンド形の直流−直流変換に関係している。
発明の背景
このような一つの変換器（例えば、１９８３年１１月１
５日発行のピンチャレツリ（Ｖｉｎｃｉａｒ−ｅｌｌｉ
）の米国特許第４４１５９５９号に開示されたもの）
は、制御された量の実効二次漏れ電流を呈する変圧器を
用いて、電流シンクへの供給のために電圧源からのエネ
ルギーを変換する。この変圧器の電源側には、電源及び
変圧器の一次巻線と直列にスイッチが接続されている。
５日発行のピンチャレツリ（Ｖｉｎｃｉａｒ−ｅｌｌｉ
）の米国特許第４４１５９５９号に開示されたもの）
は、制御された量の実効二次漏れ電流を呈する変圧器を
用いて、電流シンクへの供給のために電圧源からのエネ
ルギーを変換する。この変圧器の電源側には、電源及び
変圧器の一次巻線と直列にスイッチが接続されている。
このスイッチは一連の電力伝達サイクルにおいて源を一
次巻線に接続したり源をそれから切り離したりする。
次巻線に接続したり源をそれから切り離したりする。
変圧器の負荷側には、二次巻線と直列にダイオード及び
コンデンサが接続されている。コンデンサ及び実効漏れ
インダクタンスは、スイッチ及びダイオードを通る電流
が実質上塔である各時点においてスイッチが循環的にオ
ンオフされるようにスイッチの循環過程に対するタイム
スケールを規定する。コンデンサに蓄積されたエネルギ
ーはインダクタ（電流シンク）を通して負荷に伝達され
る。
コンデンサが接続されている。コンデンサ及び実効漏れ
インダクタンスは、スイッチ及びダイオードを通る電流
が実質上塔である各時点においてスイッチが循環的にオ
ンオフされるようにスイッチの循環過程に対するタイム
スケールを規定する。コンデンサに蓄積されたエネルギ
ーはインダクタ（電流シンク）を通して負荷に伝達され
る。
それゆえ電力は電圧源から電流シンクに有効に変換され
る。
る。
この発明の一般的特徴は、（１）実効一次漏れインダク
タンスＬｌｅを持つように構成された変圧器、（２）変
圧器の一次巻線と直列に接続され且つ又電流源によって
充電されるように接続されたコンデンサ（キャパシタン
スＣ）、（３） −次巻線と直列に接続されていてコン
デンサを一次巻線に選択的に結合することのできるスイ
ッチング素子、（４）スイッチング素子が導通している
ときに導通するような向きにおいて二次巻線と直列に接
続された単向性導通素子、及び（５）スイッチング素子
を選択的に開閉させて、Ｌｌｅ及びＣによって決定され
る特性タイムスケールを持ったエネルギー伝達すイ゛ク
ルの期間中にコンデンサから実効一次漏れインダクタン
スを介して電圧負荷にエネルギーを伝達させるようにす
るための制御器、の組合せによって電流源からのエネル
ギーを電圧負荷への供給のために変換するシングルエン
ド形、零電流スイッチング式、前進形変換器回路である
。
タンスＬｌｅを持つように構成された変圧器、（２）変
圧器の一次巻線と直列に接続され且つ又電流源によって
充電されるように接続されたコンデンサ（キャパシタン
スＣ）、（３） −次巻線と直列に接続されていてコン
デンサを一次巻線に選択的に結合することのできるスイ
ッチング素子、（４）スイッチング素子が導通している
ときに導通するような向きにおいて二次巻線と直列に接
続された単向性導通素子、及び（５）スイッチング素子
を選択的に開閉させて、Ｌｌｅ及びＣによって決定され
る特性タイムスケールを持ったエネルギー伝達すイ゛ク
ルの期間中にコンデンサから実効一次漏れインダクタン
スを介して電圧負荷にエネルギーを伝達させるようにす
るための制御器、の組合せによって電流源からのエネル
ギーを電圧負荷への供給のために変換するシングルエン
ド形、零電流スイッチング式、前進形変換器回路である
。
この発明の採択実施例は次の諸特徴を備えている。制御
器は単向性スイッチング素子による導通の停止に応答し
てスイッチング素子を阻止様式にセットする。エネルギ
ー伝達サイクルの期間中電流源からの電流を実効上一定
にするためにコンデンサと直列にインダクタが接続され
ている。スイッチング素子の開閉は固定周波数で行われ
るようにされる。各エネルギー伝達サイクルの間で負荷
に供給されるエネルギーを蓄積するために第１の単向性
素子と直列にフィルタコンデンサが接続されている。変
圧器にはＬｅｅの実効値に寄与する補助的な個別部品の
インダクタがあって、このインダクタは一次巻線又は二
次巻線と直列に接続されている。
器は単向性スイッチング素子による導通の停止に応答し
てスイッチング素子を阻止様式にセットする。エネルギ
ー伝達サイクルの期間中電流源からの電流を実効上一定
にするためにコンデンサと直列にインダクタが接続され
ている。スイッチング素子の開閉は固定周波数で行われ
るようにされる。各エネルギー伝達サイクルの間で負荷
に供給されるエネルギーを蓄積するために第１の単向性
素子と直列にフィルタコンデンサが接続されている。変
圧器にはＬｅｅの実効値に寄与する補助的な個別部品の
インダクタがあって、このインダクタは一次巻線又は二
次巻線と直列に接続されている。
ある実施例では、第２の単向性導通素子が第１コンデン
サと並列に接続され且つエネルギー伝達サイクルの期間
中コンデンサの放電終了後に変圧器の一次電流全導くよ
うな向きに配置されていて、これにより、コンデンサが
負に充電された状態になり従って変圧器と共振すること
が防止される。
サと並列に接続され且つエネルギー伝達サイクルの期間
中コンデンサの放電終了後に変圧器の一次電流全導くよ
うな向きに配置されていて、これにより、コンデンサが
負に充電された状態になり従って変圧器と共振すること
が防止される。
スイッチング素子の開閉は、出力電圧調整ヲ行うために
可変周波数で行われるようにすることができる。
可変周波数で行われるようにすることができる。
ある実施例では、回路は更に、それぞれ複数の負荷への
供給のために複数の出力電圧を発生するように構成され
ており、この場合には、変圧器には負荷の一つとそれぞ
れ関係した複数の二次巻線があって、これらの二次巻線
が、それぞれ前記の負荷に供給されるべき相対的電圧に
対応する相対的巻数を持っており、且つ又、スイッチン
グ素子が導通しているときに導通するような方向におい
て二次巻線の一つと直列にそれぞれ接続された複数の単
向性導通素子がある。変圧器は二次巻線相互間の漏れイ
ンダクタンスを最小にするように構成されている。又、
それぞれ単向性素子と直列に接続された複数のフィルタ
コンデンサがある。
供給のために複数の出力電圧を発生するように構成され
ており、この場合には、変圧器には負荷の一つとそれぞ
れ関係した複数の二次巻線があって、これらの二次巻線
が、それぞれ前記の負荷に供給されるべき相対的電圧に
対応する相対的巻数を持っており、且つ又、スイッチン
グ素子が導通しているときに導通するような方向におい
て二次巻線の一つと直列にそれぞれ接続された複数の単
向性導通素子がある。変圧器は二次巻線相互間の漏れイ
ンダクタンスを最小にするように構成されている。又、
それぞれ単向性素子と直列に接続された複数のフィルタ
コンデンサがある。
この変換器は電流源から電圧シンクへ電力を有効に変換
し、且つ分離、電圧の逓昇又は逓降、及び’１ｔＦｆ、
調整を与えることができる。多数の負荷に給電するため
の実施例においては、種々の負荷に種々の電圧を供給す
ることができ、又は相対的電圧が対応の二次巻線の相対
的巻線数に厳密に追従する。
し、且つ分離、電圧の逓昇又は逓降、及び’１ｔＦｆ、
調整を与えることができる。多数の負荷に給電するため
の実施例においては、種々の負荷に種々の電圧を供給す
ることができ、又は相対的電圧が対応の二次巻線の相対
的巻線数に厳密に追従する。
その他の利点及び特徴は採択実施例についての次の説明
及び特許請求の範囲の欄の各項から明らかになるであろ
う。
及び特許請求の範囲の欄の各項から明らかになるであろ
う。
第１図について述べると、零電流スイッチング式前進形
シングルエンド形変換器１０は高インピーダンス電流源
（電源１２及びインダクタ３６の組合せ）からの電力を
変換して変圧器１６を通して低インピーダンス電圧シン
ク（負荷）１４に供給できるようにする。変圧器１６は
分離及び電圧増倍機能を与える。変圧器１６は、Ｌｌ及
びＬ２をそれぞれ一次巻線１８及び二次巻線２０の自己
インダクタンス、Ｍをそれらの相互インダクタンスとし
た場合、 として定義される無視できない制御された実効一次漏れ
インダクタンスを呈するように構成されている。可能な
変圧器構成の例はビンチャレッリ特許に記載されており
、これの構成の代案としては、一次巻線及び二次巻線全
保持するボビンを互いに同心的にして両巻線間の半径方
向の間隔によって制御された漏れインダクタンスを持た
せるようにすることができる。
シングルエンド形変換器１０は高インピーダンス電流源
（電源１２及びインダクタ３６の組合せ）からの電力を
変換して変圧器１６を通して低インピーダンス電圧シン
ク（負荷）１４に供給できるようにする。変圧器１６は
分離及び電圧増倍機能を与える。変圧器１６は、Ｌｌ及
びＬ２をそれぞれ一次巻線１８及び二次巻線２０の自己
インダクタンス、Ｍをそれらの相互インダクタンスとし
た場合、 として定義される無視できない制御された実効一次漏れ
インダクタンスを呈するように構成されている。可能な
変圧器構成の例はビンチャレッリ特許に記載されており
、これの構成の代案としては、一次巻線及び二次巻線全
保持するボビンを互いに同心的にして両巻線間の半径方
向の間隔によって制御された漏れインダクタンスを持た
せるようにすることができる。
−次巻線１８はスイッチング素子２２及び（キャパシタ
ンスＣの）コンデンサ２４とｉ 列に接続されている。
ンスＣの）コンデンサ２４とｉ 列に接続されている。
二次巻線２０は単向性導通素子２６と直列に接続されて
いる。巻線１８．２０の極性（標準ドツト表記性で表示
されている）及び素子２６の極性は、スイッチ２２が電
流を導いているときに素子２６が電流を導く、すなわち
（フライバンクではなく）前進形の変換器位相形態を確
立するように配置されている。
いる。巻線１８．２０の極性（標準ドツト表記性で表示
されている）及び素子２６の極性は、スイッチ２２が電
流を導いているときに素子２６が電流を導く、すなわち
（フライバンクではなく）前進形の変換器位相形態を確
立するように配置されている。
コンデンサ２４及び変圧器１６の実効一次漏れインダク
タンスＬｌｅは Ｔ／２＝πＬｌｅＣ の変換器のエネルギー伝達サイクルに対する特性タイム
スケールを規定する。スイッチング素子２２は制御回路
２８によって制御されて、固定繰返率でオンに切り換え
られ且つ又無視できる電流がスイッチング素子２２に流
れているときに各エネルギー伝達サイクルの終りにおい
てオフに切り換えられ、従ってスイッチング損失が最小
にされる０ 第２図Ａないし第２図Ｃについて述べると、時点ｔＱの
前では、源１２からの電流はコンデンサ２４をピーク値
ｖ、（第２図Ｃ）に接近した電圧だ充電している。時点
ｔＯにおいて、制御回路２８はスイッチング素子２２を
導通様式にセットしく第２図Ａ）、従ってコンデンサ２
４は一次巻線１８を通じ放電する（第２図Ｃ）。単向性
導通素子２６は順方向にバイアスされ、従って素子２６
を通ってフィルタコンデンサ３４及び負荷に電流が流れ
る。それゆえ、第２図Ａは又素子２６の導通状態を表し
ている。第２図Ｂはスイッチング素子２２に流れる電流
（■１）と単向性導通素子２６に流れる電流■２とを示
している。これらの電流はコンデンサ２４及び実効一次
漏れインダクタンスＬｌｅのために有限の上昇及び下降
時間を持っている。コンデンサ２４の電圧が谷間値に落
下した後、放電サイクルは終わり、−次電流（Ｉｌ）は
Ｌ７？ｇがＬｌよりはるかに小さいように準備されてい
るので無視できる程度に小さい。
タンスＬｌｅは Ｔ／２＝πＬｌｅＣ の変換器のエネルギー伝達サイクルに対する特性タイム
スケールを規定する。スイッチング素子２２は制御回路
２８によって制御されて、固定繰返率でオンに切り換え
られ且つ又無視できる電流がスイッチング素子２２に流
れているときに各エネルギー伝達サイクルの終りにおい
てオフに切り換えられ、従ってスイッチング損失が最小
にされる０ 第２図Ａないし第２図Ｃについて述べると、時点ｔＱの
前では、源１２からの電流はコンデンサ２４をピーク値
ｖ、（第２図Ｃ）に接近した電圧だ充電している。時点
ｔＯにおいて、制御回路２８はスイッチング素子２２を
導通様式にセットしく第２図Ａ）、従ってコンデンサ２
４は一次巻線１８を通じ放電する（第２図Ｃ）。単向性
導通素子２６は順方向にバイアスされ、従って素子２６
を通ってフィルタコンデンサ３４及び負荷に電流が流れ
る。それゆえ、第２図Ａは又素子２６の導通状態を表し
ている。第２図Ｂはスイッチング素子２２に流れる電流
（■１）と単向性導通素子２６に流れる電流■２とを示
している。これらの電流はコンデンサ２４及び実効一次
漏れインダクタンスＬｌｅのために有限の上昇及び下降
時間を持っている。コンデンサ２４の電圧が谷間値に落
下した後、放電サイクルは終わり、−次電流（Ｉｌ）は
Ｌ７？ｇがＬｌよりはるかに小さいように準備されてい
るので無視できる程度に小さい。
この時点ｔ１において、スイッチング素子２２は制御回
路２８によって阻止様式にリセットされて、時点ｔ２に
おいて次の放電サイクルが始まるまで充電サイクル全開
始する（第２図Ｃ）。それゆえ、ｔＱと１．の間では、
エネルギーがコンデンサ２１■から変圧器１６の漏れイ
ンダクタンスを通して負荷に有効に伝達されており、１
．からｔ２まではこのエネルギーが電源１２及びインダ
クタ３６からなる電流源によってコンデンサ２４に供給
される。リアクタンスがＬｌｅに比べて大キいインダク
タ３６によって運ばれる電流はエネルギー伝達サイクル
の特性タイムスケールの期間中実質上一定である。フィ
ルタコンデンサ３４における電圧は Ｌｌ である。但し、Ｖｉｎ は電源１２の電圧、ｎ２／ｎｔ
は二つの巻線１８．２０の巻数比である。電圧シンク１
４はこの出力電圧Ｖｏｕｔｆ受けるようにコンデンサ３
４の両端子間に接続されている。
路２８によって阻止様式にリセットされて、時点ｔ２に
おいて次の放電サイクルが始まるまで充電サイクル全開
始する（第２図Ｃ）。それゆえ、ｔＱと１．の間では、
エネルギーがコンデンサ２１■から変圧器１６の漏れイ
ンダクタンスを通して負荷に有効に伝達されており、１
．からｔ２まではこのエネルギーが電源１２及びインダ
クタ３６からなる電流源によってコンデンサ２４に供給
される。リアクタンスがＬｌｅに比べて大キいインダク
タ３６によって運ばれる電流はエネルギー伝達サイクル
の特性タイムスケールの期間中実質上一定である。フィ
ルタコンデンサ３４における電圧は Ｌｌ である。但し、Ｖｉｎ は電源１２の電圧、ｎ２／ｎｔ
は二つの巻線１８．２０の巻数比である。電圧シンク１
４はこの出力電圧Ｖｏｕｔｆ受けるようにコンデンサ３
４の両端子間に接続されている。
コンデンサ２４における電圧振動は電源電圧Ｖｉｎｆ中
心としていてその振幅（Ｖｐ−Ｖｌｌ）は所与の繰返率
（ｔ２−ｔｏ）−’に対して負荷電流と共に増大する。
心としていてその振幅（Ｖｐ−Ｖｌｌ）は所与の繰返率
（ｔ２−ｔｏ）−’に対して負荷電流と共に増大する。
電流の大きい値に対してはＶｐ −Ｖｖ ） ２ Ｖｉ
ｎ であり、コンデンサ２４における電圧はエネルギー伝達
サイクルの期間中符号を変え（すなわち、谷間値Ｖτが
零より下に低下し）、実効一次漏れインダクタンスＬｌ
ｅ とキャパシタンスＣとの間の共振エネルギー交換が
生じる０ この共振動作様式においては、エネルギー伝達サイクル
の初期段階中にコンデンサ２４から変圧器１６に伝達さ
れたエネルギーは一部分は出力電圧シンク１４に供給さ
れる代わりに１エネルギー伝達サイクルの後期段階中に
コンデンサ２４に戻される。この共振様式は前進形変換
器の単向性エネルギー流の基礎的な原理に違反する０第
３図の実施例は、エネルギー伝達サイクルの後期の部分
の期間中、例えば第２図りにおいてｔ３からｔｏｔでの
期間中に一次’＋ｉＩ流Ｉｎｋ供給することによってコ
ンデンサ２・１が負に充電された状態になるのを防止す
るような極性に置かれ且つコンデンサ２４と並列に接続
された第２の単向性導通素子４０を備えている。素子４
０のデユーティサイクルは ＶｏｕｔとＶｉｎ との間
の関係に影響を与え、負荷電流に比例してエネルギー伝
達サイクルの繰返率（ｔ２−ｔｏ） ｋ変えること
によって制御器２８が出力電圧Ｖｏｕｔを調整すること
を可能にする。それゆえ、変圧された電源電圧より低い
任意の出力電圧 が第３図の実施例によって支持され、従って第２図の実
施例には存在しない電圧調整機能が加えられる。
ｎ であり、コンデンサ２４における電圧はエネルギー伝達
サイクルの期間中符号を変え（すなわち、谷間値Ｖτが
零より下に低下し）、実効一次漏れインダクタンスＬｌ
ｅ とキャパシタンスＣとの間の共振エネルギー交換が
生じる０ この共振動作様式においては、エネルギー伝達サイクル
の初期段階中にコンデンサ２４から変圧器１６に伝達さ
れたエネルギーは一部分は出力電圧シンク１４に供給さ
れる代わりに１エネルギー伝達サイクルの後期段階中に
コンデンサ２４に戻される。この共振様式は前進形変換
器の単向性エネルギー流の基礎的な原理に違反する０第
３図の実施例は、エネルギー伝達サイクルの後期の部分
の期間中、例えば第２図りにおいてｔ３からｔｏｔでの
期間中に一次’＋ｉＩ流Ｉｎｋ供給することによってコ
ンデンサ２・１が負に充電された状態になるのを防止す
るような極性に置かれ且つコンデンサ２４と並列に接続
された第２の単向性導通素子４０を備えている。素子４
０のデユーティサイクルは ＶｏｕｔとＶｉｎ との間
の関係に影響を与え、負荷電流に比例してエネルギー伝
達サイクルの繰返率（ｔ２−ｔｏ） ｋ変えること
によって制御器２８が出力電圧Ｖｏｕｔを調整すること
を可能にする。それゆえ、変圧された電源電圧より低い
任意の出力電圧 が第３図の実施例によって支持され、従って第２図の実
施例には存在しない電圧調整機能が加えられる。
第４図及び第５図について述べると、変圧器Ｉ６の実効
漏れインダクタンスを補足してエネルギー伝達サイクル
の持続時間を長くするために、−次巻線（第４図）又は
二次巻線（第５図）と直列に個別部品のインダクタ５０
を接続することができるであろう。
漏れインダクタンスを補足してエネルギー伝達サイクル
の持続時間を長くするために、−次巻線（第４図）又は
二次巻線（第５図）と直列に個別部品のインダクタ５０
を接続することができるであろう。
第６図について述べろと、第１図、第３図の回路の別形
実施例は単一電流源から多数の負荷１・１に給電するこ
とができる（第６図においては、−次巻線の左方にある
各回路の部分は図示されていない）。変圧器には給電さ
れるべき各負荷に対して一つずつの多数の二次巻線５２
が設けられており、対応する負荷に電力を供給するため
に各二次巻線には（第１図、第３図に示されたものと同
様の）個別の単向性導通素子及びコンデンサの組合せが
接続されている。出力電圧Ｖ２．・・・・・・、Ｖ３は
この場合各巻数比に基づいて互いに関係づけられており
、例えば、 である。この回路は高インピーダンス電流源から給電さ
れて比較的低いインピーダンスの電圧シンクに電力を供
給するので、種々の負荷１４に利用可能な相対的電圧は
かなり正確に相対的二次巻線数（ｎ２．・・・・・・ｎ
３）に追従することになる。
実施例は単一電流源から多数の負荷１・１に給電するこ
とができる（第６図においては、−次巻線の左方にある
各回路の部分は図示されていない）。変圧器には給電さ
れるべき各負荷に対して一つずつの多数の二次巻線５２
が設けられており、対応する負荷に電力を供給するため
に各二次巻線には（第１図、第３図に示されたものと同
様の）個別の単向性導通素子及びコンデンサの組合せが
接続されている。出力電圧Ｖ２．・・・・・・、Ｖ３は
この場合各巻数比に基づいて互いに関係づけられており
、例えば、 である。この回路は高インピーダンス電流源から給電さ
れて比較的低いインピーダンスの電圧シンクに電力を供
給するので、種々の負荷１４に利用可能な相対的電圧は
かなり正確に相対的二次巻線数（ｎ２．・・・・・・ｎ
３）に追従することになる。
この追従の正確さは二次巻線相互間の漏れインダクタン
スによって悪影響を受ける傾向があるが、零電流スイッ
チングによる電流不連続性の欠如は二次巻線相互間の漏
れインダクタンスの影響を緩和する。更に、変圧器は二
次巻線相互間の漏れインダクタンスを最小にするための
既知の技術を用すて構成されている。
スによって悪影響を受ける傾向があるが、零電流スイッ
チングによる電流不連続性の欠如は二次巻線相互間の漏
れインダクタンスの影響を緩和する。更に、変圧器は二
次巻線相互間の漏れインダクタンスを最小にするための
既知の技術を用すて構成されている。
この発明による変換器は（二次側構成部品に比較的低い
電圧’Ｔｈ７１Ｄえるので）比較的低い入力電圧から比
較的高い出力電圧への変換を必要とする装置に有効であ
り、又同時多重出力電圧を発生するのに特に有効である
〇 その他の実施例は特許請求の範囲の欄の各項に記載され
ている。
電圧’Ｔｈ７１Ｄえるので）比較的低い入力電圧から比
較的高い出力電圧への変換を必要とする装置に有効であ
り、又同時多重出力電圧を発生するのに特に有効である
〇 その他の実施例は特許請求の範囲の欄の各項に記載され
ている。
第１図及び第３図はこの発明の変換器回路の二つの実施
例を示す回路図である。 第２憂そ泳らＩＮＣまでは第１図の変換器回路の動作を
示す波形図である。 第２［株］ｏｔｚｍ３図の実施例におけるコンデンサの
両端子間の電圧波形図である。 第４図及び第５図は第１図及び第３図の回路に使用する
ための変圧器の別の実施例である。 第６図は多数の出力を持った別の変換器回路実施例を示
す回路図である。 これらの図面において、１０は変換器、１２は電源、１
４は電圧シンク（負荷）、１６は変圧器、１８は一次巻
線、２０は二次巻線、２２はスイッチング素子、２４は
コンデンサ、２６は単向性導通素子、２８は制御回路、
３４はフィルタコンデンサ、３６はインダクタ、４０は
第２単向性導通素子を示す。 （外５名）
例を示す回路図である。 第２憂そ泳らＩＮＣまでは第１図の変換器回路の動作を
示す波形図である。 第２［株］ｏｔｚｍ３図の実施例におけるコンデンサの
両端子間の電圧波形図である。 第４図及び第５図は第１図及び第３図の回路に使用する
ための変圧器の別の実施例である。 第６図は多数の出力を持った別の変換器回路実施例を示
す回路図である。 これらの図面において、１０は変換器、１２は電源、１
４は電圧シンク（負荷）、１６は変圧器、１８は一次巻
線、２０は二次巻線、２２はスイッチング素子、２４は
コンデンサ、２６は単向性導通素子、２８は制御回路、
３４はフィルタコンデンサ、３６はインダクタ、４０は
第２単向性導通素子を示す。 （外５名）
Claims (13)
- （１）電流源から電圧負荷への電力を変換するように構
成されたシングルエンド形零電流スイッチング式前進形
変換器回路であつて、 一次巻線及び二次巻線を備え且つ実効一次漏れインダク
タンスＬｌｅを持つように構成された変圧器、 前記の一次巻線と直列に接続され且つ更に前記の源によ
つて充電されるように接続されたキャパシタンスＣのコ
ンデンサ、 前記の一次巻線と直列に接続されていて前記のコンデン
サを前記の一次巻線に選択的に結合することのできるス
イッチング素子、 前記の二次巻線に直列に接続され且つ前記のスイッチン
グ素子が導通しているときに導通するような向きに配置
された単向性導通素子、前記のスイッチング素子を選択
的に開閉させて、Ｌｌｅ及びＣによつて決定される特性
タイムスケールを持つたエネルギー伝達サイクルの期間
中に前記のコンデンサから前記の実効一次漏れインダク
タンスを介して前記の負荷にエネルギーを伝達させるよ
うにするための制御器、を備えている前記の変換器回路
。 - （２）前記の制御器が前記の単向性導通素子による導通
の停止に応答して前記のスイッチング素子を阻止操式に
セットするように構成されている、特許請求の範囲第１
項に記載の変換器回路。 - （３）前記のコンデンサと直列に接続されていて前記の
電流源からの電流を前記のエネルギー伝達サイクルの期
間中実効上一定にすることのできるインダクタを更に備
えている、特許請求の範囲第１項に記載の変換器回路。 - （４）前記のコンデンサと並列に接続されており且つ前
記のエネルギー伝達サイクルの期間中前記のコンデンサ
が放電させられた後に前記の変圧器の一次電流を導くよ
うな向きに配置されている第２単向性素子を更に備えて
いる、特許請求の範囲第１項に記載の変換器装置。 - （５）前記の単向性素子と直列に接続されていて前記の
負荷に供給されるべきエネルギーを蓄積することのでき
るフィルタコンデンサを更に備えている、特許請求の範
囲第１項又は第４項に記載の変換器装置。 - （６）前記の変圧器が、Ｌｌｅの実効値に寄与する補助
的な個別部品のインダクタを備えていて、このインダク
タが前記の一次巻線又は前記の二次巻線と直列に接続さ
れている、特許請求の範囲第１項又は第４項に記載の変
換器回路。 - （７）複数の負荷にそれぞれ供給するための複数の出力
電圧を発生するように更に構成されていて、 前記の変圧器が、前記の負荷の一つとそれぞれ関係した
複数の前記の二次巻線を更に備えていて、これらの二次
巻線が前記の負荷にそれぞれ供給されるべき相対的電圧
に対応する相対的巻線数を持つており、 前記の変換器回路が、前記のスイッチング素子の導通時
に導通するような方向において前記の二次巻線の一つと
直列にそれぞれ接続された複数の前記の単向性導通素子
を更に備えている、特許請求の範囲第１項又は第４項に
記載の変換器回路。 - （８）前記の変圧器が前記の二次巻線相互間の漏れイン
ダクタンスを最小にするように構成されている、特許請
求の範囲第７項に記載の変換器回路。 - （９）前記の単向性素子とそれぞれ直列に接続されてい
て前記の負荷に供給させるべきエネルギーを蓄積するこ
とのできる複数のフィルタコンデンサを更に備えている
、特許請求の範囲第７項に記載の変換器回路。 - （１０）前記の制御器が前記のスイッチング素子の前記
の開閉を固定周波数で発生させる、特許請求の範囲第１
項に記載の変換器。 - （１１）前記の制御器が出力電圧調整を行うために前記
のスイッチング素子の前記の開閉を可変周波数で発生さ
せる、特許請求の範囲第４項に記載の変換器。 - （１２）前記の制御器が前記のスイッチング素子の前記
の開閉を固定周波数で発生させる、特許請求の範囲第７
項に記載の変換器。 - （１３）前記の制御器が出力電圧調整を行うために前記
のスイッチング素子の前記の開閉を可変周波数で発生さ
せる、特許請求の範囲第７項に記載の変換器。
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