JPS6161071B2 - - Google Patents
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- JPS6161071B2 JPS6161071B2 JP52106365A JP10636577A JPS6161071B2 JP S6161071 B2 JPS6161071 B2 JP S6161071B2 JP 52106365 A JP52106365 A JP 52106365A JP 10636577 A JP10636577 A JP 10636577A JP S6161071 B2 JPS6161071 B2 JP S6161071B2
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- Japan
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- 238000005259 measurement Methods 0.000 claims description 13
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 8
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 8
- 238000000034 method Methods 0.000 description 6
- 238000013139 quantization Methods 0.000 description 6
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 6
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 4
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 3
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 3
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 3
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 3
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 2
- 230000033764 rhythmic process Effects 0.000 description 2
- 238000012935 Averaging Methods 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 238000013461 design Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000001771 impaired effect Effects 0.000 description 1
- 238000011896 sensitive detection Methods 0.000 description 1
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3052—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in bandpass amplifiers (H.F. or I.F.) or in frequency-changers used in a (super)heterodyne receiver
- H03G3/3073—Circuits generating control signals when no carrier is present, or in SSB, CW or pulse receivers
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
- G01S7/02—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S13/00
- G01S7/28—Details of pulse systems
- G01S7/285—Receivers
- G01S7/34—Gain of receiver varied automatically during pulse-recurrence period, e.g. anti-clutter gain control
-
- H—ELECTRICITY
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- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/32—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices the control being dependent upon ambient noise level or sound level
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- Remote Sensing (AREA)
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- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明はパルスレーダの受信機に用いられる
IF増幅器用の自動利得制御回路、特に所定の持
続時間の時間隔における平均雑音レベルを測定す
る回路を具える自動利得制御回路に関するもので
ある。
IF増幅器用の自動利得制御回路、特に所定の持
続時間の時間隔における平均雑音レベルを測定す
る回路を具える自動利得制御回路に関するもので
ある。
このような自動利得制御（AGC）回路を具え
たパルスレーダは特開昭47−7527号公報から既知
であり、平均雑音レベルを一定に維持して強力な
信号による受信機の飽和をできるだけ防止するこ
とができる。この既知のAGC回路においては、
種々のパルス繰り返し周期において得られた同一
レンジ（距離）と関連する数個の上述の平均雑音
レベルを平均化して方位掃引中の移動平均値
（running average）を測定し、この方位掃引中
の移動平均値をIF増幅器の利得制御に直接使用
している。
たパルスレーダは特開昭47−7527号公報から既知
であり、平均雑音レベルを一定に維持して強力な
信号による受信機の飽和をできるだけ防止するこ
とができる。この既知のAGC回路においては、
種々のパルス繰り返し周期において得られた同一
レンジ（距離）と関連する数個の上述の平均雑音
レベルを平均化して方位掃引中の移動平均値
（running average）を測定し、この方位掃引中
の移動平均値をIF増幅器の利得制御に直接使用
している。
しかし、このように動作するAGC回路は、１
つの強い目標物体反射信号あるいは強い雑音ピー
クによつてIF増幅器の利得に大きな変化が生
じ、これにより目標物体反射信号の検出がそこな
われ、特に極めて弱い反射信号の目標物体を検出
し得なくなるという欠点を有している。これがた
め、本発明の目的は、降雨活動区域のよな自然環
境からの目標物体反射波の検出に関する上述の問
題点を除去した上述した種類の自動利得制御回路
を提供することにある。
つの強い目標物体反射信号あるいは強い雑音ピー
クによつてIF増幅器の利得に大きな変化が生
じ、これにより目標物体反射信号の検出がそこな
われ、特に極めて弱い反射信号の目標物体を検出
し得なくなるという欠点を有している。これがた
め、本発明の目的は、降雨活動区域のよな自然環
境からの目標物体反射波の検出に関する上述の問
題点を除去した上述した種類の自動利得制御回路
を提供することにある。
従来のAGC回路の他の例においては、パルス
繰り返し周期中の受信時間の終りの短時間に、こ
のとき存在する雑音の平均電圧レベルを測定して
いる。そしてこの平均値を斯るパルス繰り返し周
期中の平均雑音レベルとみなして次のパルス繰り
返し周期中にIF増幅器の利得制御に用いてい
る。
繰り返し周期中の受信時間の終りの短時間に、こ
のとき存在する雑音の平均電圧レベルを測定して
いる。そしてこの平均値を斯るパルス繰り返し周
期中の平均雑音レベルとみなして次のパルス繰り
返し周期中にIF増幅器の利得制御に用いてい
る。
しかし、このAGC回路においては上述の短時
間が降雨クラツタ反射波の受信期間と一致する場
合には高雑音レベルが測定され、IF増幅器の利
得が低に値に設定され、その結果として当該方位
からの目標物体反射波の検出がそこなわれる。
間が降雨クラツタ反射波の受信期間と一致する場
合には高雑音レベルが測定され、IF増幅器の利
得が低に値に設定され、その結果として当該方位
からの目標物体反射波の検出がそこなわれる。
本発明AGC回路は、上述の欠点を解決するた
めに、パルス繰り返し周期内の距離と無関係の
RF信号の増幅が行なわれる期間中の互に等しい
所定持続時間の時間隔においてそれぞれ測定され
た多数の平均雑音レベルのうちの最小値を決定す
る雑音測定回路と、前記最小値から制御電圧を取
り出してIF増幅器に供給する制御電圧発生器と
を具えることを特徴とする。
めに、パルス繰り返し周期内の距離と無関係の
RF信号の増幅が行なわれる期間中の互に等しい
所定持続時間の時間隔においてそれぞれ測定され
た多数の平均雑音レベルのうちの最小値を決定す
る雑音測定回路と、前記最小値から制御電圧を取
り出してIF増幅器に供給する制御電圧発生器と
を具えることを特徴とする。
上述のように平均雑音レベルの最小値を決定す
ることによつて、この値は降雨クラツタ成分を含
まない雑音信号からのみ得られること明らかであ
る。この最小値から、IF増幅器のための制御電
圧が得られる。
ることによつて、この値は降雨クラツタ成分を含
まない雑音信号からのみ得られること明らかであ
る。この最小値から、IF増幅器のための制御電
圧が得られる。
以下、本発明を図面に基づいて詳細に説明す
る。
る。
図面は、本発明AGC回路を具えるパルスレー
ダの実施例を示す。レーダアンテナ１を、送受切
換器２を経て送信機３および受信機４に接続す
る。送信機３は、RFパルスを発生し、そのため
パルス変調器５によつて駆動されるマグネトロン
発振器６を具えている。
ダの実施例を示す。レーダアンテナ１を、送受切
換器２を経て送信機３および受信機４に接続す
る。送信機３は、RFパルスを発生し、そのため
パルス変調器５によつて駆動されるマグネトロン
発振器６を具えている。
本発明に基づくパルスレーダのこの実施例は、
RFパルスにより得られる反射信号を同期検波す
るよう設計されている。しかし本発明は、反射信
号を同期検波するよう設計されたパルスレーダ方
式にのみ限定されるものではなく、反射信号の検
波のために異なる方法を用いるパルスレーダにも
適用することができることに注意すべきである。
RFパルスにより得られる反射信号を同期検波す
るよう設計されている。しかし本発明は、反射信
号を同期検波するよう設計されたパルスレーダ方
式にのみ限定されるものではなく、反射信号の検
波のために異なる方法を用いるパルスレーダにも
適用することができることに注意すべきである。
本実施例の受信機４は、送受切換器２に接続さ
れた混合器７を具えている。この混合器７では、
受信されたRF反射信号が、安定局部発振器
〔stable local osillator（STALO）〕８の出力信
号と混合される。このようにして得られた混合器
７のIF出力信号は、IF増幅器９により増幅され
た後、位相検波器１０に供給される。検波器１０
にはまた、同期発振器〔coherent osillator
（COHO）〕１１の出力信号が供給される。
れた混合器７を具えている。この混合器７では、
受信されたRF反射信号が、安定局部発振器
〔stable local osillator（STALO）〕８の出力信
号と混合される。このようにして得られた混合器
７のIF出力信号は、IF増幅器９により増幅され
た後、位相検波器１０に供給される。検波器１０
にはまた、同期発振器〔coherent osillator
（COHO）〕１１の出力信号が供給される。
映像信号の同期検波は、COHO１１の出力信
号がドプラーシフト（doppler shift）による周
波数変化を受けなかつたIF反射信号と同相であ
ることを必要とする。本実施例では、COHO１
１を第２の混合器１２の出力信号によつて位相制
御する。この混合器は、STALO８により供給さ
れる信号とマグネトロン発振器６により供給され
る信号との差信号を発生する。クライストロンを
用いた、送信機−受信機の同期検波方式の変形例
は、マグロウヒル（Mc Graw Hill）社出版
（1962年）の“Introduction to Radar
Systems”M.J.Skolnik著に開示されている。
号がドプラーシフト（doppler shift）による周
波数変化を受けなかつたIF反射信号と同相であ
ることを必要とする。本実施例では、COHO１
１を第２の混合器１２の出力信号によつて位相制
御する。この混合器は、STALO８により供給さ
れる信号とマグネトロン発振器６により供給され
る信号との差信号を発生する。クライストロンを
用いた、送信機−受信機の同期検波方式の変形例
は、マグロウヒル（Mc Graw Hill）社出版
（1962年）の“Introduction to Radar
Systems”M.J.Skolnik著に開示されている。
検波器１０の出力信号（映像信号）の大きさ
は、供給された２つの入力信号間の位相差に比例
する。したがつて、静止物体からの検波器１０の
映像信号は常に同一大きさに保たれており、移動
物体からの検波器１０の映像信号は、前のパルス
のときと次のパルスのときとで大きさが変化す
る。
は、供給された２つの入力信号間の位相差に比例
する。したがつて、静止物体からの検波器１０の
映像信号は常に同一大きさに保たれており、移動
物体からの検波器１０の映像信号は、前のパルス
のときと次のパルスのときとで大きさが変化す
る。
検波器１０に接続されたクラツタ抑圧器１３
は、静止物体あるいはゆつくりと移動する物体か
らの映像信号を除去することを可能にする。本実
施例では、クラツタ抑圧器１３は減算回路１４を
具えている。この回路には、直接に、および１パ
ルス繰り返し周期の遅延を与える遅延線１５を経
て、検波器１０の映像信号が供給される。同時に
供給された２つの映像信号から差信号を取り出
し、これを映像信号処理装置１６に供給する。装
置１６は、その入力電圧に対ししきい値を有する
ので、静止物体の反射信号およびゆつくりと移動
する物体の反射信号が抑制される。一部のクラツ
タ抑制器の代りに、多重構造のものを同様に用い
ることができる。
は、静止物体あるいはゆつくりと移動する物体か
らの映像信号を除去することを可能にする。本実
施例では、クラツタ抑圧器１３は減算回路１４を
具えている。この回路には、直接に、および１パ
ルス繰り返し周期の遅延を与える遅延線１５を経
て、検波器１０の映像信号が供給される。同時に
供給された２つの映像信号から差信号を取り出
し、これを映像信号処理装置１６に供給する。装
置１６は、その入力電圧に対ししきい値を有する
ので、静止物体の反射信号およびゆつくりと移動
する物体の反射信号が抑制される。一部のクラツ
タ抑制器の代りに、多重構造のものを同様に用い
ることができる。
IF増幅器９の利得係数を降雨クラツタ成分の
無い雑音にのみ依存させるために、本例パルスレ
ーダにはこのIF増幅器に対し自動利得制御回路
を設け、この自動制御回路は、先行パルス繰り返
し周期内の距離と無関係にRF信号を増幅する期
間中の互に等しい所定持続時間の時間隔において
それぞれ測定された多数の電圧雑音レベルのうち
の最小値により決定される制御電圧を発生するよ
うにする。このためこのAGC回路は、雑音測定
回路１７および制御電圧発生器１８を具えてい
る。雑音測定回路１７は、上述の最小値を決定す
るために用い、制御電圧発生器１８は、この最小
値から、IF増幅器への好適な制御電圧を発生す
る。回路１７によつて得られた最小値から、この
値は、降雨クラツタ成分の無い雑音から実際に取
り出されるということが期待される。
無い雑音にのみ依存させるために、本例パルスレ
ーダにはこのIF増幅器に対し自動利得制御回路
を設け、この自動制御回路は、先行パルス繰り返
し周期内の距離と無関係にRF信号を増幅する期
間中の互に等しい所定持続時間の時間隔において
それぞれ測定された多数の電圧雑音レベルのうち
の最小値により決定される制御電圧を発生するよ
うにする。このためこのAGC回路は、雑音測定
回路１７および制御電圧発生器１８を具えてい
る。雑音測定回路１７は、上述の最小値を決定す
るために用い、制御電圧発生器１８は、この最小
値から、IF増幅器への好適な制御電圧を発生す
る。回路１７によつて得られた最小値から、この
値は、降雨クラツタ成分の無い雑音から実際に取
り出されるということが期待される。
このような最小値を得るために雑音測定回路１
７は標準パルス発生器１９を具えており、この発
生器にはクラツタ抑圧器１３の出力信号が供給さ
れる。クラツタ抑圧器１３が無い場合には、受信
機４の出力信号を発生器１９に供給する。標準パ
ルス発生器１９はまた、一定基準電圧Ｖを受信す
る。クラツタ抑圧器１３の出力信号がこの一定基
準電圧と比較される。この基準電圧よりも弱い入
力信号は除去され、基準電圧よりも強い入力信号
は標準パルス発生器１９の出力端子に標準パルス
を発生する。
７は標準パルス発生器１９を具えており、この発
生器にはクラツタ抑圧器１３の出力信号が供給さ
れる。クラツタ抑圧器１３が無い場合には、受信
機４の出力信号を発生器１９に供給する。標準パ
ルス発生器１９はまた、一定基準電圧Ｖを受信す
る。クラツタ抑圧器１３の出力信号がこの一定基
準電圧と比較される。この基準電圧よりも弱い入
力信号は除去され、基準電圧よりも強い入力信号
は標準パルス発生器１９の出力端子に標準パルス
を発生する。
雑音測定回路１７はまた、計数回路２０を具え
ている。この計数回路は、直接におよび遅延回路
２１を経て、発生器１９の標準パルスを受信す
る。この遅延回路には、図示していないクロツク
パルス発生器のクロツクパルスＫ＾が供給される。
計数回路２０は、直接に供給される標準パルスが
計数回路の計数値を増大させ、供給された遅延標
準パルスが計数回路の計数値を減少させるように
構成されている。遅延回路２１により導入される
遅延時間ｔは平均雑音レベルが測定される時間隔
の長さを決定し、パルス繰り返し周期に較べて著
しく小さい。
ている。この計数回路は、直接におよび遅延回路
２１を経て、発生器１９の標準パルスを受信す
る。この遅延回路には、図示していないクロツク
パルス発生器のクロツクパルスＫ＾が供給される。
計数回路２０は、直接に供給される標準パルスが
計数回路の計数値を増大させ、供給された遅延標
準パルスが計数回路の計数値を減少させるように
構成されている。遅延回路２１により導入される
遅延時間ｔは平均雑音レベルが測定される時間隔
の長さを決定し、パルス繰り返し周期に較べて著
しく小さい。
計数回路２０の好適な実施例は、結合回路２２
およびカウンタ２３により形成する。クロツクパ
ルスＫ＾により制御される結合回路２２は、２つの
連続するクロツクパルスにより決定される各時間
隔に最大で１つの計数パルスを発生することがで
きる。即ち、クロツクパルス時間隔内にただ１つ
の標準パルスが結合回路２２に直接に供給される
ならば、結合回路は１つの加算パルスを発生し、
遅延した標準パルスだけが遅延回路２１を経て供
給されるならば、結合回路２２は１つの減算パル
スを発生する。このような時間隔内に標準パルス
が全く受信されない場合、あるいは直接パルスお
よび遅延パルスが同時に受信される場合には、結
合回路２２は出力信号を発生しない。カウンタ２
３は、加算パルスおよび減算パルスを処理するた
めに設けられている。他の応用例では、結合回路
２２に、発生された加算パルスおよび減算パルス
のための別個の出力端子を設けると共に、カウン
タに、これらパルスの別個の処理のために２つの
入力端子を設けてもよい。要するに、標準パルス
発生器１９と結合回路２２は量子化回路を構成
し、標準パルス発生器１９は受信電圧が基準電圧
より大きい間標準パルスを発生し、このパルスは
結合回路２２に直接供給されると共に時間ｔだけ
遅延されて供給され、結合回路は直接供給される
標準パルスの間中クロツク毎に加算パルスを発生
すると共に遅延された標準パルスの間中減算パル
スを発生する。
およびカウンタ２３により形成する。クロツクパ
ルスＫ＾により制御される結合回路２２は、２つの
連続するクロツクパルスにより決定される各時間
隔に最大で１つの計数パルスを発生することがで
きる。即ち、クロツクパルス時間隔内にただ１つ
の標準パルスが結合回路２２に直接に供給される
ならば、結合回路は１つの加算パルスを発生し、
遅延した標準パルスだけが遅延回路２１を経て供
給されるならば、結合回路２２は１つの減算パル
スを発生する。このような時間隔内に標準パルス
が全く受信されない場合、あるいは直接パルスお
よび遅延パルスが同時に受信される場合には、結
合回路２２は出力信号を発生しない。カウンタ２
３は、加算パルスおよび減算パルスを処理するた
めに設けられている。他の応用例では、結合回路
２２に、発生された加算パルスおよび減算パルス
のための別個の出力端子を設けると共に、カウン
タに、これらパルスの別個の処理のために２つの
入力端子を設けてもよい。要するに、標準パルス
発生器１９と結合回路２２は量子化回路を構成
し、標準パルス発生器１９は受信電圧が基準電圧
より大きい間標準パルスを発生し、このパルスは
結合回路２２に直接供給されると共に時間ｔだけ
遅延されて供給され、結合回路は直接供給される
標準パルスの間中クロツク毎に加算パルスを発生
すると共に遅延された標準パルスの間中減算パル
スを発生する。
切換え装置２４において、計数回路２０の計数
値は、第１レジスタ２５に記憶されている計数値
と連続的に比較される。切換え装置２４が、回路
２０から、レジスタ２５の計数値よりも小さい計
数値を受信するときのみ、このレジスタの計数値
は、以下に説明する一定の場合を除いて、回路２
０の計数値で置き換えられる。回路２０の計数値
がレジスタ２５の計数値よりも大きい場合には、
レジスタの計数値は不変のままである。レジスタ
２５の計数値の変化は、クロツクパルスＫ＾の発生
リズムで生じる。
値は、第１レジスタ２５に記憶されている計数値
と連続的に比較される。切換え装置２４が、回路
２０から、レジスタ２５の計数値よりも小さい計
数値を受信するときのみ、このレジスタの計数値
は、以下に説明する一定の場合を除いて、回路２
０の計数値で置き換えられる。回路２０の計数値
がレジスタ２５の計数値よりも大きい場合には、
レジスタの計数値は不変のままである。レジスタ
２５の計数値の変化は、クロツクパルスＫ＾の発生
リズムで生じる。
本実施例では、切換え装置２４は、比較器２６
と論理回路２７とスイツチ２８とを具えている。
計数回路２０およびレジスタ２５からの計数値を
受信する比較器２６は、以下に説明する一定の場
合を除いて、供給された２つの計数値のうちの小
さい方が論理回路２７およびスイツチ２８を経て
レジスタ２５に書込まれるようにする。レジスタ
２５に記憶されている計数値の変化は、クロツク
パルスＫ＾のパルスリズムで発生することが明らか
である。
と論理回路２７とスイツチ２８とを具えている。
計数回路２０およびレジスタ２５からの計数値を
受信する比較器２６は、以下に説明する一定の場
合を除いて、供給された２つの計数値のうちの小
さい方が論理回路２７およびスイツチ２８を経て
レジスタ２５に書込まれるようにする。レジスタ
２５に記憶されている計数値の変化は、クロツク
パルスＫ＾のパルスリズムで発生することが明らか
である。
パルス繰り返し周期内の各雑音測定過程の開始
時におけるレジスタ２５の値は十分大きくして、
測定過程中の計数値が、パルス繰り返し周期のそ
れまでに経過した部分における各ｔ秒の時間隔に
おける多数の平均雑音レベルのうちの最小値を表
わすようにする必要がある。このことはパルス繰
り返し周期の開始部においては比較器２６により
第１レジスタ２５の計数値と計数回路２０の計数
値のうちの小さい方をこのレジスタ２５に書込む
ことができないことを意味する。これは、この開
始部では、近くの物体からの反射信号が受信さ
れ、近距離物体は非常に強く反射するので、遠い
物体からの反射信号に較べて相当強い反射信号が
受信され、このために多くのパルスレーダ装置に
は反射信号に対し距離感応検波制御が取り入れら
れているためである。感度時間制御（S.T.C）と
して知られるこの制御は、レーダ受信機の利得が
物体距離が増大するにしたがつて増大するが、こ
の利得は所定の最大値に制限する必要があり、こ
れはさもなければパルス繰り返し周期の後半で受
信される雑音信号が過剰に増幅されてしまうから
である。
時におけるレジスタ２５の値は十分大きくして、
測定過程中の計数値が、パルス繰り返し周期のそ
れまでに経過した部分における各ｔ秒の時間隔に
おける多数の平均雑音レベルのうちの最小値を表
わすようにする必要がある。このことはパルス繰
り返し周期の開始部においては比較器２６により
第１レジスタ２５の計数値と計数回路２０の計数
値のうちの小さい方をこのレジスタ２５に書込む
ことができないことを意味する。これは、この開
始部では、近くの物体からの反射信号が受信さ
れ、近距離物体は非常に強く反射するので、遠い
物体からの反射信号に較べて相当強い反射信号が
受信され、このために多くのパルスレーダ装置に
は反射信号に対し距離感応検波制御が取り入れら
れているためである。感度時間制御（S.T.C）と
して知られるこの制御は、レーダ受信機の利得が
物体距離が増大するにしたがつて増大するが、こ
の利得は所定の最大値に制限する必要があり、こ
れはさもなければパルス繰り返し周期の後半で受
信される雑音信号が過剰に増幅されてしまうから
である。
他方、このようなS.T.C制御においては、パル
ス繰り返し周期の開始部における小利得の結果と
して、パルス繰り返し周期の開始部に受信された
雑音信号が非常に弱くなるため、パルス発生器１
９が標準パルスを発生し難くなる。その結果、パ
ルス繰り返し周期の開始時の実際の雑音レベルを
考慮すると、比較的小さい計数値が計数回路２０
に生じ、したがつてレジスタ２５に記憶される計
数値は非常に小さくなり、S.T.C制御が無い場合
の平均雑音レベルの測定最小値を示さないように
なる。したがつて、S.T.C制御を有するパルスレ
ーダにおいては、遅延回路２１の出力がS.T.C制
御を受ける期間だけ比較器２６によるスイツチ２
８の制御を延期させることが必要である。したが
つて、この延期時間τは、S.T.C制御に必要な時
間に遅延時間ｔを加えた時間に等しくなる。回路
２６とスイツチ２８との間の論理回路２７は、比
較器２６によるスイツチ２８の制御の延期を行な
うものである。
ス繰り返し周期の開始部における小利得の結果と
して、パルス繰り返し周期の開始部に受信された
雑音信号が非常に弱くなるため、パルス発生器１
９が標準パルスを発生し難くなる。その結果、パ
ルス繰り返し周期の開始時の実際の雑音レベルを
考慮すると、比較的小さい計数値が計数回路２０
に生じ、したがつてレジスタ２５に記憶される計
数値は非常に小さくなり、S.T.C制御が無い場合
の平均雑音レベルの測定最小値を示さないように
なる。したがつて、S.T.C制御を有するパルスレ
ーダにおいては、遅延回路２１の出力がS.T.C制
御を受ける期間だけ比較器２６によるスイツチ２
８の制御を延期させることが必要である。したが
つて、この延期時間τは、S.T.C制御に必要な時
間に遅延時間ｔを加えた時間に等しくなる。回路
２６とスイツチ２８との間の論理回路２７は、比
較器２６によるスイツチ２８の制御の延期を行な
うものである。
論理回路２７の設計は、各パルス繰り返し周期
の開始部においてレジスタ２５に十分に大きい計
数値をロードする方法に依存する。切換え装置２
４の第１実施例では、発生した（遅延又は非遅
延）標準パルスが各パルス繰り返し周期において
時間τの間計数回路２０において処理されるると
共にこの計数回路の瞬時計数値が各クロツクパル
ス時間隔Ｋ＾でレジスタ２５に書込まれる。この過
程の間、スイツチ２８は比較器２６により制御さ
れない。時間τの後、比較器２６によるスイツチ
２８の制御が再開される。上述の状態を果たすこ
とができるように、論理回路２７は、時間τの
間、および時間τ外におけるクロツクパルスによ
つて決定される時間隔のうち計数回路２０の計数
値がレジスタ２５に記憶されている値よりも小さ
い時間隔の間、回路２７が回路２８を、計数回路
２０の計数値をレジスタ２５に供給して書込むこ
とのできる状態にするかあるいは保持するように
構成する。本実施例では、論理回路２７は、ブー
ル伝達関数ｆ（τ、Ｃ）＝τ＋Ｃにしたがつて動
作する。ここに、τはタイミング装置によつて発
生され時間隔τの間のみデジタル的に真（true）
の信号であり、Ｃは、比較器２６により発生さ
れ、計数回路２０の計数値がレジスタ２５に記憶
されている計数値よりも小さいときにデジタル的
に真の信号であり、ｆ（τ、Ｃ）はスイツチ２８
に供給される信号である。ｆ（τ、Ｃ）がデジタ
ル的に真であるときに、計数回路２０の計数値が
スイツチ２８を経てレジスタ２５に供給され、他
の場合にはレジスタ２５に記憶されている計数値
がスイツチ２８を経てこのレジスタに再供給され
る。
の開始部においてレジスタ２５に十分に大きい計
数値をロードする方法に依存する。切換え装置２
４の第１実施例では、発生した（遅延又は非遅
延）標準パルスが各パルス繰り返し周期において
時間τの間計数回路２０において処理されるると
共にこの計数回路の瞬時計数値が各クロツクパル
ス時間隔Ｋ＾でレジスタ２５に書込まれる。この過
程の間、スイツチ２８は比較器２６により制御さ
れない。時間τの後、比較器２６によるスイツチ
２８の制御が再開される。上述の状態を果たすこ
とができるように、論理回路２７は、時間τの
間、および時間τ外におけるクロツクパルスによ
つて決定される時間隔のうち計数回路２０の計数
値がレジスタ２５に記憶されている値よりも小さ
い時間隔の間、回路２７が回路２８を、計数回路
２０の計数値をレジスタ２５に供給して書込むこ
とのできる状態にするかあるいは保持するように
構成する。本実施例では、論理回路２７は、ブー
ル伝達関数ｆ（τ、Ｃ）＝τ＋Ｃにしたがつて動
作する。ここに、τはタイミング装置によつて発
生され時間隔τの間のみデジタル的に真（true）
の信号であり、Ｃは、比較器２６により発生さ
れ、計数回路２０の計数値がレジスタ２５に記憶
されている計数値よりも小さいときにデジタル的
に真の信号であり、ｆ（τ、Ｃ）はスイツチ２８
に供給される信号である。ｆ（τ、Ｃ）がデジタ
ル的に真であるときに、計数回路２０の計数値が
スイツチ２８を経てレジスタ２５に供給され、他
の場合にはレジスタ２５に記憶されている計数値
がスイツチ２８を経てこのレジスタに再供給され
る。
切換え装置２４の第２の実施例では、図には示
されていないレジスタに記憶されている一定で十
分に大きなデジタル値が、各パルス繰り返し周期
の開始時にレジスタ２５に書込まれると共に、時
間隔τの間はスイツチ２８が比較器２６の制御を
受けないようにする。本実施例では、論理回路２
７は真偽関数ｆ（τ、Ｃ）＝・Ｃにしたがつて
動作する。
されていないレジスタに記憶されている一定で十
分に大きなデジタル値が、各パルス繰り返し周期
の開始時にレジスタ２５に書込まれると共に、時
間隔τの間はスイツチ２８が比較器２６の制御を
受けないようにする。本実施例では、論理回路２
７は真偽関数ｆ（τ、Ｃ）＝・Ｃにしたがつて
動作する。
装置２４の２つの実施例では、レジスタ２５
が、各パルス繰り返し周期内の測定過程の開始時
に十分に大きい計数値を有することが達成され
る。次いでこの測定過程の間に、計数値は、S.
T.C制御が行なわれる時間を除いたパルス繰り返
し周期内の雑音レベルの最小値を表わす値にまで
減少される。この動作は第２図を参照すると容易
に理解される。先ずS.T.C期間後の第１時間隔ｔ
において量子化雑音信号が計数回路２０で計数さ
れ、その計数値がレジスタ２５に書込まれ、次い
で第２時間隔ｔにおいて標準パルス発生器１９か
ら遅延されずに回路２２を経て供給されるクロツ
ク時間隔ｂ中の量子化雑音信号（加算パルス）が
第１時間隔の計数値に加算されると共に標準パル
ス発生器１９から時間ｔだけ遅延されて回路２２
を経て供給されるクロツク時間隔ａ中の量子化雑
音信号（減算パルス）が第１時間隔の計数値から
減算されることにより第２時間隔ｔにおける量子
化雑音信号の計数値が得られ、この計数値がレジ
スタ２５に書込まれている計数値と比較され、両
計数値のうち小さい方がレジスタに書込まれる。
以下同様にしてパルス繰り返し周期の終了時に、
距離に無関係の一定増幅が行なわれる期間中のＮ
個の時間隔におけるＮ個の量子化雑音計数値のう
ちの最小値がレジスタ２５に得られ、この計数値
はパルス繰り返し周期内の純粋な雑音の測定値と
考えられる。
が、各パルス繰り返し周期内の測定過程の開始時
に十分に大きい計数値を有することが達成され
る。次いでこの測定過程の間に、計数値は、S.
T.C制御が行なわれる時間を除いたパルス繰り返
し周期内の雑音レベルの最小値を表わす値にまで
減少される。この動作は第２図を参照すると容易
に理解される。先ずS.T.C期間後の第１時間隔ｔ
において量子化雑音信号が計数回路２０で計数さ
れ、その計数値がレジスタ２５に書込まれ、次い
で第２時間隔ｔにおいて標準パルス発生器１９か
ら遅延されずに回路２２を経て供給されるクロツ
ク時間隔ｂ中の量子化雑音信号（加算パルス）が
第１時間隔の計数値に加算されると共に標準パル
ス発生器１９から時間ｔだけ遅延されて回路２２
を経て供給されるクロツク時間隔ａ中の量子化雑
音信号（減算パルス）が第１時間隔の計数値から
減算されることにより第２時間隔ｔにおける量子
化雑音信号の計数値が得られ、この計数値がレジ
スタ２５に書込まれている計数値と比較され、両
計数値のうち小さい方がレジスタに書込まれる。
以下同様にしてパルス繰り返し周期の終了時に、
距離に無関係の一定増幅が行なわれる期間中のＮ
個の時間隔におけるＮ個の量子化雑音計数値のう
ちの最小値がレジスタ２５に得られ、この計数値
はパルス繰り返し周期内の純粋な雑音の測定値と
考えられる。
制御電圧発生器１８を用いて、増幅器９の利得
係数を、パルス繰り返し周期の終りにレジスタ２
５に記憶されている計数値から決定する。本実施
例では、制御電圧発生器は、直列に接続されたデ
ジタル−アナログ変換器３０と、電圧整合回路３
１と、積分器３２とから構成されている。レジス
タ２５の値を第２レジスタ２９に書込むためには
同期化パルスＳ＾を用い、他方、デジタル−アナロ
グ変換器３０は、レジスタ２９のデジタル値に関
係したアナログ電圧を発生する。このアナログ電
圧から、電圧整合回路３１は、積分器３２に好適
な制御電圧を発生する。積分器３２の出力電圧
（本実施例では負である）をIF増幅器９に供給し
て、この増幅器の利得係数をセツトする。
係数を、パルス繰り返し周期の終りにレジスタ２
５に記憶されている計数値から決定する。本実施
例では、制御電圧発生器は、直列に接続されたデ
ジタル−アナログ変換器３０と、電圧整合回路３
１と、積分器３２とから構成されている。レジス
タ２５の値を第２レジスタ２９に書込むためには
同期化パルスＳ＾を用い、他方、デジタル−アナロ
グ変換器３０は、レジスタ２９のデジタル値に関
係したアナログ電圧を発生する。このアナログ電
圧から、電圧整合回路３１は、積分器３２に好適
な制御電圧を発生する。積分器３２の出力電圧
（本実施例では負である）をIF増幅器９に供給し
て、この増幅器の利得係数をセツトする。
すでに説明したように、いままでに述べたパル
スレーダを同期検波器およびまたはクラツタ抑圧
器を設けることなく構成することもできる。この
場合、受信機は直線検波された映像信号を発生す
る。直線検波された映像信号は、十分な強度があ
り標準パルス発生器に直接に供給される場合に、
標準パルスとなる。これら標準パルスは、前述し
たようにAGC回路を付勢するために用いられ
る。
スレーダを同期検波器およびまたはクラツタ抑圧
器を設けることなく構成することもできる。この
場合、受信機は直線検波された映像信号を発生す
る。直線検波された映像信号は、十分な強度があ
り標準パルス発生器に直接に供給される場合に、
標準パルスとなる。これら標準パルスは、前述し
たようにAGC回路を付勢するために用いられ
る。
AGC回路はまた、トラツク−間−走査（track
−while−scan）形の捜索レーダに応用すること
ができる。上述のAGC回路を具えるこのような
レーダの実施例では、方位および範囲の決定され
た極追尾窓（polar tracking window）からの反
射信号の直線検波の間に、雑音測定は行なわれな
い。計数回路２０が極追尾窓からの映像信号を受
信することのできる期間内に、論理回路２７は、
レジスタ２５の計数値のみを、このレジスタに書
込むためにスイツチ２８を経て再び供給するよう
にする。極追尾窓がレーダ位置に対して距離Ｒと
Ｒ＋ｒとの間に位置する場合には、周期Ａは、送
信機パルスの送信の瞬時から始まる時間隔
（２Ｒ／Ｃ、２Ｒ＋２ｒ／Ｃ＋ｔ）によつて決定される
。この周 期の間で、雑音測定が行なわれるときに、極追尾
窓からの映像信号は、直接におよび遅延線２１を
経ずに、切換え装置２４に供給することができな
い。Ｂが、この間に極追尾窓が与えられるアンテ
ナの回転周期を示すならば、第１実施例は、論理
回路２７にｆ（τ、Ｃ）＝τ＋Ｃの代りに伝達関
数ｆ（τ、Ａ、Ｂ、Ｃ）＝τ・・・Ｃを具え
る。第２実施例では、伝達関数は、ｆ（τ、Ｃ）
＝・Ｃの代りにｆ（τ、Ａ、Ｂ、Ｃ）＝τ・
・・Ｃとならなければならない。これらの表
現において、ＡおよびＢは、タシミング装置によ
り発生されるべき信号を示している。これら信号
は、各周期間でデジタル的に真である。ｆ（τ、
Ａ、Ｂ、Ｃ）がデジタル的に真であるならば、計
数回路２０の計数値が、スイツチ２８を経てのレ
ジスタ２５への書込みのために利用される。
−while−scan）形の捜索レーダに応用すること
ができる。上述のAGC回路を具えるこのような
レーダの実施例では、方位および範囲の決定され
た極追尾窓（polar tracking window）からの反
射信号の直線検波の間に、雑音測定は行なわれな
い。計数回路２０が極追尾窓からの映像信号を受
信することのできる期間内に、論理回路２７は、
レジスタ２５の計数値のみを、このレジスタに書
込むためにスイツチ２８を経て再び供給するよう
にする。極追尾窓がレーダ位置に対して距離Ｒと
Ｒ＋ｒとの間に位置する場合には、周期Ａは、送
信機パルスの送信の瞬時から始まる時間隔
（２Ｒ／Ｃ、２Ｒ＋２ｒ／Ｃ＋ｔ）によつて決定される
。この周 期の間で、雑音測定が行なわれるときに、極追尾
窓からの映像信号は、直接におよび遅延線２１を
経ずに、切換え装置２４に供給することができな
い。Ｂが、この間に極追尾窓が与えられるアンテ
ナの回転周期を示すならば、第１実施例は、論理
回路２７にｆ（τ、Ｃ）＝τ＋Ｃの代りに伝達関
数ｆ（τ、Ａ、Ｂ、Ｃ）＝τ・・・Ｃを具え
る。第２実施例では、伝達関数は、ｆ（τ、Ｃ）
＝・Ｃの代りにｆ（τ、Ａ、Ｂ、Ｃ）＝τ・
・・Ｃとならなければならない。これらの表
現において、ＡおよびＢは、タシミング装置によ
り発生されるべき信号を示している。これら信号
は、各周期間でデジタル的に真である。ｆ（τ、
Ａ、Ｂ、Ｃ）がデジタル的に真であるならば、計
数回路２０の計数値が、スイツチ２８を経てのレ
ジスタ２５への書込みのために利用される。
第１図は、本発明AGC回路を具えるパルスレ
ーダの一実施例を示す図、第２図は第１図に示す
AGC回路の動作説明用図である。 １……レーダアンテナ、２……送受切換器、３
……送信機、４……受信機、５……パルス変調
器、６……マグネトロン発振器、７……混合器、
８……安定局部発振器、９……IF増幅器、１０
……位相検波器、１１……同期発振器、１２……
第２混合器、１３……クラツタ抑圧器、１４……
減算回路、１５……遅延線、１６……映像信号処
理装置、１７……雑音測定回路、１８……制御電
圧発生器、１９……標準パルス発生器、２０……
計数回路、２１……遅延回路、２２……結合回
路、２３……カウンタ、２４……切換え装置、２
５……第１レジスタ、２６……比較器、２７……
論理回路、２８……スイツチ、２９……第２レジ
スタ、３０……デジタル−アナログ変換器、３１
……電圧整合回路、３２……積分器。
ーダの一実施例を示す図、第２図は第１図に示す
AGC回路の動作説明用図である。 １……レーダアンテナ、２……送受切換器、３
……送信機、４……受信機、５……パルス変調
器、６……マグネトロン発振器、７……混合器、
８……安定局部発振器、９……IF増幅器、１０
……位相検波器、１１……同期発振器、１２……
第２混合器、１３……クラツタ抑圧器、１４……
減算回路、１５……遅延線、１６……映像信号処
理装置、１７……雑音測定回路、１８……制御電
圧発生器、１９……標準パルス発生器、２０……
計数回路、２１……遅延回路、２２……結合回
路、２３……カウンタ、２４……切換え装置、２
５……第１レジスタ、２６……比較器、２７……
論理回路、２８……スイツチ、２９……第２レジ
スタ、３０……デジタル−アナログ変換器、３１
……電圧整合回路、３２……積分器。
Claims (1)
- １ パルスレーダの受信機に用いられるIF増幅
器用の自動利得制御回路であつて所定の持続時間
の時間隔における平均雑音レベルを測定する回路
を具えるものにおいて、パルス繰り返し周期内の
距離と無関係のRF信号の増幅が行なわれる期間
中の互に等しい所定持続時間の時間隔においてそ
れぞれ測定された多数の平均雑音レベルのうちの
最小値を決定する雑音測定回路と、前記最小値か
ら制御電圧を取り出しIF増幅器に供給する制御
電圧発生器とを具えることを特徴とする自動利得
制御回路。
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| NLAANVRAGE7609865,A NL174675C (nl) | 1976-09-06 | 1976-09-06 | Inrichting voor het opwekken van de regelspanning voor de automatische sterkteregeling van een impulsradarapparaat. |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5351992A JPS5351992A (en) | 1978-05-11 |
| JPS6161071B2 true JPS6161071B2 (ja) | 1986-12-24 |
Family
ID=19826850
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10636577A Granted JPS5351992A (en) | 1976-09-06 | 1977-09-06 | Automatic gain control circuit |
Country Status (13)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4144533A (ja) |
| JP (1) | JPS5351992A (ja) |
| AU (1) | AU512162B2 (ja) |
| BE (1) | BE858399A (ja) |
| CA (1) | CA1119701A (ja) |
| CH (1) | CH628149A5 (ja) |
| DE (1) | DE2738639A1 (ja) |
| FR (1) | FR2363934A1 (ja) |
| GB (1) | GB1590066A (ja) |
| IT (1) | IT1089866B (ja) |
| NL (1) | NL174675C (ja) |
| NO (1) | NO145118C (ja) |
| SE (1) | SE438055B (ja) |
Families Citing this family (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2409521A1 (fr) * | 1977-11-22 | 1979-06-15 | Thomson Csf | Dispositif d'elimination des echos fixes, plus particulierement associe a un systeme radar et systeme radar le comprenant |
| US4233604A (en) * | 1978-11-27 | 1980-11-11 | Thomson-Csf | Receiver with fixed-echo suppressor |
| US4680588A (en) * | 1985-12-05 | 1987-07-14 | Raytheon Company | Radar system with incremental automatic gain control |
| US4940988A (en) * | 1988-11-02 | 1990-07-10 | Westinghouse Electric Corp. | Two parameter clutter map |
| JP2881352B2 (ja) * | 1992-01-14 | 1999-04-12 | アンリツ株式会社 | 自動利得調節装置 |
| DE19804958A1 (de) * | 1998-02-07 | 1999-08-12 | Itt Mfg Enterprises Inc | Auswertekonzept für Abstandsmeßverfahren |
| AU2003259304A1 (en) * | 2002-07-30 | 2004-02-16 | Interdigital Technology Corporation | Power measurement of received cdma signals using soft threshold preprocessing after correlation |
| JP4241646B2 (ja) * | 2004-04-20 | 2009-03-18 | パナソニック株式会社 | 受信装置、送信装置及び無線システム |
| US7274322B2 (en) * | 2005-07-25 | 2007-09-25 | Honeywell International Inc. | Systems and methods for automatic gain control for multichannel receivers |
| CZ300345B6 (cs) | 2007-07-17 | 2009-04-22 | Elmarco, S. R. O. | Zpusob zvláknování kapalné matrice, zarízení pro výrobu nanovláken elektrostatickým zvláknováním kapalné matrice a zvláknovací elektroda pro takové zarízení |
| JP2011002425A (ja) * | 2009-06-22 | 2011-01-06 | Furuno Electric Co Ltd | レーダ装置 |
| JP5527072B2 (ja) * | 2010-07-15 | 2014-06-18 | 富士通株式会社 | 増幅装置及び利得制御方法 |
| JP6290540B2 (ja) * | 2013-03-08 | 2018-03-07 | 日本無線株式会社 | レーダ装置 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US2711531A (en) * | 1951-01-15 | 1955-06-21 | Gen Electric | Automatic gain control circuit |
| US3848191A (en) * | 1972-07-07 | 1974-11-12 | Rca Corp | Asynchronous pulse receiver |
| US3845481A (en) * | 1973-04-26 | 1974-10-29 | United Aircraft Corp | Target controlled agc for scan radar normalization |
| US4042922A (en) * | 1976-09-03 | 1977-08-16 | The Bendix Corporation | Multi-mode radar system |
-
1976
- 1976-09-06 NL NLAANVRAGE7609865,A patent/NL174675C/xx not_active IP Right Cessation
-
1977
- 1977-08-15 CA CA000284835A patent/CA1119701A/en not_active Expired
- 1977-08-17 GB GB34602/77A patent/GB1590066A/en not_active Expired
- 1977-08-22 CH CH1028377A patent/CH628149A5/de not_active IP Right Cessation
- 1977-08-26 DE DE19772738639 patent/DE2738639A1/de active Granted
- 1977-08-31 SE SE7709813A patent/SE438055B/xx not_active IP Right Cessation
- 1977-08-31 AU AU28412/77A patent/AU512162B2/en not_active Expired
- 1977-09-01 US US05/829,621 patent/US4144533A/en not_active Expired - Lifetime
- 1977-09-02 NO NO773044A patent/NO145118C/no unknown
- 1977-09-02 IT IT50878/77A patent/IT1089866B/it active
- 1977-09-05 FR FR7726831A patent/FR2363934A1/fr active Granted
- 1977-09-05 BE BE180669A patent/BE858399A/xx not_active IP Right Cessation
- 1977-09-06 JP JP10636577A patent/JPS5351992A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CA1119701A (en) | 1982-03-09 |
| NL174675B (nl) | 1984-02-16 |
| DE2738639A1 (de) | 1978-03-09 |
| US4144533A (en) | 1979-03-13 |
| AU512162B2 (en) | 1980-09-25 |
| SE7709813L (sv) | 1978-03-07 |
| SE438055B (sv) | 1985-03-25 |
| NO145118B (no) | 1981-10-05 |
| FR2363934B1 (ja) | 1983-03-25 |
| AU2841277A (en) | 1979-03-08 |
| NO773044L (no) | 1978-03-07 |
| CH628149A5 (de) | 1982-02-15 |
| IT1089866B (it) | 1985-06-18 |
| BE858399A (nl) | 1978-01-02 |
| JPS5351992A (en) | 1978-05-11 |
| NO145118C (no) | 1982-01-13 |
| NL174675C (nl) | 1984-07-16 |
| FR2363934A1 (fr) | 1978-03-31 |
| GB1590066A (en) | 1981-05-28 |
| DE2738639C2 (ja) | 1987-09-24 |
| NL7609865A (nl) | 1978-03-08 |
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