JPS6192784A - アーク溶接電源装置 - Google Patents
アーク溶接電源装置Info
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- JPS6192784A JPS6192784A JP21244384A JP21244384A JPS6192784A JP S6192784 A JPS6192784 A JP S6192784A JP 21244384 A JP21244384 A JP 21244384A JP 21244384 A JP21244384 A JP 21244384A JP S6192784 A JPS6192784 A JP S6192784A
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- JP
- Japan
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- voltage
- power source
- welding power
- switching circuit
- output voltage
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Arc Welding Control (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕 本発明は、インバータまたはチョ
ッパ等のスイッチング回路を用いてパルス幅制御により
出力電圧の制御を行なうアーク溶接電源に関する。
ッパ等のスイッチング回路を用いてパルス幅制御により
出力電圧の制御を行なうアーク溶接電源に関する。
〔発明の背景〕 従来、インバータ制御やチョッパ制御
方式のアーク溶接電源では、出力電圧を安定化するため
の手段として、溶接電源の出力端子間より取り出された
出力電圧を負帰還し、出力電圧設定部からの信号電圧と
比較してパルス幅制御を行なっていた。第４図はその一
例を示す図で、１は三相交流電源、２は整流回路３、平
滑コンデンサ４、スイッチング回路（インバータ）５、
出力変圧器６、出力側整流器７．直流リアクタ８を含む
溶接電源主回路、９は溶接電源出力端子、１０は出力電
圧検出部１１、バイパス抵抗１２、出力電圧設定部１３
、誤差増幅器１４．インバータ駆動回路Ｉ５からなる制
御回路であり、出力電圧検出部１１から負帰還された信
号電圧が出力電圧設定部１３からの信号電圧と一致する
ように誤差増幅器１４の出力信号に応じたオンオフ時間
比でスイッチング回路５を動作させる構成となっている
が、このようなインバータ制御チョッパ制御方式の溶接
電源では、スイッチングに伴う主回路電流の時間的変化
ｄｉ／ｄｔが大きいため、主回路のりアクタンスＬによ
るＬ−ｄｉ／ｄｔなる電圧が出力電圧に混入して非常に
大きなノイズとなり、このノイズを含んだ出力電圧が負
帰還されると、制御の安定性が阻害される。
方式のアーク溶接電源では、出力電圧を安定化するため
の手段として、溶接電源の出力端子間より取り出された
出力電圧を負帰還し、出力電圧設定部からの信号電圧と
比較してパルス幅制御を行なっていた。第４図はその一
例を示す図で、１は三相交流電源、２は整流回路３、平
滑コンデンサ４、スイッチング回路（インバータ）５、
出力変圧器６、出力側整流器７．直流リアクタ８を含む
溶接電源主回路、９は溶接電源出力端子、１０は出力電
圧検出部１１、バイパス抵抗１２、出力電圧設定部１３
、誤差増幅器１４．インバータ駆動回路Ｉ５からなる制
御回路であり、出力電圧検出部１１から負帰還された信
号電圧が出力電圧設定部１３からの信号電圧と一致する
ように誤差増幅器１４の出力信号に応じたオンオフ時間
比でスイッチング回路５を動作させる構成となっている
が、このようなインバータ制御チョッパ制御方式の溶接
電源では、スイッチングに伴う主回路電流の時間的変化
ｄｉ／ｄｔが大きいため、主回路のりアクタンスＬによ
るＬ−ｄｉ／ｄｔなる電圧が出力電圧に混入して非常に
大きなノイズとなり、このノイズを含んだ出力電圧が負
帰還されると、制御の安定性が阻害される。
これに対しては、フィードバック信号をフィルタ回路に
通したり、第４図に示すように出力端子９間に抵抗１２
を介してバイパス回路を作り、このバイパス回路に流れ
る電流をホール素子１６で検出することにより、出力電
圧検出部１１の入出力間を絶縁したりして出力電圧制御
へのノイズの影響を防止する方策が講じられているもの
の、制御の応答性が損われたり１価格の面で高価になる
等の問題点があった。
通したり、第４図に示すように出力端子９間に抵抗１２
を介してバイパス回路を作り、このバイパス回路に流れ
る電流をホール素子１６で検出することにより、出力電
圧検出部１１の入出力間を絶縁したりして出力電圧制御
へのノイズの影響を防止する方策が講じられているもの
の、制御の応答性が損われたり１価格の面で高価になる
等の問題点があった。
そればかりでなく、溶接電源の出力電圧を負帰還する従
来方式は、アークを安定化する上で、必ずしも良い結果
をもたらさない場合がある。すなわち、第４図のように
溶接電源の出力電圧を負帰還する方式では、アーク長の
伸びにより出力電流が小さくなったとき、溶接電源の内
部インピーダンスによる電圧降下の減少により出力電圧
が高くなろうとするのを、制御回路１０が抑えて出力電
圧を下げる働きをするため、アーク切れが生じやすくな
る。また、アーク切れしそうになり、出力電流が急激に
減少すると、直流リアクタ８に電圧が誘起し出力電圧を
高めようとするが、このときも同様に制御回路１０が出
力電圧を下げる働きをするため、直流リアクタ８のアー
ク維持機能を減殺することになり、アークを安定化する
上では好ましくない。
来方式は、アークを安定化する上で、必ずしも良い結果
をもたらさない場合がある。すなわち、第４図のように
溶接電源の出力電圧を負帰還する方式では、アーク長の
伸びにより出力電流が小さくなったとき、溶接電源の内
部インピーダンスによる電圧降下の減少により出力電圧
が高くなろうとするのを、制御回路１０が抑えて出力電
圧を下げる働きをするため、アーク切れが生じやすくな
る。また、アーク切れしそうになり、出力電流が急激に
減少すると、直流リアクタ８に電圧が誘起し出力電圧を
高めようとするが、このときも同様に制御回路１０が出
力電圧を下げる働きをするため、直流リアクタ８のアー
ク維持機能を減殺することになり、アークを安定化する
上では好ましくない。
〔発明の目的〕 本発明の目的は、制御の応答性を悪く
するフィルタ回路や高価な出力電圧検出素子を用いずに
、出力側のノイズの影響を排除して出力電圧の安定な制
御ができ、かつアークの安定性を高めることができるイ
ンバータ制御またはチョッパ制御方式のアーク溶接電源
を提供することにある。
するフィルタ回路や高価な出力電圧検出素子を用いずに
、出力側のノイズの影響を排除して出力電圧の安定な制
御ができ、かつアークの安定性を高めることができるイ
ンバータ制御またはチョッパ制御方式のアーク溶接電源
を提供することにある。
〔発明の概要〕 溶接電源主回路中に設けたスイッチン
グ回路のオンオフ時間比を変えて溶接電源出力電圧を制
御するインバータ制御またはチョッパ制御方式のアーク
溶接電源においては、溶接電源出力電圧は上記スイッチ
ング回路の単位時間当すのオン時間および溶接電源に入
力される電源電圧に比例する。
グ回路のオンオフ時間比を変えて溶接電源出力電圧を制
御するインバータ制御またはチョッパ制御方式のアーク
溶接電源においては、溶接電源出力電圧は上記スイッチ
ング回路の単位時間当すのオン時間および溶接電源に入
力される電源電圧に比例する。
本発明はこの点に着目し、溶接電源出力電圧の検出信号
の代わりに、上記スイッチング回路と関連してオンオフ
動作する別のスイッチング回路を介して直流電源から取
り出された電圧をフィードバック信号とし、このフィー
ドバック信号の平均値と出力電圧設定部からの信号電圧
との偏差に応じて上記各スイッチング回路のオンオフ時
間比を決定するように制御回路を構成したものである。
の代わりに、上記スイッチング回路と関連してオンオフ
動作する別のスイッチング回路を介して直流電源から取
り出された電圧をフィードバック信号とし、このフィー
ドバック信号の平均値と出力電圧設定部からの信号電圧
との偏差に応じて上記各スイッチング回路のオンオフ時
間比を決定するように制御回路を構成したものである。
〔発明の実施例〕 以下、本発明の一実施例を第１図に
より説明する。
より説明する。
第１図において、溶接電源主回路２は、三和交流電′ｇ
１からの入力電圧を整流回路３と平滑コンゲンサ４で直
流に変換した後、この直流電圧をスイッチング回路（イ
ンバータ）５により高周波交流に変換して出力変圧器６
に加え、出力変圧器６に二次出力を整流器７により再度
直流に変換し、直流リアクタ８を介して出力端子９へ出
力するように構成されている。
１からの入力電圧を整流回路３と平滑コンゲンサ４で直
流に変換した後、この直流電圧をスイッチング回路（イ
ンバータ）５により高周波交流に変換して出力変圧器６
に加え、出力変圧器６に二次出力を整流器７により再度
直流に変換し、直流リアクタ８を介して出力端子９へ出
力するように構成されている。
制御回路１０は次のような構成となっている。
１７は溶接電源の入力交流電圧を入力とする整流電源か
らなり、その出力電圧値が入力電圧値に比例する直流電
源である。本実施例では、上記直流電源１７から上記ス
イッチング回路５と関連してオンオフ動作する別のスイ
ッチング回路１８を介して取り出された電圧を平滑回路
１９により平均値化してフィードバック信号を作り、こ
のフィードバック信号と出力電圧設定部２０からの信号
電圧との差電圧を誤差増幅器２１で増幅した信号をイン
バータ駆動回路１５に加え、図示しない発振器で作られ
た三角波と誤差増幅器２１の出力電圧とを比較して得ら
れたパルス信号と同じオンオフ時間比でスイッチング回
路５をオンオフ動作させる。同時に、上記パルス信号を
用いてスイッチング回路１８を構成するトランジスタ等
のスイッチング素子を駆動し、スイッチング回路５と同
じオンオフ時間比でスイッチング回路１８をオンオフ動
作させることにより、上記フィードバック信号が出力電
圧設定部２０からの信号電圧と同じになるように制御す
る。
らなり、その出力電圧値が入力電圧値に比例する直流電
源である。本実施例では、上記直流電源１７から上記ス
イッチング回路５と関連してオンオフ動作する別のスイ
ッチング回路１８を介して取り出された電圧を平滑回路
１９により平均値化してフィードバック信号を作り、こ
のフィードバック信号と出力電圧設定部２０からの信号
電圧との差電圧を誤差増幅器２１で増幅した信号をイン
バータ駆動回路１５に加え、図示しない発振器で作られ
た三角波と誤差増幅器２１の出力電圧とを比較して得ら
れたパルス信号と同じオンオフ時間比でスイッチング回
路５をオンオフ動作させる。同時に、上記パルス信号を
用いてスイッチング回路１８を構成するトランジスタ等
のスイッチング素子を駆動し、スイッチング回路５と同
じオンオフ時間比でスイッチング回路１８をオンオフ動
作させることにより、上記フィードバック信号が出力電
圧設定部２０からの信号電圧と同じになるように制御す
る。
この場合、直流電源１７の出力電圧値は溶接電源主回路
２の入力電圧値に比例して変化するので、上記フィード
バック信号は溶接電源主回路２の入力電圧とスイッチン
グ回路５の単位時面周りのオン時間とに比例した値とな
る。したがって、上記フィードバック信号が出力電圧設
定部２０からの信号電圧を同じになるように制御すると
いうことは、溶接電源の出力電流により影響されない無
負荷時出力電圧を一定に制御していることになる。
２の入力電圧値に比例して変化するので、上記フィード
バック信号は溶接電源主回路２の入力電圧とスイッチン
グ回路５の単位時面周りのオン時間とに比例した値とな
る。したがって、上記フィードバック信号が出力電圧設
定部２０からの信号電圧を同じになるように制御すると
いうことは、溶接電源の出力電流により影響されない無
負荷時出力電圧を一定に制御していることになる。
本実施例によれば、フィードバック信号はｍ接電源の出
力側から絶縁され、ノイズの影響を受けないため、制御
は安定であり、また出力電圧を制御するのではなく無負
荷時出力電圧を制御しているので、アーク長が伸びて出
力電流が減少したとき、溶接電源主回路２の内部インピ
ーダンスによる電圧降下の減少により出力電圧が高くな
るのを抑えたり、アーク切れしそうになり出力電流が急
激に減少したとき、直流リアクタ８の誘起電圧により出
力電圧が高くなるのを抑えて直流リアクタ８のアーク維
持機能を損うようなことがなく、ア一りの安定性を高め
ることができる。
力側から絶縁され、ノイズの影響を受けないため、制御
は安定であり、また出力電圧を制御するのではなく無負
荷時出力電圧を制御しているので、アーク長が伸びて出
力電流が減少したとき、溶接電源主回路２の内部インピ
ーダンスによる電圧降下の減少により出力電圧が高くな
るのを抑えたり、アーク切れしそうになり出力電流が急
激に減少したとき、直流リアクタ８の誘起電圧により出
力電圧が高くなるのを抑えて直流リアクタ８のアーク維
持機能を損うようなことがなく、ア一りの安定性を高め
ることができる。
本実施例では、溶接電源の久方電圧に比例した ゛直流
電圧をスイッチング回路１８のオン時間にのみ取り出し
フィードバック信号としたが、電源電圧の変動を考慮す
る必要がなければ上記直流電圧は一定電圧でよく、また
上記直流電圧を一定電圧とする代わりに出力電圧設定部
２ｏの信号電圧が溶接電源入力電圧と関連して変化する
ようにしてもよい。
電圧をスイッチング回路１８のオン時間にのみ取り出し
フィードバック信号としたが、電源電圧の変動を考慮す
る必要がなければ上記直流電圧は一定電圧でよく、また
上記直流電圧を一定電圧とする代わりに出力電圧設定部
２ｏの信号電圧が溶接電源入力電圧と関連して変化する
ようにしてもよい。
また、本実施例ではスイッチング回路１８のオン時間を
スイッチング回路５のオン時間と同一にしているが、ス
イッチング回路５とスイッチング回路１８のオンオフ時
間比が関連して変化する関係にあればよく、必ずしもオ
ン時間が同一である必要はないし、誤差増幅器２１に適
当な遅れ要素を付加することで平滑回路１９に代えるこ
ともできる。
スイッチング回路５のオン時間と同一にしているが、ス
イッチング回路５とスイッチング回路１８のオンオフ時
間比が関連して変化する関係にあればよく、必ずしもオ
ン時間が同一である必要はないし、誤差増幅器２１に適
当な遅れ要素を付加することで平滑回路１９に代えるこ
ともできる。
上記実施例では本発明を一般的な定電圧特性のアーク溶
接電源に適用した場合について述べたが、消耗性電極を
用いるパルスアーク溶接（パルスＭＡＧ溶接）や、短絡
移行形アーク溶接でスパッタ低減のため短絡電流の上、
下限値を制御する場合などのように出力電流の波形制御
を行なう場合のアーク長補償にも本発明を応用すること
ができる。
接電源に適用した場合について述べたが、消耗性電極を
用いるパルスアーク溶接（パルスＭＡＧ溶接）や、短絡
移行形アーク溶接でスパッタ低減のため短絡電流の上、
下限値を制御する場合などのように出力電流の波形制御
を行なう場合のアーク長補償にも本発明を応用すること
ができる。
インバータ制御またはチョッパ制御方式の溶接電源を用
いてパルスＭＡＧ溶接を行なう場合１通常は第２図に示
す出力電流波形のピーク区間Ａおよびベース区間Ｂとも
溶接電源の外部出力特性が定電流特性となるように制御
し、アーク長補償は溶接電源出力電圧の平均値を検出し
てアーク長を決める出力電圧設定信号と比較し、その偏
差に応じてパルス周期（Ａ＋Ｂ）を変えるか、パルス周
期は一定としたままピーク区間Ａの長さを変えて行なっ
ているが、溶接電源出力電圧の平均値の代わりに前記ス
イッチング回路１８を介して取り出された溶接電源出力
電圧に比例する電圧の平均値を出力電圧設定信号と比較
し、設定信号より低いときはパルス周期（Ａ＋Ｂ）また
はピーク区間Ａの長さを増し、設定信号より高いときは
パルス周期（Ａ ＋ Ｂ ）またはピーク区間Ａの長さ
を減らすように制御すれば、アーク長を安定に維持でき
る。
いてパルスＭＡＧ溶接を行なう場合１通常は第２図に示
す出力電流波形のピーク区間Ａおよびベース区間Ｂとも
溶接電源の外部出力特性が定電流特性となるように制御
し、アーク長補償は溶接電源出力電圧の平均値を検出し
てアーク長を決める出力電圧設定信号と比較し、その偏
差に応じてパルス周期（Ａ＋Ｂ）を変えるか、パルス周
期は一定としたままピーク区間Ａの長さを変えて行なっ
ているが、溶接電源出力電圧の平均値の代わりに前記ス
イッチング回路１８を介して取り出された溶接電源出力
電圧に比例する電圧の平均値を出力電圧設定信号と比較
し、設定信号より低いときはパルス周期（Ａ＋Ｂ）また
はピーク区間Ａの長さを増し、設定信号より高いときは
パルス周期（Ａ ＋ Ｂ ）またはピーク区間Ａの長さ
を減らすように制御すれば、アーク長を安定に維持でき
る。
パルスＭＡＧ溶接におけるアーク長補償法としては特願
昭５７−１２４３５５号（特開昭５９−１６６７２号）
に開示されているように溶接電源出力電圧の平均値を負
帰還して一ピーク電流値工、を制御する方法もあるが、
この場合も溶接電源出力電圧の平均値の代わりに前記ス
イッチング回路１８を介して取り出された溶接電源出力
電圧に比例する電圧を用いて同様にアーク長補償制御が
できる。
昭５７−１２４３５５号（特開昭５９−１６６７２号）
に開示されているように溶接電源出力電圧の平均値を負
帰還して一ピーク電流値工、を制御する方法もあるが、
この場合も溶接電源出力電圧の平均値の代わりに前記ス
イッチング回路１８を介して取り出された溶接電源出力
電圧に比例する電圧を用いて同様にアーク長補償制御が
できる。
また、第３図に示すように短絡移行形アーク溶接で出力
電流の上限値ｌｌ１ｌａＸまたは下限値Ｉ ｍｉｎを制
御する場合のアーク長補償法として、特願昭５７−１２
４３５６号（特開昭５９−１６６６９号）に開示されて
いるように溶接電源出力電圧の平均値を負帰還して定電
圧制御を行なう代わりに、前記スイッチング回路１８を
介して取り出された溶接電源出力電圧に比例する電圧の
平均値が出力電圧設定信号と同じになるようにパルス幅
制御を行なえば、アーク長を安定に維持できる。
電流の上限値ｌｌ１ｌａＸまたは下限値Ｉ ｍｉｎを制
御する場合のアーク長補償法として、特願昭５７−１２
４３５６号（特開昭５９−１６６６９号）に開示されて
いるように溶接電源出力電圧の平均値を負帰還して定電
圧制御を行なう代わりに、前記スイッチング回路１８を
介して取り出された溶接電源出力電圧に比例する電圧の
平均値が出力電圧設定信号と同じになるようにパルス幅
制御を行なえば、アーク長を安定に維持できる。
〔発明の効果〕 本発明によれば次に述べるような効果
がある。
がある。
７ （１）溶接電源出力側から絶縁してフィードバッ
ク信号を作り出しているため、出力側のノイズの影響を
受けずにインバータ制御やチョッパ制御による溶接電源
出力電圧の安定な制御ができる。
ク信号を作り出しているため、出力側のノイズの影響を
受けずにインバータ制御やチョッパ制御による溶接電源
出力電圧の安定な制御ができる。
（２）溶接電源の無負荷電圧を制御しているので、アー
ク長が伸び出力電流が減少したとき、溶接電源主回路の
内部インピーダンスによる電圧降下の減少により出力電
圧が高くなるのを抑えたり、アーク切れしそうになり出
力電流が急激に減少したとき、直流リアクタの誘起電圧
により出力電圧が高くなるのを抑えて直流リアクタのア
ーク維持機能を損うようなことがなく、アークの安定性
を高めることができる。
ク長が伸び出力電流が減少したとき、溶接電源主回路の
内部インピーダンスによる電圧降下の減少により出力電
圧が高くなるのを抑えたり、アーク切れしそうになり出
力電流が急激に減少したとき、直流リアクタの誘起電圧
により出力電圧が高くなるのを抑えて直流リアクタのア
ーク維持機能を損うようなことがなく、アークの安定性
を高めることができる。
（３）制御の応答性を悪くするフィルタやホール素子の
ような高価な出力電圧検出素子を用いずに、制御回路を
簡単安価に構成できる。
ような高価な出力電圧検出素子を用いずに、制御回路を
簡単安価に構成できる。
第１図は本発明の一実施例を示す概略回路図、第２図は
パルスＭＡＧ溶接における波形制御を説明するための電
流波形図、第３図は短絡移行形アーク溶接における波形
制御を説明するための電圧、電流波形図、第４図は従来
例の概略回路図である。 ２・・・溶接電源主回路 ５・・・スイッチング回路（インバータ）９・・・出力
端子 １０・・・制御回路 １５・・・インバータ駆動回路 １７・・・直流電源 １８・・・スイッチング回路５と関連してオンオフ動作
するスイッチング回路 ２０・・・出力電圧設定部 ２１・・・誤差増幅器
パルスＭＡＧ溶接における波形制御を説明するための電
流波形図、第３図は短絡移行形アーク溶接における波形
制御を説明するための電圧、電流波形図、第４図は従来
例の概略回路図である。 ２・・・溶接電源主回路 ５・・・スイッチング回路（インバータ）９・・・出力
端子 １０・・・制御回路 １５・・・インバータ駆動回路 １７・・・直流電源 １８・・・スイッチング回路５と関連してオンオフ動作
するスイッチング回路 ２０・・・出力電圧設定部 ２１・・・誤差増幅器
Claims (1)
- 溶接電源主回路中に設けたスイッチング回路と、上記ス
イッチング回路のオンオフ時間比を決定する制御回路に
より溶接電源出力電圧を制御するアーク溶接電源におい
て、上記制御回路は、上記スイッチング回路と関連して
オンオフ動作する別のスイッチング回路を介して直流電
源から取り出された電圧をフィードバック信号とし、こ
のフィードバック信号の平均値と出力電圧設定部からの
信号電圧との偏差に応じて上記各スイッチング回路のオ
ンオフ時間比を決定するように構成されてなることを特
徴とするアーク溶接電源。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21244384A JPS6192784A (ja) | 1984-10-12 | 1984-10-12 | アーク溶接電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21244384A JPS6192784A (ja) | 1984-10-12 | 1984-10-12 | アーク溶接電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6192784A true JPS6192784A (ja) | 1986-05-10 |
| JPH0355226B2 JPH0355226B2 (ja) | 1991-08-22 |
Family
ID=16622694
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21244384A Granted JPS6192784A (ja) | 1984-10-12 | 1984-10-12 | アーク溶接電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6192784A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6320172A (ja) * | 1986-07-14 | 1988-01-27 | Hitachi Seiko Ltd | パルスア−ク溶接電源 |
| WO2015166793A1 (ja) * | 2014-04-28 | 2015-11-05 | 株式会社ダイヘン | アーク溶接制御方法 |
-
1984
- 1984-10-12 JP JP21244384A patent/JPS6192784A/ja active Granted
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6320172A (ja) * | 1986-07-14 | 1988-01-27 | Hitachi Seiko Ltd | パルスア−ク溶接電源 |
| WO2015166793A1 (ja) * | 2014-04-28 | 2015-11-05 | 株式会社ダイヘン | アーク溶接制御方法 |
| CN105939811A (zh) * | 2014-04-28 | 2016-09-14 | 株式会社达谊恒 | 电弧焊接控制方法 |
| CN105939811B (zh) * | 2014-04-28 | 2019-09-06 | 株式会社达谊恒 | 电弧焊接控制方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0355226B2 (ja) | 1991-08-22 |
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